CN117768282B - Msk信号解调方法、终端设备及存储介质 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种MSK信号解调方法、终端设备及存储介质，该方法包括计算分段得到的MSK分段信号的二倍频、频偏和符号速率；对MSK分段信号依次进行数字下变频、重采样和平滑滤波，得到第三信号；对第三信号进行定时和相偏估计；根据相偏估计结果对第三信号进行相位补偿，得到第四信号；根据定时估计结果对第四信号进行定时延迟补偿，得到第五信号；从第五信号中抽取采样点形成星座图，根据星座图进行符号判决；根据当前MSK分段信号解调过程中得到的参数对下一个MSK分段信号进行补偿，进行下一个MSK分段信号的解调。本发明既可以解决闭环解调捕获时间长的问题，又可以解决开环解调无法跟踪误差的问题。

Description

MSK信号解调方法、终端设备及存储介质

技术领域

本发明属于数字信号处理技术领域，尤其涉及一种基于开环与闭环相结合的MSK信号解调方法、终端设备及存储介质。

背景技术

MSK(Minimum Frequency Shift Keying，最小频移键控)是一种常见的恒包络数字调制技术，是一种特殊的CPFSK调制类型，其两个调制频率为最小正交频率，调频指数为0.5，每个符号周期内包含有1/4个载波周期，有π/2的相位变化量。相较于其他的PSK调制，其频谱密度更为集中，旁瓣衰减更快。MSK在通信技术中有较多的应用，尤其是军用通信系统。例如ARCARS信号、GSM信号、卫星导航等。要想获取MSK所携带的信息，则必须要通过解调，MSK的解调技术是解析MSK信号的重要技术。

现有的解调技术一般分为开环解调技术和闭环解调技术。开环解调的解调速度快，大部分不能考虑到频率偏移带来的影响；而闭环解调方式采用逐点进行解调，并反馈误差，其解调速度慢，且Gardener定时捕获定时误差时间相对较长，对于需要提取头部信息的盲解调方式，则会出现较大概率误码。

张辉等提出“一种改进的MSK信号解调算法”，该算法在传统利用DFT变换实现MSK解调算法的基础上引入了Goertzel时频变换算法，利用MSK两个频率分量短时傅里叶变换提取基带波形并完成解调，该算法对载波频偏和相移不敏感，与传统解调方式相比能获得更优解调性能，但是该算法没有对定时进行分析，如果定时误差较大，将会引入较大误差。

发明内容

本发明的目的在于提供一种MSK信号解调方法、终端设备及存储介质，以解决闭环解调捕获时间长、开环解调无法跟踪误差的问题。

本发明是通过如下的技术方案来解决上述技术问题的：一种MSK信号解调方法，所述解调方法包括以下步骤：

步骤1：获取MSK基带信号，对所述MSK基带信号进行分段，使分段得到的每个MSK分段信号的频偏在对应时间段内基本保持不变；

步骤2：计算出第1个MSK分段信号的二倍频，并计算出MSK调制的频偏和符号速率；

步骤3：根据所述步骤2计算出的频偏，对所述MSK分段信号进行数字下变频，得到第一信号；

步骤4：对所述第一信号进行重采样，得到第二信号；其中，重采样的采样率为所述符号速率的整数倍；

步骤5：对所述第二信号进行平滑滤波，得到第三信号；

步骤6：对所述第三信号进行定时估计和相偏估计，得到定时估计结果和相偏估计结果；

步骤7：根据所述相偏估计结果对所述第三信号进行相位补偿，得到第四信号；

步骤8：根据所述定时估计结果对所述第四信号进行定时延迟补偿，得到第五信号；

步骤9：从所述第五信号中抽取采样点形成星座图，根据所述星座图进行符号判决；

步骤10：判断所述MSK分段信号是否为最后一个MSK分段信号，若是，完成信号解调；否则根据当前MSK分段信号解调过程中得到的参数对下一个MSK分段信号进行补偿，并转入所述步骤2或步骤3。

进一步地，所述步骤2中，所述MSK分段信号的二倍频计算公式为：

其中，表示第i个MSK分段信号，表示第i个MSK分段信号的二倍频；A表示第i个MSK分段信号的幅度；ω_c表示第i个MSK分段信号的数字角频率；f_b表示第i个MSK分段信号的码元速率；a_k表示离散符号，a_k＝-1或1；t表示离散时刻，t＝nT_s，n表示采样点序号，T_s表示采样周期。

进一步地，所述步骤2中，所述频偏的具体计算过程包括：

对所述MSK分段信号的二倍频进行快速傅里叶变换，得到频率峰值

根据所述频率峰值在频率分辨率范围内通过CZT变换得到精确的频点

根据所述频点f_c1、f_c2计算出所述频偏，具体公式为：

其中，f_c表示频偏；

所述符号速率的计算公式为：r_s＝|f_c1-f_c2|，其中，r_s表示符号速率。

进一步地，所述步骤3中，对所述MSK分段信号进行数字下变频的具体公式为：

其中，s₁(t)表示第一信号，表示第i个MSK分段信号，f_c表示频偏。

进一步地，所述步骤4中，采用Farrow插值滤波器对所述第一信号进行重采样，所述重采样的采样率为：

f_s0＝n_sampr_s，

其中，f_s0表示重采样的采样率，n_samp表示过采样倍数，round()表示取整函数，f_s表示MSK基带信号的采样率，r_s表示符号速率。

进一步地，所述步骤5中，采用半正弦滤波器对所述第二信号进行平滑滤波，得到第三信号；所述第三信号的具体公式为：

s₃(t)＝h(t)*s₂(t)；

其中，s₃(t)表示第三信号，h(t)表示半正弦滤波器，s₂(t)表示第二信号，r_s表示符号速率。

进一步地，所述步骤6中，对所述第三信号进行定时估计和相偏估计具体包括：

步骤6.1：确定MSK调制的补偿相位差取值范围；

步骤6.2：根据所述补偿相位差取值范围中的一个补偿相位差对所述第三信号进行相位补偿；

步骤6.3：对相位补偿后的信号进行平方运算，并取平方运算后的信号的实部；

步骤6.4：对所述实部进行定时估计，得到所述实部在符号速率对应频点的离散傅里叶变换结果，并根据所述离散傅里叶变换结果计算出对应的时延；

步骤6.5：遍历所述补偿相位差取值范围，并重复所述步骤6.2～6.4，得到不同补偿相位差下的离散傅里叶变换结果和时延；

步骤6.6：计算出不同补偿相位差下的离散傅里叶变换结果的模值，取最大模值所对应的补偿相位差作为相偏估计结果，取最大模值所对应的时延作为定时估计结果。

进一步地，所述步骤6.5中，所述时延的计算公式为：

其中，τ_k表示第k个补偿相位差φ_k下的时延；V_k表示第k个补偿相位差φ_k下的离散傅里叶变换结果；s′_kr(t)表示信号的实部；t表示离散时刻，t＝nT_s，n表示采样点序号，T_s表示采样周期，N表示采样点数量，n_samp表示过采样倍数。

进一步地，所述步骤9中，从所述第五信号中抽取采样点形成星座图，具体包括：

从所述第五信号的起点开始，每间隔n_samp个采样点抽取一个采样点，形成星座图；其中，n_samp表示过采样倍数。

进一步地，所述步骤10中，下一个MSK分段信号所对应的频偏的获取方式包括两种：

第一种为：根据补偿后的下一个MSK分段信号的二倍频计算得到；

第二种为：设计环路滤波器，利用环路滤波器对当前MSK分段信号所对应的频偏进行跟踪，得到该下一个MSK分段信号所对应的频偏。

基于同一构思，本发明还提供了一种终端设备，所述终端设备包括：

存储器，用于存储计算机程序；

处理器，用于执行所述计算机程序时实现如上所述的MSK信号解调方法。

基于同一构思，本发明还提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如上所述的MSK信号解调方法。

有益效果

与现有技术相比，本发明的优点在于：

本发明采用分段的开环与闭环相结合的方式进行MSK信号解调，先将MSK基带信号进行分段，对每个MSK分段信号按照开环解调方式进行解调，利用当前MSK分段信号的参数对下一个MSK分段信号进行补偿、校正，既可以解决闭环解调捕获时间长的问题，又可以解决开环解调无法跟踪误差的问题。

相对于传统的MSK解调技术，本发明可以适应更低信噪比的MSK信号解调；相对于传统闭环MSK解调，开环定时功能更加灵活方便，可以降低捕获时间；相较于逐点跟踪解调的Gardener+Costas环，本发明可以逐段进行解调，且分段信号之间可以通过Costas进行跟踪解调，提升了解调效率，具有更优的解调效果。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一个实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例中MSK信号解调方法流程图；

图2是本发明实施例中MSK调制的二倍频；

图3是本发明实施例中MSK信号的实部和虚部波形，其中，横坐标表示采样点，纵坐标表示幅度；

图4是本发明实施例中利用本发明方法得到的MSK解调误码率曲线图；

图5是本发明实施例中本发明方法与Gardener定时+Costas环的方法得到的MSK解调误码率曲线图；

图6是本发明实施例中本发明方法解调星座图标；

图7是本发明实施例中Gardener定时+Costas环的方法解调星座图标。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

下面以具体地实施例对本申请的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。

如图1所示，本发明实施例所提供的一种MSK信号解调方法，所述解调方法包括以下步骤：

步骤1：获取MSK基带信号，对MSK基带信号进行分段，使分段得到的每个MSK分段信号的频偏在对应时间段内基本保持不变；

步骤2：计算出第1个MSK分段信号的二倍频，并计算出MSK调制的频偏和符号速率；

步骤3：根据步骤2计算出的频偏，对MSK分段信号进行数字下变频，得到第一信号；

步骤4：对第一信号进行重采样，得到第二信号；

步骤5：对第二信号进行平滑滤波，得到第三信号；

步骤6：对第三信号进行定时估计和相偏估计，得到定时估计结果和相偏估计结果；

步骤7：根据相偏估计结果对第三信号进行相位补偿，得到第四信号；

步骤8：根据定时估计结果对第四信号进行定时延迟补偿，得到第五信号；

步骤9：从第五信号中抽取采样点形成星座图，根据星座图进行符号判决；

步骤10：判断MSK分段信号是否为最后一个MSK分段信号，若是，完成信号解调；否则根据当前MSK分段信号解调过程中得到的参数对下一个MSK分段信号进行补偿，并转入步骤2或步骤3。

步骤1中，获取的MSK基带信号已经根据信道化结果进行频谱检测，滤除直流和带外噪声。设MSK基带信号为s(n)，采样率为f_s，n表示采样点序号，n的范围为[0,1,2,…,N-1]，N表示采样点数量。为了方便描述，后续表达式中使用t来替代nT_s，即t＝nT_s，其中，t表示离散时刻，T_s表示采样周期。为了解决闭环解调捕获时间长的问题，在解调之前，先根据多普勒频率变化情况对MSK基带信号进行分段，尽量保证每一段MSK分段信号的频偏在对应时间段内基本保持不变。

信号分段后，从第1个MSK分段信号开始，分别对每个MSK分段信号进行解调，且上一个MSK分段信号解调过程中得到的参数用作对下一个MSK分段信号进行补偿，解决了开环解调无法跟踪误差的问题。

不考虑噪声因素，假设每个MSK分段信号可表示为：

则，其二次方可以表示为：

由于初始相位则式(2)可以简化，即每个MSK分段信号的二倍频计算公式为：

其中，表示第i个MSK分段信号，表示第i个MSK分段信号的二倍频；A表示第i个MSK分段信号的幅度；ω_c表示第i个MSK分段信号的数字角频率；f_b表示第i个MSK分段信号的码元速率；a_k表示离散符号，a_k＝-1或1。

从式(3)可以看出，MSK分段信号的二倍频存在两个以载波频率对称的两个频率峰值 对MSK分段信号的二倍频进行快速傅里叶变换FFT，可以得到频率峰值如图2所示；根据频率峰值在频率分辨率范围内通过CZT变换(即线性调频变换)得到精确的频点f_c1、f_c2，弥补了由于FFT点数导致分辨率不足的问题。

符号速率的计算公式为：

r_s＝|f_c1-f_c2| (4)

其中，r_s表示符号速率。

频偏的计算公式为：

其中，f_c表示频偏。

步骤3中，对每个MSK分段信号进行数字下变频DDC的具体公式为：

其中，s₁(t)表示第一信号。

步骤4中，采用Farrow插值滤波器对第一信号s₁(t)进行重采样，得到第二信号s₂(t)，且重采样的采样率为符号速率的整数倍，具体公式为：

其中，f_s0表示重采样的采样率，n_samp表示过采样倍数，round()表示取整函数，f_s表示MSK基带信号的采样率。

第一信号s₁(t)的采样率和符号速率之间不一定为整数倍关系，而后续解调处理必须要求信号采样率和符号速率之间保持倍数关系，则需要采用Farrow插值滤波器对第一信号s₁(t)进行插值重采样，重采样的采样率和符号速率之间的倍数为：

其中，n_samp表示过采样倍数。

图3示出了MSK信号的实部和虚部波形，由图3可知，MSK信号的实部和虚部在两个符号周期内，类似于被频率调制的矩形成型滤波器，因此，本实施例中，MSK调制的成型滤波器采用半正弦滤波器，其时域表达式为：

采用半正弦滤波器对第二信号s₂(t)进行平滑滤波，得到第三信号s₃(t)，具体表达式为：

s₃(t)＝h(t)*s₂(t) (10)

其中，*表示卷积。

由于发射端的时钟和接收端的时钟不同，且经过不同信道，导致接收端信号与发射信号相比，存在定时偏差和相位偏差。在MSK解调之前，必须要进行相偏估计和定时估计，才能准确地找到最佳采样点进行解调。

定时估计也称为符号同步、码元同步或位同步，是数字通信传输系统的基本功能模块，主要为了保持MSK信号接收端和发送端的时间同步。在数字接收机中，基带信号用少量的几个采样点代替一个符号，而在解调符号判决时，只需要其中的一个采样点进行判决，因此，用于判决的采样点的选择至关重要，一定要选择最佳采样点。而在实际信号传输过程中，收发两端的时钟偏移，导致接收端采样点没有采集到信号的最佳采样点，如果用这样的数据直接进行数据恢复，则会存在较大的误码；如果接收端想在最佳采样点恢复发送端数据，就要求接收端的时钟与发送端的时钟同步，实现最佳采样点获取的算法称为定时估计算法。

定时估计算法通常有反馈型算法和前馈型算法两种，反馈型算法跟踪能力较好，但是需要较长的捕获时间，有时会出现“假锁”现象，例如Gardener定时估计；前馈型算法捕获时间较短，适用于突发信号处理，例如OM定时估计，早迟门方法等。

本发明采用前馈型算法，这样可以避免长时间的捕获导致信号开始阶段信号解调失败，且前馈型算法同样适用于连续信号解调，只需要将信号进行分段，每一个分段信号按照前馈型算法进行定时，对于不同的分段信号，则可以通过反馈环进行连续定时跟踪处理，起到跟踪效果。

同时本发明通过最大似然法估计初始相位，可以得到精度为1°的初始相位精度，且补偿相位后对应的时延估计才更加准确，初始相位在MSK解调前进行补偿，并按照所得定时估计结果进行最佳采样，即可得到解调星座图。

在本发明的一个具体实施方式中，对第三信号s₃(t)进行定时估计和相偏估计具体包括：

步骤6.1：确定MSK调制的补偿相位差取值范围φ_k∈[0,1,2,…,90)，单位为度。

步骤6.2：根据补偿相位差取值范围中的一个补偿相位差φ_k对第三信号s₃(t)进行相位补偿，具体公式为：

步骤6.3：对相位补偿后的信号s′_k(t)进行平方运算，并取平方运算后的信号的实部，具体公式为：

其中，s′_kr(t)表示信号的实部，real()表示取实部函数。

步骤6.4：对实部s′_kr(t)进行定时估计，得到实部s′_kr(t)在符号速率对应频点的离散傅里叶变换结果V_k，并根据离散傅里叶变换结果V_k计算出对应的时延。

本实施例中，采用OM定时估计法对实部s′_kr(t)进行定时估计，OM定时估计法由MARTIN OERDER及其学生提出，并根据其名字首字母命名，OM定时估计法适用于大部分线性调制信号，该方法能准确获得定时相位误差，且对信噪比和载波误差不敏感，越来越多的被运用在全数字接收机的前向定时校正中。

实部s′_kr(t)在符号速率对应频点的离散傅里叶变换结果V_k可以表示为：

其中，V_k表示第k个补偿相位差φ_k下的离散傅里叶变换结果；s′_kr(t)表示信号的实部；t表示离散时刻，t＝nT_s，n表示采样点序号，T_s表示采样周期，N表示采样点数量，n_samp表示过采样倍数。

时延τ_k的计算公式为：

其中，τ_k表示第k个补偿相位差φ_k下的时延。

步骤6.5：遍历补偿相位差取值范围φ_k∈[0,1,2,…,90)(单位为度)，并重复步骤6.2～6.4，得到不同补偿相位差φ_k下的离散傅里叶变换结果V_k和时延τ_k。

步骤6.6：计算出不同补偿相位差φ_k下的离散傅里叶变换结果V_k的模值，取最大模值所对应的补偿相位差作为相偏估计结果φ_M，取最大模值所对应的时延作为定时估计结果τ_M，M表示最大模值所对应的补偿相位差的下标。

步骤7中，根据相偏估计结果φ_M对第三信号s₃(t)进行相位补偿，具体公式为：

其中，s₄(t)表示第四信号。

步骤8中，根据定时估计结果τ_M对第四信号s₄(t)进行定时延迟补偿，得到第五信号s₅(t)。整数倍采样周期的延迟，直接通过移位即可实现；对于非整数倍采样周期的延迟补偿，可以采用多项式插值方式实现。

步骤9中，从第五信号s₅(t)的起点开始，每间隔n_samp个采样点抽取一个采样点，形成星座图，根据星座图进行符号判断。本实施例中，连续信号的符号判决采用Viterbi算法，短时突发MSK信号采用差分算法。

当仅一个MSK分段信号，则信号解调完成；对于连续MSK基带信号，分成多个MSK分段信号进行闭环解调，则步骤10中，根据当前MSK分段信号解调过程中得到的定时估计结果、相偏估计结果、频谱以及时延对下一个MSK分段信号进行补偿，下一个MSK分段信号的频偏的获取方式包括两种：

第一种为：根据补偿后的下一个MSK分段信号的二倍频计算得到，即根据公式(5)计算得到，则对下一个MSK分段信号进行补偿后，转入步骤2。

第二种为：设计环路滤波器，利用环路滤波器对当前MSK分段信号所对应的频偏进行跟踪，得到该下一个MSK分段信号所对应的频偏，则对下一个MSK分段信号进行补偿后，转入步骤3，不需要再根据公式(5)计算出下一个MSK分段信号的频偏。

本发明提出一种包含初相估计补偿、定时和载波同步的技术方案，可以应用于MSK调制和GMSK调制，以及差分MSK解调。本发明的初相遍历0～89°，分辨率为1°。步骤6中的平方环法定时估计，也可以使用差分法。本发明的MSK解调技术也可应用于GMSK调制。定时和相偏估计如果信号数据量大，则计算量翻倍，那么可以使用部分数据估计整段偏差，同样能获得较好的效果。

图4示出了本发明解调方法的解调性能，纵坐标表示误码率，横坐标表示Eb/N0：Ratio of bit energy to noisepower spectral density，即每个二进制bit能量与噪声功率谱密度的比值。由图4可知，针对连续信号，在跟踪解调阶段，随信噪比变化本发明的解调性能和其他方法几乎相差无几，可以很好地实现跟踪。本发明可以适用于有初始相位偏差的MSK解调，且不但适用于连续MSK解调，还同时适用于突发MSK解调。MSK解调还可以采用Gardener定时+Costas环的方法进行解调，为了验证本发明的效果，将本发明方法与Gardener定时+Costas环的方法进行比较，如图5所示。

仿真条件：MSK信号，采样率f_s为8MHz，符号速率r_s为1MHz，频偏f_c为100Hz，符号个数为100000，信号时长为0.1s，定时误差为0.1425us。分别采用本发明方法与Gardener定时+Costas环的方法进行解调，并比较其性能。基于Gardener定时估计算法并结合Costas环解调方式，最后采用差分译码，Gardener定时采用的环路滤波器系数为：而Costas滤波器系数为：采用本发明方法进行解调，用Viterbi算法进行译码。由图5可知，本发明方法对于0.1s的短时信号，整体解调性能更佳。通过星座图也能看出明显差异，例如EbN0为11dB时，其星座图显示如图6和图7所示。通过图6和图7的星座图可以看出，Gardener定时+Costas环的方法在定时捕获阶段，存在定时误差，导致星座图出现错误解调点，而本发明对初始相偏进行估计和纠正，在实际应用环境中具有很强的适应性，解调效果更好。

实施例2

本发明实施例还提供一种终端设备，该终端设备包括：处理器和存储有计算机程序的存储器，所述处理器被配置为执行所述计算机程序时实现如上所述的MSK信号解调方法。

尽管未示出，所述终端设备包括处理器，其可以根据存储在只读存储器(ROM)中的程序和/或数据或者从存储部分加载到随机访问存储器(RAM)中的程序和/或数据而执行各种适当的操作和处理。处理器可以是一个多核的处理器，也可以包含多个处理器。在一些实施例中，处理器可以包含一个通用的主处理器以及一个或多个特殊的协处理器，例如，中央处理器、图形处理器(GPU)、神经网络处理器(NPU)、数字信号处理器(DSP)等等。在RAM中，还存储有终端设备操作所需的各种程序和数据。处理器、ROM以及RAM通过总线彼此相连。输入/输出(I/O)接口也连接至总线。

上述处理器与存储器共同用于执行存储在存储器中的程序，所述程序被计算机执行时能够实现上述各实施例描述的方法、步骤或功能。

尽管未示出，本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如上所述的MSK信号解调方法。

在本发明的实施例的存储介质包括永久性和非永久性、可移动和非可移动的可以由任何方法或技术来实现信息存储的物品。存储介质的例子包括，但不限于相变内存(PRAM)、静态随机存取存储器(SRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、其他类型的随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、快闪记忆体或其他内存技术、只读光盘只读存储器(CD-ROM)、数字多功能光盘(DVD)或其他光学存储、磁盒式磁带，磁带磁盘存储或其他磁性存储设备或任何其他非传输介质，可用于存储可以被计算设备访问的信息。

以上所揭露的仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或变型，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种MSK信号解调方法，其特征在于，所述解调方法包括以下步骤：

步骤1：获取MSK基带信号，对所述MSK基带信号进行分段，使分段得到的每个MSK分段信号的频偏在对应时间段内基本保持不变；其中，MSK表示最小频移键控；

步骤2：计算出第1个MSK分段信号的二倍频，并计算出MSK调制的频偏和符号速率；

步骤3：根据所述步骤2计算出的频偏，对所述MSK分段信号进行数字下变频，得到第一信号；

步骤4：对所述第一信号进行重采样，得到第二信号；其中，重采样的采样率为所述符号速率的整数倍；

步骤5：对所述第二信号进行平滑滤波，得到第三信号；

步骤6：对所述第三信号进行定时估计和相偏估计，得到定时估计结果和相偏估计结果；

步骤7：根据所述相偏估计结果对所述第三信号进行相位补偿，得到第四信号；

步骤8：根据所述定时估计结果对所述第四信号进行定时延迟补偿，得到第五信号；

步骤9：从所述第五信号中抽取采样点形成星座图，根据所述星座图进行符号判决；

步骤10：判断所述MSK分段信号是否为最后一个MSK分段信号，若是，完成信号解调；否则根据当前MSK分段信号解调过程中得到的参数对下一个MSK分段信号进行补偿，并转入所述步骤2或步骤3；

其中，所述步骤2中，所述MSK分段信号的二倍频计算公式为：

其中，表示第i个MSK分段信号，表示第i个MSK分段信号的二倍频；A表示第i个MSK分段信号的幅度；ω_c表示第i个MSK分段信号的数字角频率；f_b表示第i个MSK分段信号的码元速率；a_k表示离散符号，a_k＝-1或1；t表示离散时刻，t＝nT_s，n表示采样点序号，T_s表示采样周期；

所述频偏的具体计算过程包括：

对所述MSK分段信号的二倍频进行快速傅里叶变换，得到频率峰值

根据所述频率峰值在频率分辨率范围内通过CZT变换得到精确的频点f_c1、f_c2；其中，CZT变换表示线性调频变换；

根据所述频点f_c1、f_c2计算出所述频偏，具体公式为：

其中，f_c表示频偏；

所述符号速率的计算公式为：r_s＝|f_c1-f_c2|，其中，r_s表示符号速率；

所述步骤3中，对所述MSK分段信号进行数字下变频的具体公式为：

其中，s₁(t)表示第一信号，表示第i个MSK分段信号，f_c表示频偏。

2.根据权利要求1所述的MSK信号解调方法，其特征在于，所述步骤4中，采用Farrow插值滤波器对所述第一信号进行重采样，所述重采样的采样率为：

其中，f_s0表示重采样的采样率，n_samp表示过采样倍数，round()表示取整函数，f_s表示MSK基带信号的采样率，r_s表示符号速率。

3.根据权利要求1所述的MSK信号解调方法，其特征在于，所述步骤5中，采用半正弦滤波器对所述第二信号进行平滑滤波，得到第三信号；所述第三信号的具体公式为：

s₃(t)＝h(t)*s₂(t)；

其中，s₃(t)表示第三信号，h(t)表示半正弦滤波器，s₂(t)表示第二信号，r_s表示符号速率。

4.根据权利要求1所述的MSK信号解调方法，其特征在于，所述步骤6中，对所述第三信号进行定时估计和相偏估计具体包括：

步骤6.1：确定MSK调制的补偿相位差取值范围；

步骤6.2：根据所述补偿相位差取值范围中的一个补偿相位差对所述第三信号进行相位补偿；

步骤6.3：对相位补偿后的信号进行平方运算，并取平方运算后的信号的实部；

步骤6.4：对所述实部进行定时估计，得到所述实部在符号速率对应频点的离散傅里叶变换结果，并根据所述离散傅里叶变换结果计算出对应的时延；

步骤6.5：遍历所述补偿相位差取值范围，并重复所述步骤6.2～6.4，得到不同补偿相位差下的离散傅里叶变换结果和时延；

步骤6.6：计算出不同补偿相位差下的离散傅里叶变换结果的模值，取最大模值所对应的补偿相位差作为相偏估计结果，取最大模值所对应的时延作为定时估计结果。

5.根据权利要求4所述的MSK信号解调方法，其特征在于，所述步骤6.5中，所述时延的计算公式为：

其中，τ_k表示第k个补偿相位差φ_k下的时延；V_k表示第k个补偿相位差φ_k下的离散傅里叶变换结果；s′_kr(t)表示信号的实部；t表示离散时刻，t＝nT_s，n表示采样点序号，T_s表示采样周期，N表示采样点数量，n_samp表示过采样倍数。

6.根据权利要求1所述的MSK信号解调方法，其特征在于，所述步骤9中，从所述第五信号中抽取采样点形成星座图，具体包括：

从所述第五信号的起点开始，每间隔n_samp个采样点抽取一个采样点，形成星座图；其中，n_samp表示过采样倍数。

7.根据权利要求1～6中任一项所述的MSK信号解调方法，其特征在于，所述步骤10中，下一个MSK分段信号所对应的频偏的获取方式包括两种：

第一种为：根据补偿后的下一个MSK分段信号的二倍频计算得到；

第二种为：设计环路滤波器，利用环路滤波器对当前MSK分段信号所对应的频偏进行跟踪，得到该下一个MSK分段信号所对应的频偏。

8.一种终端设备，其特征在于，所述终端设备包括：

存储器，用于存储计算机程序；

处理器，用于执行所述计算机程序时实现如权利要求1～7中任一项所述的MSK信号解调方法。

9.一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1～7中任一项所述的MSK信号解调方法。