JPH07177738A - 過電圧検出回路 - Google Patents
過電圧検出回路Info
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- JPH07177738A JPH07177738A JP5317610A JP31761093A JPH07177738A JP H07177738 A JPH07177738 A JP H07177738A JP 5317610 A JP5317610 A JP 5317610A JP 31761093 A JP31761093 A JP 31761093A JP H07177738 A JPH07177738 A JP H07177738A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 突き合わせダイオードの省略を可能とし、過
電圧検出精度を向上すると共に小型化と経済化とを図
る。 【構成】 メイントランス２と、スイッチングトランジ
スタ３と、整流平滑回路４と、スイッチングトランジス
タ３のオン期間を制御する制御回路５とを有する電源部
１を、並列に接続して負荷１０に安定化直流電圧を供給
する冗長運転の電源装置の過電圧検出回路に於いて、メ
イントランス２の二次側の誘起電圧をダイオード９によ
り整流した整流電圧が第１の基準電圧Ｖｒ1 を超えた時
の第１の比較器６の出力信号と、整流平滑回路４の出力
電圧が第２の基準電圧Ｖｒ2 を超えた時の第２の比較器
７の出力信号との論理積を、過電圧検出信号として制御
回路５に加える論理回路８を有し、過電圧検出信号によ
りスイッチングトランジスタ３をオフ状態に制御する。
電圧検出精度を向上すると共に小型化と経済化とを図
る。 【構成】 メイントランス２と、スイッチングトランジ
スタ３と、整流平滑回路４と、スイッチングトランジス
タ３のオン期間を制御する制御回路５とを有する電源部
１を、並列に接続して負荷１０に安定化直流電圧を供給
する冗長運転の電源装置の過電圧検出回路に於いて、メ
イントランス２の二次側の誘起電圧をダイオード９によ
り整流した整流電圧が第１の基準電圧Ｖｒ1 を超えた時
の第１の比較器６の出力信号と、整流平滑回路４の出力
電圧が第２の基準電圧Ｖｒ2 を超えた時の第２の比較器
７の出力信号との論理積を、過電圧検出信号として制御
回路５に加える論理回路８を有し、過電圧検出信号によ
りスイッチングトランジスタ３をオフ状態に制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、冗長運転の電源装置に
於ける過電圧検出回路に関する。複数の電源部を並列に
接続して負荷に安定化直流電圧を供給する電源装置が知
られている。この場合に、各電源部の出力容量を大きく
して、１個の電源部に障害が発生しても、他の電源部か
ら負荷に安定化直流電圧を供給できるようにした冗長運
転の電源装置も知られている。このような冗長運転の電
源装置に於ける過電圧検出を確実に且つ経済的に行うこ
とが要望されている。
於ける過電圧検出回路に関する。複数の電源部を並列に
接続して負荷に安定化直流電圧を供給する電源装置が知
られている。この場合に、各電源部の出力容量を大きく
して、１個の電源部に障害が発生しても、他の電源部か
ら負荷に安定化直流電圧を供給できるようにした冗長運
転の電源装置も知られている。このような冗長運転の電
源装置に於ける過電圧検出を確実に且つ経済的に行うこ
とが要望されている。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来例の要部説明図であり、３１
は電源部、３２はメイントランス、３３はスイッチング
トランジスタ、３４は過電圧検出回路、３５，３６は整
流ダイオード、３７はインダクタンス、３８はコンデン
サ、３９は突き合わせダイオード、４０は負荷、４１は
直流電源である。
は電源部、３２はメイントランス、３３はスイッチング
トランジスタ、３４は過電圧検出回路、３５，３６は整
流ダイオード、３７はインダクタンス、３８はコンデン
サ、３９は突き合わせダイオード、４０は負荷、４１は
直流電源である。
【０００３】電源部３１は、メイントランス３２の一次
側に接続したスイッチングトランジスタ３３のオン期間
を制御して、直流出力電圧を安定化するものであるが、
その構成は図示を省略している。又メイントランス３２
の二次側に、整流ダイオード３５，３６とインダクタン
ス３７とコンデンサ３８とからなる整流平滑回路を接続
し、メイントランス３２の二次側の誘起電圧を整流して
平滑化し、突き合わせダイオード３９を介して負荷４０
に安定化直流電圧を供給する場合の構成を示している。
側に接続したスイッチングトランジスタ３３のオン期間
を制御して、直流出力電圧を安定化するものであるが、
その構成は図示を省略している。又メイントランス３２
の二次側に、整流ダイオード３５，３６とインダクタン
ス３７とコンデンサ３８とからなる整流平滑回路を接続
し、メイントランス３２の二次側の誘起電圧を整流して
平滑化し、突き合わせダイオード３９を介して負荷４０
に安定化直流電圧を供給する場合の構成を示している。
【０００４】又過電圧検出回路３４は、整流出力電圧と
設定基準値とを比較し、障害によって設定基準値より整
流出力電圧が上昇した場合に、それを検出して、スイッ
チングトランジスタ３３をオフ状態に制御するものであ
る。一般的には、スイッチングトランジスタ３３のオン
期間を制御して、安定化直流電圧を得る為のパルス幅制
御回路に、過電圧検出回路３４の過電圧検出信号を加え
て、スイッチングトランジスタ３３をオフ状態に制御す
る構成が用いられる。
設定基準値とを比較し、障害によって設定基準値より整
流出力電圧が上昇した場合に、それを検出して、スイッ
チングトランジスタ３３をオフ状態に制御するものであ
る。一般的には、スイッチングトランジスタ３３のオン
期間を制御して、安定化直流電圧を得る為のパルス幅制
御回路に、過電圧検出回路３４の過電圧検出信号を加え
て、スイッチングトランジスタ３３をオフ状態に制御す
る構成が用いられる。
【０００５】又複数の電源部３１を並列に接続して負荷
４０に安定化直流電圧を供給し、その中の例えば１台が
運転を停止しても、他の電源部３１から負荷４０に安定
化直流電圧を供給するように、各電源部３１の負担分が
少ない状態の冗長運転の電源装置に於いて、突き合わせ
ダイオード３９を省略した構成の場合、出力電圧Ｖａと
負荷に供給する電圧Ｖｂとは等しくなる。
４０に安定化直流電圧を供給し、その中の例えば１台が
運転を停止しても、他の電源部３１から負荷４０に安定
化直流電圧を供給するように、各電源部３１の負担分が
少ない状態の冗長運転の電源装置に於いて、突き合わせ
ダイオード３９を省略した構成の場合、出力電圧Ｖａと
負荷に供給する電圧Ｖｂとは等しくなる。
【０００６】そして、複数の電源部３１の１台の電源部
３１の出力電圧Ｖａが異常に上昇して過電圧状態となっ
た場合、並列接続の電源部３１の各過電圧検出回路３４
にその電圧が入力される。従って、過電圧検出動作の許
容範囲の最低の過電圧検出特性の過電圧検出回路が最初
に検出して、その電源部３１のスイッチングトランジス
タ３３をオフ状態とする。即ち、その電源部３１の動作
を停止させる。
３１の出力電圧Ｖａが異常に上昇して過電圧状態となっ
た場合、並列接続の電源部３１の各過電圧検出回路３４
にその電圧が入力される。従って、過電圧検出動作の許
容範囲の最低の過電圧検出特性の過電圧検出回路が最初
に検出して、その電源部３１のスイッチングトランジス
タ３３をオフ状態とする。即ち、その電源部３１の動作
を停止させる。
【０００７】動作を停止した電源部３１が異常発生電源
部でない場合は、過電圧状態が継続するから、最低から
二番目の過電圧検出特性の過電圧検出回路３４が過電圧
を検出し、その電源部３１の動作を停止させる。以下同
様に、過電圧検出特性の偏差に従って順次電源部３１の
動作が停止され、異常発生電源部の動作が停止された時
に、負荷４０に供給する電圧が正常状態となる。即ち、
過電圧状態の場合に、異常発生電源部を識別できないの
で、負荷４０への安定化直流電圧の供給を停止する状態
が生じる問題があった。
部でない場合は、過電圧状態が継続するから、最低から
二番目の過電圧検出特性の過電圧検出回路３４が過電圧
を検出し、その電源部３１の動作を停止させる。以下同
様に、過電圧検出特性の偏差に従って順次電源部３１の
動作が停止され、異常発生電源部の動作が停止された時
に、負荷４０に供給する電圧が正常状態となる。即ち、
過電圧状態の場合に、異常発生電源部を識別できないの
で、負荷４０への安定化直流電圧の供給を停止する状態
が生じる問題があった。
【０００８】そこで、突き合わせダイオード３９を介し
て複数の電源部３１を並列に接続して、負荷４０に安定
化直流電圧を供給する構成が採用されている。即ち、過
電圧検出回路３４は、自電源部３１の出力電圧Ｖａが過
電圧状態となった時に検出するもので、他の電源部３１
の出力電圧Ｖａが過電圧状態となった時は、突き合わせ
ダイオード３９が逆バイアス状態となり、過電圧検出回
路３４は過電圧を検出しないことになる。即ち、異常発
生電源部を識別してその動作を停止させることができる
から、冗長運転による他の正常な電源部により、負荷４
０に継続して安定化直流電圧を供給することができる。
て複数の電源部３１を並列に接続して、負荷４０に安定
化直流電圧を供給する構成が採用されている。即ち、過
電圧検出回路３４は、自電源部３１の出力電圧Ｖａが過
電圧状態となった時に検出するもので、他の電源部３１
の出力電圧Ｖａが過電圧状態となった時は、突き合わせ
ダイオード３９が逆バイアス状態となり、過電圧検出回
路３４は過電圧を検出しないことになる。即ち、異常発
生電源部を識別してその動作を停止させることができる
から、冗長運転による他の正常な電源部により、負荷４
０に継続して安定化直流電圧を供給することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする問題点】前述のように、過電
圧状態となった時に、突き合わせダイオード３９によっ
て異常発生電源部と正常電源部とを切り離して、過電圧
検出を行うことができる。しかし、突き合わせダイオー
ド３９の順方向電圧降下Ｖｄによる電力損失が生じる。
一般に、冗長運転の電源装置に於いては、負荷４０に供
給する電流が非常に大きいものであり、従って、突き合
わせダイオード３９に於ける電力損失が大きくなる。そ
こで、放熱フィン等による冷却構造を設けるか、又は順
方向電圧降下Ｖｄの小さい高価なダイオードを並列接続
する等の対策が講じられていた。それによって、小型化
並びに低価格化が困難であった。
圧状態となった時に、突き合わせダイオード３９によっ
て異常発生電源部と正常電源部とを切り離して、過電圧
検出を行うことができる。しかし、突き合わせダイオー
ド３９の順方向電圧降下Ｖｄによる電力損失が生じる。
一般に、冗長運転の電源装置に於いては、負荷４０に供
給する電流が非常に大きいものであり、従って、突き合
わせダイオード３９に於ける電力損失が大きくなる。そ
こで、放熱フィン等による冷却構造を設けるか、又は順
方向電圧降下Ｖｄの小さい高価なダイオードを並列接続
する等の対策が講じられていた。それによって、小型化
並びに低価格化が困難であった。
【００１０】又整流平滑回路の出力電圧Ｖａは、負荷４
０に印加する電圧Ｖｂより突き合わせダイオード３９の
順方向電圧降下Ｖｄだけ低く、且つこの順方向電圧降下
Ｖｄは、負荷４０の状態によって変化するものであるか
ら、過電圧検出回路３４に於ける過電圧検出特性も負荷
４０の変動に対応して制御することが望ましいが、実際
上困難であり、過電圧検出特性が充分な精度でない問題
点もある。本発明は、突き合わせダイオードの省略を可
能とし、過電圧検出精度を向上すると共に、小型化と低
価格化とを図ることを目的とする。
０に印加する電圧Ｖｂより突き合わせダイオード３９の
順方向電圧降下Ｖｄだけ低く、且つこの順方向電圧降下
Ｖｄは、負荷４０の状態によって変化するものであるか
ら、過電圧検出回路３４に於ける過電圧検出特性も負荷
４０の変動に対応して制御することが望ましいが、実際
上困難であり、過電圧検出特性が充分な精度でない問題
点もある。本発明は、突き合わせダイオードの省略を可
能とし、過電圧検出精度を向上すると共に、小型化と低
価格化とを図ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の過電圧検出回路
は、図１を参照して説明すると、メイントランス２の一
次側に接続したスイッチングトランジスタ３と、メイン
トランス２の二次側に接続した整流平滑回路４と、この
整流平滑回路４の出力電圧を検出してスイッチングトラ
ンジスタ３のオン期間を制御する制御回路５とを有する
電源部１を、並列に接続して負荷１０に安定化直流電圧
を供給する冗長運転の電源装置に於ける過電圧検出回路
に於いて、メイントランス２の二次側の誘起電圧をダイ
オード９により整流した整流電圧と第１の基準電圧Ｖｒ
1 と比較する第１の比較器６と、整流平滑回路４の出力
電圧と第２の基準電圧Ｖｒ2 と比較する第２の比較器７
と、整流電圧が第１の基準電圧Ｖｒ1 を超えた時の第１
の比較器６の出力信号と、整流平滑回路４の出力電圧が
第２の基準電圧Ｖｒ2 を超えた時の第２の比較器７の出
力信号との論理積を、過電圧検出信号として制御回路５
に加える論理回路８とを備えている。
は、図１を参照して説明すると、メイントランス２の一
次側に接続したスイッチングトランジスタ３と、メイン
トランス２の二次側に接続した整流平滑回路４と、この
整流平滑回路４の出力電圧を検出してスイッチングトラ
ンジスタ３のオン期間を制御する制御回路５とを有する
電源部１を、並列に接続して負荷１０に安定化直流電圧
を供給する冗長運転の電源装置に於ける過電圧検出回路
に於いて、メイントランス２の二次側の誘起電圧をダイ
オード９により整流した整流電圧と第１の基準電圧Ｖｒ
1 と比較する第１の比較器６と、整流平滑回路４の出力
電圧と第２の基準電圧Ｖｒ2 と比較する第２の比較器７
と、整流電圧が第１の基準電圧Ｖｒ1 を超えた時の第１
の比較器６の出力信号と、整流平滑回路４の出力電圧が
第２の基準電圧Ｖｒ2 を超えた時の第２の比較器７の出
力信号との論理積を、過電圧検出信号として制御回路５
に加える論理回路８とを備えている。
【００１２】
【作用】負荷１０に印加される直流電圧が異常上昇した
場合、正常な電源部１に於いては、メイントランス２の
二次側の誘起電圧は正常であるから、ダイオード９によ
る二次側の整流電圧は、第１の基準電圧Ｖｒ1 を超える
ことはない。従って、第１の比較器６の出力信号は
“０”のままとなる。しかし、整流平滑回路４の出力端
子は並列に接続されているから、過電圧状態では、第２
の基準電圧Ｖｒ2 を超えることになる。従って、第２の
比較器７の出力信号は“１”となる。論理回路８は、第
１，第２の比較器６，７の出力信号の論理積の出力信号
を過電圧検出信号とするものであるから、この場合は、
過電圧検出信号は出力されない。これに対して、過電圧
発生の異常電源部１に於いては、メイントランス２の二
次側の誘起電圧が異常に上昇することになり、第１の基
準電圧Ｖｒ1 を超えることになる。従って、第１，第２
の比較器６，７の出力信号は共に“１”となり、論理回
路８から“１”の過電圧検出信号が制御回路５に加えら
れ、この制御回路５からスイッチングトランジスタ３が
オフ状態に制御され、異常発生電源部の動作が停止され
る。この異常発生電源部の動作停止により、正常な電源
部から負荷１０に継続して安定化直流電圧を供給するこ
とができる。
場合、正常な電源部１に於いては、メイントランス２の
二次側の誘起電圧は正常であるから、ダイオード９によ
る二次側の整流電圧は、第１の基準電圧Ｖｒ1 を超える
ことはない。従って、第１の比較器６の出力信号は
“０”のままとなる。しかし、整流平滑回路４の出力端
子は並列に接続されているから、過電圧状態では、第２
の基準電圧Ｖｒ2 を超えることになる。従って、第２の
比較器７の出力信号は“１”となる。論理回路８は、第
１，第２の比較器６，７の出力信号の論理積の出力信号
を過電圧検出信号とするものであるから、この場合は、
過電圧検出信号は出力されない。これに対して、過電圧
発生の異常電源部１に於いては、メイントランス２の二
次側の誘起電圧が異常に上昇することになり、第１の基
準電圧Ｖｒ1 を超えることになる。従って、第１，第２
の比較器６，７の出力信号は共に“１”となり、論理回
路８から“１”の過電圧検出信号が制御回路５に加えら
れ、この制御回路５からスイッチングトランジスタ３が
オフ状態に制御され、異常発生電源部の動作が停止され
る。この異常発生電源部の動作停止により、正常な電源
部から負荷１０に継続して安定化直流電圧を供給するこ
とができる。
【００１３】
【実施例】図２は本発明の実施例の説明図であり、１１
は直流電源、１２はメイントランス、１３はスイッチン
グトランジスタ、１４は過電圧検出回路、１５は制御回
路、１６，１７は第１，第２の比較器、１８はアンド回
路、１９はダイオード、２０はコンデンサ、２１は抵
抗、２２，２３は整流ダイオード、２４はインダクタン
ス、２５はコンデンサ、２６は負荷であり、単一の電源
部についてのみ示すものである。
は直流電源、１２はメイントランス、１３はスイッチン
グトランジスタ、１４は過電圧検出回路、１５は制御回
路、１６，１７は第１，第２の比較器、１８はアンド回
路、１９はダイオード、２０はコンデンサ、２１は抵
抗、２２，２３は整流ダイオード、２４はインダクタン
ス、２５はコンデンサ、２６は負荷であり、単一の電源
部についてのみ示すものである。
【００１４】負荷２６に対して各電源部は、突き合わせ
ダイオードを介することなく、直接的に並列に接続し、
負荷２６に供給する出力電圧Ｖａを制御回路１５に於い
て検出し、設定値となるように、メイントランス１２の
一次側に接続したスイッチングトランジスタ１３のオン
期間を制御する。
ダイオードを介することなく、直接的に並列に接続し、
負荷２６に供給する出力電圧Ｖａを制御回路１５に於い
て検出し、設定値となるように、メイントランス１２の
一次側に接続したスイッチングトランジスタ１３のオン
期間を制御する。
【００１５】又過電圧検出回路１４は、第１，第２の比
較器１６，１７と、論理回路を構成するアンド回路１８
と、メイントランス１２の二次側の誘起電圧を検出する
為のダイオード１９とコンデンサ２０と抵抗２１とによ
り構成した場合を示す。このダイオード１９による整流
電圧Ｖｃと、第１の基準電圧Ｖｒ1 とを第１の比較器１
６により比較し、又負荷２６に供給する整流平滑回路の
出力電圧Ｖａと第２の基準電圧Ｖｒ2 とを第２の比較器
１７により比較する。
較器１６，１７と、論理回路を構成するアンド回路１８
と、メイントランス１２の二次側の誘起電圧を検出する
為のダイオード１９とコンデンサ２０と抵抗２１とによ
り構成した場合を示す。このダイオード１９による整流
電圧Ｖｃと、第１の基準電圧Ｖｒ1 とを第１の比較器１
６により比較し、又負荷２６に供給する整流平滑回路の
出力電圧Ｖａと第２の基準電圧Ｖｒ2 とを第２の比較器
１７により比較する。
【００１６】並列接続の電源部が総て正常の場合は、メ
イントランス１２の二次側の誘起電圧も正常であり、従
って、Ｖｃ＜Ｖｒ1 ，Ｖａ＜Ｖｒ2 の関係となり、第
１，第２の比較器１６，１７の出力信号は“０”とな
る。従って、アンド回路１８の出力信号は“０”とな
り、制御回路１５は、負荷２６に印加する出力電圧Ｖａ
を検出して、スイッチングトランジスタ１３のオン期間
を制御するように動作する。
イントランス１２の二次側の誘起電圧も正常であり、従
って、Ｖｃ＜Ｖｒ1 ，Ｖａ＜Ｖｒ2 の関係となり、第
１，第２の比較器１６，１７の出力信号は“０”とな
る。従って、アンド回路１８の出力信号は“０”とな
り、制御回路１５は、負荷２６に印加する出力電圧Ｖａ
を検出して、スイッチングトランジスタ１３のオン期間
を制御するように動作する。
【００１７】出力電圧Ｖａが異常に上昇する電源部が発
生すると、正常な電源部では、Ｖｃ＜Ｖｒ1 ，Ｖａ＞Ｖ
ｒ2 となり、第１の比較器１６の出力信号は“０”、第
２の比較器１７の出力信号は“１”となる。しかし、ア
ンド回路１８の出力信号は“０”となり、制御回路１５
はスイッチングトランジスタ１３のオン期間の制御を継
続する。
生すると、正常な電源部では、Ｖｃ＜Ｖｒ1 ，Ｖａ＞Ｖ
ｒ2 となり、第１の比較器１６の出力信号は“０”、第
２の比較器１７の出力信号は“１”となる。しかし、ア
ンド回路１８の出力信号は“０”となり、制御回路１５
はスイッチングトランジスタ１３のオン期間の制御を継
続する。
【００１８】又異常発生電源部に於いては、メイントラ
ンス１２の二次側の発生電圧が上昇しているから、Ｖｃ
＞Ｖｒ1 ，Ｖａ＞Ｖｒ2 となり、第１，第２の比較器１
６，１７の出力信号は共に“１”となる。従って、アン
ド回路１８の出力信号は“１”となり、制御回路１５に
“１”の過電圧検出信号が加えられ、制御回路１５はス
イッチングトランジスタ１３をオフ状態に制御する。そ
して、このオフ状態は、制御回路１５の図示を省略した
リセット手段を操作するまで継続される。
ンス１２の二次側の発生電圧が上昇しているから、Ｖｃ
＞Ｖｒ1 ，Ｖａ＞Ｖｒ2 となり、第１，第２の比較器１
６，１７の出力信号は共に“１”となる。従って、アン
ド回路１８の出力信号は“１”となり、制御回路１５に
“１”の過電圧検出信号が加えられ、制御回路１５はス
イッチングトランジスタ１３をオフ状態に制御する。そ
して、このオフ状態は、制御回路１５の図示を省略した
リセット手段を操作するまで継続される。
【００１９】従って、異常発生電源部のみを動作停止と
し、正常な電源部の動作を継続させることができるか
ら、負荷２６に安定化直流電圧を継続して供給すること
ができる。又突き合わせダイオードを省略できるから、
小型化を図ることができると共に、電力効率を向上する
ことができる。
し、正常な電源部の動作を継続させることができるか
ら、負荷２６に安定化直流電圧を継続して供給すること
ができる。又突き合わせダイオードを省略できるから、
小型化を図ることができると共に、電力効率を向上する
ことができる。
【００２０】図３は過電圧検出動作説明図であり、
（ａ）は図４の従来例の特性を示し、時刻ｔ1 に異常が
発生して出力電圧Ｖａが上昇し、時刻ｔ2 に設定基準電
圧Ｖｒを超えたことにより、過電圧検出回路３４はスイ
ッチングトランジスタ３３をオフ状態とし、それによっ
て出力電圧Ｖａが低下する場合を示す。
（ａ）は図４の従来例の特性を示し、時刻ｔ1 に異常が
発生して出力電圧Ｖａが上昇し、時刻ｔ2 に設定基準電
圧Ｖｒを超えたことにより、過電圧検出回路３４はスイ
ッチングトランジスタ３３をオフ状態とし、それによっ
て出力電圧Ｖａが低下する場合を示す。
【００２１】又（ｂ）は、本発明の実施例の異常発生電
源部の動作を示し、時刻ｔ1 に異常が発生して、メイン
トランス１２の二次側の誘起電圧を整流した整流電圧Ｖ
ｃ及び出力電圧Ｖａが上昇し、時刻ｔ2 に於いて、Ｖａ
＞Ｖｒ2 ，Ｖｃ＞Ｖｒ1 の状態となるから、アンド回路
１８の出力信号が“１”となり、制御回路１５はスイッ
チングトランジスタ１３をオフ状態に制御する。それに
よって、メイントランス１２の二次側の誘起電圧は低下
し、又負荷２６に供給する出力電圧Ｖａは、正常な電源
部による設定値となる。
源部の動作を示し、時刻ｔ1 に異常が発生して、メイン
トランス１２の二次側の誘起電圧を整流した整流電圧Ｖ
ｃ及び出力電圧Ｖａが上昇し、時刻ｔ2 に於いて、Ｖａ
＞Ｖｒ2 ，Ｖｃ＞Ｖｒ1 の状態となるから、アンド回路
１８の出力信号が“１”となり、制御回路１５はスイッ
チングトランジスタ１３をオフ状態に制御する。それに
よって、メイントランス１２の二次側の誘起電圧は低下
し、又負荷２６に供給する出力電圧Ｖａは、正常な電源
部による設定値となる。
【００２２】又（ｃ）は、本発明の実施例の正常な電源
部の動作を示し、時刻ｔ1 に、異常発生電源部により、
負荷２６に供給する出力電圧Ｖａが上昇すると、その出
力電圧Ｖａを検出する制御回路１５は、スイッチングト
ランジスタ１３のオン期間を短くするように制御するか
ら、メイントランス１２の二次側の誘起電圧は低下す
る。従って、ダイオード１９による整流電圧Ｖｃは低下
する。
部の動作を示し、時刻ｔ1 に、異常発生電源部により、
負荷２６に供給する出力電圧Ｖａが上昇すると、その出
力電圧Ｖａを検出する制御回路１５は、スイッチングト
ランジスタ１３のオン期間を短くするように制御するか
ら、メイントランス１２の二次側の誘起電圧は低下す
る。従って、ダイオード１９による整流電圧Ｖｃは低下
する。
【００２３】時刻ｔ2 に於いて、異常発生電源部の動作
が（ｂ）に示すように停止すると、負荷２６に供給する
出力電圧Ｖａも低下し、それに伴って制御回路１５によ
りスイッチングトランジスタ１３のオン期間が徐々に長
くなるから、メイントランス１２の二次側の誘起電圧も
徐々に上昇し、整流電圧Ｖｃ及び出力電圧Ｖａは正常状
態に戻り、負荷２６には継続して安定化直流電圧を供給
することができる。
が（ｂ）に示すように停止すると、負荷２６に供給する
出力電圧Ｖａも低下し、それに伴って制御回路１５によ
りスイッチングトランジスタ１３のオン期間が徐々に長
くなるから、メイントランス１２の二次側の誘起電圧も
徐々に上昇し、整流電圧Ｖｃ及び出力電圧Ｖａは正常状
態に戻り、負荷２６には継続して安定化直流電圧を供給
することができる。
【００２４】前述の実施例は、論理回路８としてアンド
回路１８を用いた場合を示すが、第１，第２の比較器１
６，１７の出力論理レベルに対応して、ナンド回路等を
用いて構成することも可能である。又過電圧検出回路１
４によって、メイントランス１２の一次側のスイッチン
グトランジスタ１３を直接的にオフ状態に制御する構成
とすることも可能である。又スイッチングトランジスタ
１３は、バイポーラ型のみでなく、電界効果型等の各種
の構成のスイッチング素子を用いることができるもので
ある。又制御回路５は、過電流保護手段や複数の電源部
間の電流平衡制御手段等を含む構成とすることができ
る。
回路１８を用いた場合を示すが、第１，第２の比較器１
６，１７の出力論理レベルに対応して、ナンド回路等を
用いて構成することも可能である。又過電圧検出回路１
４によって、メイントランス１２の一次側のスイッチン
グトランジスタ１３を直接的にオフ状態に制御する構成
とすることも可能である。又スイッチングトランジスタ
１３は、バイポーラ型のみでなく、電界効果型等の各種
の構成のスイッチング素子を用いることができるもので
ある。又制御回路５は、過電流保護手段や複数の電源部
間の電流平衡制御手段等を含む構成とすることができ
る。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、メイン
トランス２の二次側の誘起電圧を整流した整流電圧Ｖｃ
と第１の基準電圧Ｖｒ1 とを第１の比較器６により比較
し、負荷１０に供給する出力電圧Ｖａと第２の基準電圧
Ｖｒ2 とを第２の比較器７により比較する構成により、
突き合わせダイオードを用いることなく、自電源部が異
常であるか否かを識別し、異常発生電源部に於いてはス
イッチングトランジスタ３をオフ状態に制御する。それ
によって、正常な電源部により負荷１０に安定化直流電
圧を継続して供給できる利点がある。従って、冗長運転
の電源装置に於いて、突き合わせダイオードによる電力
損失がなくなって電源効率を向上し、且つ放熱手段等も
簡略化できるから、小型化が可能となる利点がある。
トランス２の二次側の誘起電圧を整流した整流電圧Ｖｃ
と第１の基準電圧Ｖｒ1 とを第１の比較器６により比較
し、負荷１０に供給する出力電圧Ｖａと第２の基準電圧
Ｖｒ2 とを第２の比較器７により比較する構成により、
突き合わせダイオードを用いることなく、自電源部が異
常であるか否かを識別し、異常発生電源部に於いてはス
イッチングトランジスタ３をオフ状態に制御する。それ
によって、正常な電源部により負荷１０に安定化直流電
圧を継続して供給できる利点がある。従って、冗長運転
の電源装置に於いて、突き合わせダイオードによる電力
損失がなくなって電源効率を向上し、且つ放熱手段等も
簡略化できるから、小型化が可能となる利点がある。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の実施例の説明図である。
【図３】過電圧検出動作説明図である。
【図４】従来例の要部説明図である。
１ 電源部 ２ メイントランス ３ スイッチングトランジスタ ４ 整流平滑回路 ５ 制御回路 ６ 第１の比較器 ７ 第２の比較器 ８ 論理回路 ９ ダイオード １０ 負荷
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 1/00 Ｅ
Claims (1)
- 【請求項１】 メイントランス（２）の一次側に接続し
たスイッチングトランジスタ（３）と、前記メイントラ
ンス（２）の二次側に接続した整流平滑回路（４）と、
該整流平滑回路（４）の出力電圧を検出して前記スイッ
チングトランジスタ（３）のオン期間を制御する制御回
路（５）とを有する電源部（１）を、並列に接続して負
荷に安定化直流電圧を供給する冗長運転の電源装置に於
ける過電圧検出回路に於いて、 前記メイントランス（２）の二次側の誘起電圧を整流し
た整流電圧と第１の基準電圧とを比較する第１の比較器
（６）と、 前記整流平滑回路（４）の出力電圧と第２の基準電圧と
を比較する第２の比較器（７）と、 前記整流電圧が前記第１の基準電圧を超えた時の前記第
１の比較器（６）の出力信号と、前記整流平滑回路
（４）の出力電圧が前記第２の基準電圧を超えた時の前
記第２の比較器（７）の出力信号との論理積を、過電圧
検出信号として前記制御回路（５）に加える論理回路
（８）とを備えたことを特徴とする過電圧検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5317610A JPH07177738A (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | 過電圧検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5317610A JPH07177738A (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | 過電圧検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07177738A true JPH07177738A (ja) | 1995-07-14 |
Family
ID=18090117
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5317610A Pending JPH07177738A (ja) | 1993-12-17 | 1993-12-17 | 過電圧検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07177738A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100624087B1 (ko) * | 1999-12-22 | 2006-09-18 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 단락 방지 회로를 구비한 스위치 모드 파워 서플라이 |
| JP2006254564A (ja) * | 2005-03-09 | 2006-09-21 | Origin Electric Co Ltd | 過電圧検出器及び過電圧検出方法、電源装置及び電源停止方法、並びに電源システム |
| US7372683B2 (en) | 2001-08-07 | 2008-05-13 | Hitachi, Ltd. | Over voltage detection circuit, and power source circuit, power supply system and electronic apparatus using the over voltage detection circuit |
| JP2015073423A (ja) * | 2013-09-06 | 2015-04-16 | 三星エスディアイ株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ ＳＤＩ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 電動車用電力変換システム |
| US10046646B2 (en) | 2013-09-06 | 2018-08-14 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Power conversion system for electric vehicles |
-
1993
- 1993-12-17 JP JP5317610A patent/JPH07177738A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100624087B1 (ko) * | 1999-12-22 | 2006-09-18 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 단락 방지 회로를 구비한 스위치 모드 파워 서플라이 |
| US7372683B2 (en) | 2001-08-07 | 2008-05-13 | Hitachi, Ltd. | Over voltage detection circuit, and power source circuit, power supply system and electronic apparatus using the over voltage detection circuit |
| JP2006254564A (ja) * | 2005-03-09 | 2006-09-21 | Origin Electric Co Ltd | 過電圧検出器及び過電圧検出方法、電源装置及び電源停止方法、並びに電源システム |
| JP2015073423A (ja) * | 2013-09-06 | 2015-04-16 | 三星エスディアイ株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ ＳＤＩ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 電動車用電力変換システム |
| US10046646B2 (en) | 2013-09-06 | 2018-08-14 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Power conversion system for electric vehicles |
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