JPH0846658A - バースト信号復調回路 - Google Patents
バースト信号復調回路Info
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- JPH0846658A JPH0846658A JP6193817A JP19381794A JPH0846658A JP H0846658 A JPH0846658 A JP H0846658A JP 6193817 A JP6193817 A JP 6193817A JP 19381794 A JP19381794 A JP 19381794A JP H0846658 A JPH0846658 A JP H0846658A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
- H04J3/06—Synchronising arrangements
- H04J3/0602—Systems characterised by the synchronising information used
- H04J3/0605—Special codes used as synchronising signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 キャリア再生およびクロック再生用のプリア
ンブルを共用してプリアンブルを短縮することが可能な
バースト信号復調回路を提供することを目的とする。 【構成】 キャリア再生およびクロック再生に共通のプ
リアンブルとして１００１、０１１０、１１００または
００１１の繰り返しを用いる。受信入力は直交検波回路
（１０）およびサンプル回路（１１）に印加され、サン
プル値（ＣＡ）を出力する。サンプル値（ＣＡ）と、プ
リアンブル信号と同一周波数の余弦および正弦との相関
（Ｃ、Ｓ）を求める。相関（Ｃ、Ｓ）からキャリア位相
推定回路（３０）によりキャリア位相推定信号（Ｕ）を
求め、検波回路（１４）は該信号（Ｕ）と前記サンプル
値（ＣＡ）との乗算により復調信号（Ｅ）を提供する。
前記サンプル回路（１１）に印加するクロック信号
（Ｆ）は、クロック再生回路（４０）により前記相関
（Ｃ、Ｓ）から得られる。
ンブルを共用してプリアンブルを短縮することが可能な
バースト信号復調回路を提供することを目的とする。 【構成】 キャリア再生およびクロック再生に共通のプ
リアンブルとして１００１、０１１０、１１００または
００１１の繰り返しを用いる。受信入力は直交検波回路
（１０）およびサンプル回路（１１）に印加され、サン
プル値（ＣＡ）を出力する。サンプル値（ＣＡ）と、プ
リアンブル信号と同一周波数の余弦および正弦との相関
（Ｃ、Ｓ）を求める。相関（Ｃ、Ｓ）からキャリア位相
推定回路（３０）によりキャリア位相推定信号（Ｕ）を
求め、検波回路（１４）は該信号（Ｕ）と前記サンプル
値（ＣＡ）との乗算により復調信号（Ｅ）を提供する。
前記サンプル回路（１１）に印加するクロック信号
（Ｆ）は、クロック再生回路（４０）により前記相関
（Ｃ、Ｓ）から得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信に
おいて用いられるバースト信号復調回路に関する。
おいて用いられるバースト信号復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のバースト信号復調回路の構成を図
１に示す。バースト信号復調回路は、直交検波回路１
０、サンプル回路１１、キャリア再生回路１２、クロッ
ク再生回路１３および検波回路１４から構成される。ま
た、バースト信号は、図２に示すようにキャリア再生用
プリアンブル部１、クロック再生用プリアンブル部２、
更にデータ部３から構成される。図１において、受信入
力信号Ａは直交検波回路１０より互いに直交するＩチャ
ネル成分およびＱチャネル成分の複素信号Ｂに変換され
る。複素信号Ｂはサンプル回路１１によりクロック再生
信号から供給されるクロック信号Ｆのタイミングでサン
プリングされ、サンプリングされた複素信号Ｃはキャリ
ア再生回路１２および検波回路１４に入力される。クロ
ック信号Ｆの識別点からのズレ（クロック位相）はクロ
ック再生が行われる以前はランダムな値となる。キャリ
ア再生回路１２は複素信号Ｃに含まれるキャリア再生用
プリアンブルをもとにキャリア再生を行う。使用するキ
ャリア再生用プリアンブルは変調を行わない全てが
“１”のビット系列であり、キャリア再生回路１２はク
ロック位相と無関係に再生キャリア信号Ｄ（基準キャリ
ア信号とキャリア再生回路出力との位相差）を求める。
再生キャリア信号Ｄは検波回路１４に入力される。検波
回路１４は再生キャリア信号Ｄを用いてサンプル回路１
１より供給される複素信号Ｃからキャリア位相誤差を除
去し、その結果をキャリア再生後信号Ｅとして出力す
る。クロック再生回路１３はキャリア再生後信号Ｅを入
力し、信号Ｅに含まれるクロック再生用プリアンブルを
用いてクロック再生を行う。クロック再生回路１３は信
号Ｅからクロック位相の推定および修正を行い、その結
果を再生クロック信号Ｆとしてサンプル回路１４に与え
る。その後、検波回路１４から出力される信号Ｅはキャ
リア再生およびクロック再生後の復調信号となる。
１に示す。バースト信号復調回路は、直交検波回路１
０、サンプル回路１１、キャリア再生回路１２、クロッ
ク再生回路１３および検波回路１４から構成される。ま
た、バースト信号は、図２に示すようにキャリア再生用
プリアンブル部１、クロック再生用プリアンブル部２、
更にデータ部３から構成される。図１において、受信入
力信号Ａは直交検波回路１０より互いに直交するＩチャ
ネル成分およびＱチャネル成分の複素信号Ｂに変換され
る。複素信号Ｂはサンプル回路１１によりクロック再生
信号から供給されるクロック信号Ｆのタイミングでサン
プリングされ、サンプリングされた複素信号Ｃはキャリ
ア再生回路１２および検波回路１４に入力される。クロ
ック信号Ｆの識別点からのズレ（クロック位相）はクロ
ック再生が行われる以前はランダムな値となる。キャリ
ア再生回路１２は複素信号Ｃに含まれるキャリア再生用
プリアンブルをもとにキャリア再生を行う。使用するキ
ャリア再生用プリアンブルは変調を行わない全てが
“１”のビット系列であり、キャリア再生回路１２はク
ロック位相と無関係に再生キャリア信号Ｄ（基準キャリ
ア信号とキャリア再生回路出力との位相差）を求める。
再生キャリア信号Ｄは検波回路１４に入力される。検波
回路１４は再生キャリア信号Ｄを用いてサンプル回路１
１より供給される複素信号Ｃからキャリア位相誤差を除
去し、その結果をキャリア再生後信号Ｅとして出力す
る。クロック再生回路１３はキャリア再生後信号Ｅを入
力し、信号Ｅに含まれるクロック再生用プリアンブルを
用いてクロック再生を行う。クロック再生回路１３は信
号Ｅからクロック位相の推定および修正を行い、その結
果を再生クロック信号Ｆとしてサンプル回路１４に与え
る。その後、検波回路１４から出力される信号Ｅはキャ
リア再生およびクロック再生後の復調信号となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のバースト信号復調回路ではキャリア再生およびクロ
ック再生を行うためにキャリア再生およびクロック再生
用に個別のプリアンブルを用いたバースト信号構成をと
り、個々のプリアンブルを用いてキャリア再生およびク
ロック再生を順次行っていた。この場合、プリアンブル
長が長くなり情報伝送効率が低下する問題点を生じる。
来のバースト信号復調回路ではキャリア再生およびクロ
ック再生を行うためにキャリア再生およびクロック再生
用に個別のプリアンブルを用いたバースト信号構成をと
り、個々のプリアンブルを用いてキャリア再生およびク
ロック再生を順次行っていた。この場合、プリアンブル
長が長くなり情報伝送効率が低下する問題点を生じる。
【０００４】本発明はこのような問題点を改善すべくな
されたもので、キャリア再生およびクロック再生用のプ
リアンブルを共用して、キャリア再生およびクロック再
生を同時に行い、プリアンブルを短くすることが可能な
バースト信号復調回路を提供することを目的とする。
されたもので、キャリア再生およびクロック再生用のプ
リアンブルを共用して、キャリア再生およびクロック再
生を同時に行い、プリアンブルを短くすることが可能な
バースト信号復調回路を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明はディジタル位相
変調において１００１、０１１０、１１００、００１１
の繰り返しビット系列をもつプリアンブル部およびデー
タ部を有するバースト信号を入力信号として、前記入力
信号を互いに直交するＩチャネル成分およびＱチャネル
成分をもつ複素信号に変換する直交検波回路と、サンプ
ルクロックのタイミングで前記複素信号を１シンボルあ
たり２回以上サンプリングするサンプル回路と、前記バ
ースト信号のサンプリングされたプリアンブル信号と同
一周波数成分をもつ余弦および正弦との相関を一定期間
計算する相関算出回路と、前記相関算出回路から出力さ
れる２系統の信号を用いて、任意のキャリア位相および
クロック位相に対して、キャリア位相を推定しキャリア
位相推定信号を出力するキャリア位相推定回路と、前記
キャリア位相推定信号に基づいて前記サンプル回路の出
力からキャリア位相誤差を除去する検波回路と、前記キ
ャリア推定と同時に、前記相関算出回路出力をもとにク
ロック位相を推定するクロック位相推定回路と、前記ク
ロック位相推定回路の出力に基づき前記サンプルクロッ
クの位相を修正するタイミング修正回路を有するクロッ
ク再生回路とを備えたことを特徴とする。
変調において１００１、０１１０、１１００、００１１
の繰り返しビット系列をもつプリアンブル部およびデー
タ部を有するバースト信号を入力信号として、前記入力
信号を互いに直交するＩチャネル成分およびＱチャネル
成分をもつ複素信号に変換する直交検波回路と、サンプ
ルクロックのタイミングで前記複素信号を１シンボルあ
たり２回以上サンプリングするサンプル回路と、前記バ
ースト信号のサンプリングされたプリアンブル信号と同
一周波数成分をもつ余弦および正弦との相関を一定期間
計算する相関算出回路と、前記相関算出回路から出力さ
れる２系統の信号を用いて、任意のキャリア位相および
クロック位相に対して、キャリア位相を推定しキャリア
位相推定信号を出力するキャリア位相推定回路と、前記
キャリア位相推定信号に基づいて前記サンプル回路の出
力からキャリア位相誤差を除去する検波回路と、前記キ
ャリア推定と同時に、前記相関算出回路出力をもとにク
ロック位相を推定するクロック位相推定回路と、前記ク
ロック位相推定回路の出力に基づき前記サンプルクロッ
クの位相を修正するタイミング修正回路を有するクロッ
ク再生回路とを備えたことを特徴とする。
【０００６】
【作用】本発明において、キャリア推定回路はクロック
位相に影響されずにキャリア再生を行い、同時にクロッ
ク再生はキャリア位相誤差に影響されずにクロック再生
を行うことが可能なためバースト信号に含まれるプリア
ンブル信号を共用できる。
位相に影響されずにキャリア再生を行い、同時にクロッ
ク再生はキャリア位相誤差に影響されずにクロック再生
を行うことが可能なためバースト信号に含まれるプリア
ンブル信号を共用できる。
【０００７】
【実施例】本発明のバースト信号復調回路の構成および
バースト信号フォーマットを図３および図４に示す。キ
ャリア再生およびクロック再生に共用されるプリアンブ
ル信号として、１００１、０１１０、１１００、または
００１１の繰り返しビット系列を用い、このプリアンブ
ル信号に対しＱＰＳＫ変調を行った場合を例に説明す
る。
バースト信号フォーマットを図３および図４に示す。キ
ャリア再生およびクロック再生に共用されるプリアンブ
ル信号として、１００１、０１１０、１１００、または
００１１の繰り返しビット系列を用い、このプリアンブ
ル信号に対しＱＰＳＫ変調を行った場合を例に説明す
る。
【０００８】図３において、受信信号Ａは直交検波回路
１０に入力され互いに直交したＩチャネル成分およびＱ
チャネル成分に分かれる複素信号Ｂに変換される。複素
信号Ｂはサンプル回路１１においてクロック信号Ｆによ
り２［ｓａｍｐｌｅｓ／ｓｙｍｂｏｌ］のサンプル速度
でサンプリングされ複素信号ＣＡを得る。ここで、クロ
ック信号Ｆはクロック再生が行われる以前は任意のクロ
ック位相となる。プリアンブル信号に対しＱＰＳＫ変調
を行った場合の信号空間図を図５に示す。キャリアおよ
びクロック位相誤差が無い場合、信号点は図５の実線上
を移動し上述のように２［ｓａｍｐｌｅｓ／ｓｙｍｂｏ
ｌ］ではサンプル点は点Ａ〜Ｄの４点に位置する。しか
しながら、キャリア位相がφ変化すると信号点は破線上
を移動し、クロック位相がθ変化した時サンプル点は点
Ａ’〜Ｄ’の点に位置する。
１０に入力され互いに直交したＩチャネル成分およびＱ
チャネル成分に分かれる複素信号Ｂに変換される。複素
信号Ｂはサンプル回路１１においてクロック信号Ｆによ
り２［ｓａｍｐｌｅｓ／ｓｙｍｂｏｌ］のサンプル速度
でサンプリングされ複素信号ＣＡを得る。ここで、クロ
ック信号Ｆはクロック再生が行われる以前は任意のクロ
ック位相となる。プリアンブル信号に対しＱＰＳＫ変調
を行った場合の信号空間図を図５に示す。キャリアおよ
びクロック位相誤差が無い場合、信号点は図５の実線上
を移動し上述のように２［ｓａｍｐｌｅｓ／ｓｙｍｂｏ
ｌ］ではサンプル点は点Ａ〜Ｄの４点に位置する。しか
しながら、キャリア位相がφ変化すると信号点は破線上
を移動し、クロック位相がθ変化した時サンプル点は点
Ａ’〜Ｄ’の点に位置する。
【０００９】キャリア位相がφ、クロック位相がθ変化
した時のＩチャネル成分およびＱチャネル成分（Ｘk ，
Ｙk ）は、（１）式で与えられる。更に、（Ｘk ，Ｙ
k ）とＮS ［ｓｙｍｂｏｌ］間（ＮS ：プリアンブル
長）のｃｏｓωｔk およびｓｉｎωｔk の相関信号Ｃ
（ＣI ，ＣQ ）、Ｓ（ＳI ，ＳQ ）は（２）、（３）式
で与えられる。
した時のＩチャネル成分およびＱチャネル成分（Ｘk ，
Ｙk ）は、（１）式で与えられる。更に、（Ｘk ，Ｙ
k ）とＮS ［ｓｙｍｂｏｌ］間（ＮS ：プリアンブル
長）のｃｏｓωｔk およびｓｉｎωｔk の相関信号Ｃ
（ＣI ，ＣQ ）、Ｓ（ＳI ，ＳQ ）は（２）、（３）式
で与えられる。
【００１０】
【数１】
【００１１】相関算出回路２０では上記（２）、（３）
式の複素信号を計算する。
式の複素信号を計算する。
【００１２】相関算出回路２０からの上記２つの信号
Ｃ，Ｓはキャリア位相推定回路３０およびクロック再生
回路４０へ同時に供給される。
Ｃ，Ｓはキャリア位相推定回路３０およびクロック再生
回路４０へ同時に供給される。
【００１３】キャリア位相推定回路３０ではＣとＳの絶
対値を比較して、相関信号Ｃの絶対値の方が大きい場
合、相関信号Ｓの符号を相関信号Ｃの符号に合わせるよ
うな操作を行い、逆に相関信号Ｓの絶対値の方が大きい
場合、相関信号Ｃの符号を相関信号Ｓの符号に合わせる
ような操作を行い、相関信号ＣとＳの各Ｉチャネル成分
同士およびＱチャネル成分同士の和を求めた信号をキャ
リア位相推定信号Ｕ（Ｘφ，Ｙφ）としてキャリア位相
φを算出する。（Ｘφ，Ｙφ）は場合に応じて下記のよ
うに計算される。
対値を比較して、相関信号Ｃの絶対値の方が大きい場
合、相関信号Ｓの符号を相関信号Ｃの符号に合わせるよ
うな操作を行い、逆に相関信号Ｓの絶対値の方が大きい
場合、相関信号Ｃの符号を相関信号Ｓの符号に合わせる
ような操作を行い、相関信号ＣとＳの各Ｉチャネル成分
同士およびＱチャネル成分同士の和を求めた信号をキャ
リア位相推定信号Ｕ（Ｘφ，Ｙφ）としてキャリア位相
φを算出する。（Ｘφ，Ｙφ）は場合に応じて下記のよ
うに計算される。
【００１４】 （Ｃが大きい場合） （Ｘφ，Ｙφ）＝｛ＣI ＋ｓｉｇｎ［ＣI ］・｜ＳI ｜， ＣQ ＋ｓｉｇｎ［ＣQ ］・｜ＳQ ｜｝ …（４） （Ｓが大きい場合） （Ｘφ，Ｙφ）＝｛ＳI ＋ｓｉｇｎ［ＳI ］・｜ＣI ｜， ＳQ ＋ｓｉｇｎ［ＳQ ］・｜ＣQ ｜｝ …（５） ただし、｜Ｃ｜＝｜Ｓ｜の場合は上記（４）あるいは
（５）式を用いる。
（５）式を用いる。
【００１５】上記キャリア位相推定信号は検波回路１４
に入力される。
に入力される。
【００１６】例えば、図７において、相関信号Ｃをベク
トルＣ、相関信号ＳをベクトルＳ、キャリア位相推定信
号をベクトルＵとして、ベクトルＣとベクトルＳの絶対
値を比較した場合、ベクトルＣの絶対値が大きいため、
ベクトルＵは上記（４）式より与えられる。
トルＣ、相関信号ＳをベクトルＳ、キャリア位相推定信
号をベクトルＵとして、ベクトルＣとベクトルＳの絶対
値を比較した場合、ベクトルＣの絶対値が大きいため、
ベクトルＵは上記（４）式より与えられる。
【００１７】クロック再生回路４０はクロック位相推定
回路５０とタイミング修正回路６０からなる。クロック
推定回路５０では上記（２）、（３）式の相関算出信号
出力Ｃ、Ｓの各Ｉチャネル成分（ＣI とＳI ）およびＱ
チャネル成分（ＣQ とＳQ ）の４成分の絶対値を比較し
最大となる成分を抽出する。そして、最大成分が更に大
きくなるように前記成分ＣI とＣQ 成分および前記ＳI
成分とＳQ 成分の和または差を計算し、前記成分ＣI と
ＣQ 成分の和または差をＩチャネル成分、前記ＳI 成分
とＳQ 成分の和または差をＱチャネル成分とするクロッ
ク位相推定信号Ｖ（Ｘθ，Ｙθ）を求め、（Ｘθ，Ｙ
θ）の位相角θを推定する。クロック位相推定回路５０
では上記最大成分に応じて下記の計算を行う。
回路５０とタイミング修正回路６０からなる。クロック
推定回路５０では上記（２）、（３）式の相関算出信号
出力Ｃ、Ｓの各Ｉチャネル成分（ＣI とＳI ）およびＱ
チャネル成分（ＣQ とＳQ ）の４成分の絶対値を比較し
最大となる成分を抽出する。そして、最大成分が更に大
きくなるように前記成分ＣI とＣQ 成分および前記ＳI
成分とＳQ 成分の和または差を計算し、前記成分ＣI と
ＣQ 成分の和または差をＩチャネル成分、前記ＳI 成分
とＳQ 成分の和または差をＱチャネル成分とするクロッ
ク位相推定信号Ｖ（Ｘθ，Ｙθ）を求め、（Ｘθ，Ｙ
θ）の位相角θを推定する。クロック位相推定回路５０
では上記最大成分に応じて下記の計算を行う。
【００１８】 （ＣI が最大の場合） （Ｘθ，Ｙθ）＝｛ＣI ＋ｓｉｇｎ［ＣI ］・｜ＣQ ｜， ＳI ＋ｓｉｇｎ［ＣI ・ＣQ ］・｜ＳQ ｜｝ …（６） （ＣQ が最大の場合） （Ｘθ，Ｙθ）＝｛ＣQ ＋ｓｉｇｎ［ＣQ ］・｜ＣI ｜， ＳQ ＋ｓｉｇｎ［ＣI ・ＣQ ］・｜ＳI ｜｝ …（７） （ＳI が最大の場合） （Ｘθ，Ｙθ）＝｛ＣI ＋ｓｉｇｎ［ＳI ・ＳQ ］・｜ＣQ ｜， ＳI ＋ｓｉｇｎ［ＳI ］・｜ＳQ ｜｝ …（８） （ＳQ が最大の場合） （Ｘθ，Ｙθ）＝｛ＣQ ＋ｓｉｇｎ［ＳI ・ＳQ ］・｜ＣI ｜， ＳQ ＋ｓｉｇｎ［ＳQ ］・｜ＳI ｜｝ …（９）
【００１９】タイミング修正回路６０では上述のクロッ
ク位相推定信号Ｖに基づき再生クロック信号Ｆのタイミ
ングを所望のタイミングに修正してサンプル回路１１へ
出力する。
ク位相推定信号Ｖに基づき再生クロック信号Ｆのタイミ
ングを所望のタイミングに修正してサンプル回路１１へ
出力する。
【００２０】例えば、図８において、相関信号Ｃをベク
トルＣ、相関信号ＳをベクトルＳ、クロック位相推定信
号をベクトルＶとして、ベクトルＣとベクトルＳの各成
分の絶対値を比較した場合、ベクトルＣのＩチャネル成
分（ＣI ）が最大となるため、ベクトルＶは上記（６）
式より与えられる。
トルＣ、相関信号ＳをベクトルＳ、クロック位相推定信
号をベクトルＶとして、ベクトルＣとベクトルＳの各成
分の絶対値を比較した場合、ベクトルＣのＩチャネル成
分（ＣI ）が最大となるため、ベクトルＶは上記（６）
式より与えられる。
【００２１】以上のように、キャリア位相推定回路３０
およびクロック再生回路４０は供給される複素信号Ｃの
共用プリアンブル４を用いてキャリア再生およびクロッ
ク再生を同時に行う。その後、検波回路１４から出力さ
れる信号Ｅは、キャリア再生およびクロック再生後の復
調信号となる。キャリア周波数誤差が存在する場合、デ
ータ部においては図３における破線９０に切り替わり、
従来のキャリア再生回路１２ａ（例えば、逆変調型キャ
リア再生回路等）によりキャリア位相のズレの補正が可
能である。なお９２は、データ部に切り替わる時に、キ
ャリア再生回路１２ａに初期値を与える。データ部に切
り替わった後は、キャリア推定回路３０の出力Ｕは検波
回路１４には与えられない。
およびクロック再生回路４０は供給される複素信号Ｃの
共用プリアンブル４を用いてキャリア再生およびクロッ
ク再生を同時に行う。その後、検波回路１４から出力さ
れる信号Ｅは、キャリア再生およびクロック再生後の復
調信号となる。キャリア周波数誤差が存在する場合、デ
ータ部においては図３における破線９０に切り替わり、
従来のキャリア再生回路１２ａ（例えば、逆変調型キャ
リア再生回路等）によりキャリア位相のズレの補正が可
能である。なお９２は、データ部に切り替わる時に、キ
ャリア再生回路１２ａに初期値を与える。データ部に切
り替わった後は、キャリア推定回路３０の出力Ｕは検波
回路１４には与えられない。
【００２２】
【発明の効果】上記の説明のように、本発明によりキャ
リア再生およびクロック再生に用いるプリアンブルを共
用化することができるためプリアンブル長は短縮され情
報伝送効率の向上が望める。
リア再生およびクロック再生に用いるプリアンブルを共
用化することができるためプリアンブル長は短縮され情
報伝送効率の向上が望める。
【００２３】図６は本発明による効果を示した一例であ
る。ここでは変調方式がＱＰＳＫ、波形整形フィルタの
ルートロールオフ率を０．５、バースト信号のデータ長
を１０００［ｓｙｍｂｏｌ］として、プリアンブル長を
パラメータとした。その結果、プリアンブル長が１０
［ｓｙｍｂｏｌ］であれば理論値からの所要Ｅｂ／Ｎｏ
劣化量は約０．１［ｄＢ］に抑えることができる。
る。ここでは変調方式がＱＰＳＫ、波形整形フィルタの
ルートロールオフ率を０．５、バースト信号のデータ長
を１０００［ｓｙｍｂｏｌ］として、プリアンブル長を
パラメータとした。その結果、プリアンブル長が１０
［ｓｙｍｂｏｌ］であれば理論値からの所要Ｅｂ／Ｎｏ
劣化量は約０．１［ｄＢ］に抑えることができる。
【図１】従来のバースト信号復調回路の構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２】従来のバースト信号のフォーマットを示す図。
【図３】本発明の一実施例によるバースト信号復調回路
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図４】本発明の一実施例によるバースト信号のフォー
マットを示す図。
マットを示す図。
【図５】本発明の一実施例によるＱＰＳＫ変調における
信号空間図［プリアンブル部］。
信号空間図［プリアンブル部］。
【図６】本発明の効果の一例を示す図。
【図７】本発明によるキャリア位相推定を例示する図。
【図８】本発明によるクロック位相推定を例示する図。
１０ 直交検波回路 １１ サンプル回路 １２ キャリア再生回路 １３、４０ クロック再生回路 １４ 検波回路 ２０ 相関算出回路 ３０ キャリア位相推定回路 ５０ クロック位相推定回路 ５１ タイミング修正回路
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル位相変調において、 １００１、０１１０、１１００または００１１の繰り返
しビット系列をもつプリアンブル部およびデータ部を有
するバースト信号を入力信号として、前記入力信号を互
いに直交するＩチャネル成分およびＱチャネル成分をも
つ複素信号に変換する直交検波回路と、 サンプルクロックのタイミングで前記複素信号を１シン
ボルあたり２回以上サンプリングするサンプル回路と、 前記バースト信号のサンプリングされたプリアンブル信
号と同一周波数成分をもつ余弦および正弦との相関を一
定期間計算する相関算出回路と、 前記相関算出回路から出力される２系統の信号を用い
て、任意のキャリア位相およびクロック位相に対して、
キャリア位相を推定しキャリア位相推定信号を出力する
キャリア位相推定回路と、 前記キャリア位相推定信号に基づいて前記サンプル回路
の出力からキャリア位相誤差を除去する検波回路と、 前記キャリア推定と同時に、前記相関算出回路出力をも
とにクロック位相を推定するクロック位相推定回路と、 前記クロック位相推定回路の出力に基づき前記サンプル
クロックの位相を修正するタイミング修正回路を有する
クロック再生回路とを備えたことを特徴とするバースト
信号復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19381794A JP3326651B2 (ja) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | バースト信号復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19381794A JP3326651B2 (ja) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | バースト信号復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0846658A true JPH0846658A (ja) | 1996-02-16 |
| JP3326651B2 JP3326651B2 (ja) | 2002-09-24 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP19381794A Expired - Lifetime JP3326651B2 (ja) | 1994-07-27 | 1994-07-27 | バースト信号復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP3326651B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6650718B1 (en) | 1999-12-28 | 2003-11-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Timing reproducer and demodulator comprising this |
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-
1994
- 1994-07-27 JP JP19381794A patent/JP3326651B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6650718B1 (en) | 1999-12-28 | 2003-11-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Timing reproducer and demodulator comprising this |
| US6683493B1 (en) | 2000-02-04 | 2004-01-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Timing reproducing device and demodulator |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3326651B2 (ja) | 2002-09-24 |
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