JPH06348350A

JPH06348350A - 電源装置

Info

Publication number: JPH06348350A
Application number: JP5166358A
Authority: JP
Inventors: Shojiro Kido; 正二郎木戸; Haruo Nagase; 春男永瀬; Tsutomu Shiomi; 務塩見; Hiroshi Niihori; 博市新堀; Toshiaki Nakamura; 俊朗中村; Takashi Kanbara; 隆神原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-06-10
Filing date: 1993-06-10
Publication date: 1994-12-22

Abstract

(57)【要約】【目的】直流電源の逆接続に対する保護を行なうととも
に、主回路および保護回路の性能の劣化を防止し、かつ
保護回路での電圧降下や電力消費を抑制する。【構成】保護回路３は、エンハンスメント形のＭＯＳＦ
ＥＴよりなりドレイン−ソース間に存在する寄生ダイオ
ードが順方向となるように直流電源Ｅと主回路１との間
に挿入されたスイッチ素子Ｑ₁を備える。直流電源Ｅの
極性が逆極性であると、スイッチ素子Ｑ₁の両端電位に
基づいてコンパレータＣＰ₁の出力でスイッチ素子Ｑ₁
をオフにする。このとき、スイッチ素子Ｑ₁の寄生ダイ
オードＤ₁は逆接続された直流電源Ｅに対して逆方向に
なるから、スイッチ素子Ｑ₁や主回路１への電流通過を
確実に防止する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として車載用のバッ
テリ等の比較的低電圧の直流電源を交流電力に変換して
負荷に供給する電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、車載用のバッテリ等の直流電源
を入力とする電源装置では、直流電源の極性を誤って逆
接続したときの電源装置の故障を防止するために保護回
路を備えている。この種の保護回路としては、図１８に
示すように、直流電源Ｅと直流電源Ｅを交流電力に変換
して負荷２に供給する主回路１との間に順方向に挿入し
たダイオードＤ₀を用いた構成が考えられている。主回
路１は、直流電源Ｅを断続させてトランスなどによって
昇圧、降圧する前置電源回路１ａと、前置電源回路１ａ
の出力を交番電力に変換するインバータ回路１ｂとによ
り構成される。

【０００３】しかしながら、この種の電源装置では、主
回路１への入力電流が１０Ａ以上の大電流になることも
あり、このような大電流が流れるとダイオードＤ₀での
電圧降下および消費電力が問題になる。すなわち、電圧
降下の比較的小さいショットキーダイオードをダイオー
ドＤ₀として用いたとしても、ダイオードＤ₀での降下
電圧は０．６〜１．０Ｖであって、上述したような大電
流が流れる場合には、ダイオードＤ₀での消費電力が数
Ｗ〜十数Ｗ程度と大きくなるのであって、電源装置全体
としての効率が低下するという問題が生じるのである。
また、直流電源Ｅが比較的低電圧であるときには、直流
電源Ｅの電圧に対するダイオードＤ₀での電圧降下分の
割合が大きくなり、主回路１の入力電圧（コンデンサＣ
₁の両端電圧）の低下率が大きくなるから、ダイオード
Ｄ₀を用いていない場合に比較して効率が大幅に低下す
ることになる。

【０００４】このような問題を解決するために、図１９
に示すように、ダイオードＤ₀に代えて低耐圧のバイポ
ーラトランジスタＴｒのコレクタ−エミッタ間を直流電
源Ｅと主回路１との間に挿入し、逆接続検出回路によっ
て直流電源Ｅの接続極性が逆極性であることが検出され
たときにバイポーラトランジスタＴｒをオフにする構成
が考えられる。しかしながら、バイポーラトランジスタ
Ｔｒは電流駆動であるから、入力電流が大きいとベース
電流も大きくする必要があり、結局はバイポーラトラン
ジスタＴｒでの消費電力が大きくなって電源装置の全体
としての効率が低下するという問題が生じる。また、ベ
ース電流が大きいから、バイポーラトランジスタＴｒに
ベース電流を与えて駆動する逆接続検出回路の出力電流
を大きくすることが必要であり、このことも効率低下に
つながるという問題がある。

【０００５】上述したようなダイオードＤ₀やバイポー
ラトランジスタＴｒの欠点を解決するには、図２２に示
すように、バイポーラトランジスタＴｒの代わりに電圧
駆動であるエンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴよりなる
スイッチ素子Ｑを用いることが考えられる（特開昭６０
−２３５５３１号公報）。このスイッチ素子Ｑはｎチャ
ンネルであって、ドレインが直流電源Ｅの正極に接続さ
れソースが主回路１に接続される。

【０００６】この構成ではスイッチ素子Ｑのオン抵抗が
小さいものであるから、大電流が流れてもショットキー
ダイオードに比較して電圧降下が小さく（オン抵抗はた
とえば２０ｍΩであるから、１０Ａに対して電圧降下は
０．２Ｖになる）、しかも電圧駆動であるから駆動回路
の消費電力も小さいのである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２０
に示した回路で用いるスイッチ素子Ｑにはドレイン−ソ
ース間に寄生ダイオードＤが存在し、この寄生ダイオー
ドＤは直流電源Ｅに対して逆方向の極性を有している。
したがって、直流電源Ｅの極性を誤って逆接続した場合
には、直流電圧Ｖの正極−主回路１−寄生ダイオードＤ
−直流電源Ｅの負極という経路で電流が流れ、主回路１
への入力電圧の変動を抑制するために主回路１の入力端
間に設けた電解コンデンサのような極性を有するコンデ
ンサＣ₁やスイッチ素子Ｑの性能が劣化するおそれがあ
るという問題を有している。

【０００８】本発明は上記問題点の解決を目的とするも
のであり、直流電源の逆接続に対する主回路および保護
回路の性能の劣化を防止し、かつ保護回路での電圧降下
や電力消費を抑制した電源装置を提供しようとするもの
である。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、直流電源を交流電力に変換して
負荷に給電する主回路と、直流電源の主回路への電圧印
加極性を検出して逆極性であるときに主回路への給電を
停止する保護回路とを備える電源装置において、保護回
路は、エンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴよりなりドレ
イン−ソース間に存在する寄生ダイオードが順方向とな
るように直流電源と主回路との間に挿入された極性用ス
イッチ素子と、直流電源の電圧印加極性が逆極性である
と極性用スイッチ素子をオフに制御する極性検出回路と
から成ることを特徴とする。

【００１０】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、主回路における直流電源との接続端間には入力電圧
の変動を抑制するコンデンサが接続され、極性検出回路
は直流電源とコンデンサの一端との間の電流の向きを検
出することによって直流電源の接続極性を判別すること
を特徴とする。請求項３の発明は、請求項１の発明にお
いて、エンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴよりなりドレ
イン−ソース間に存在する寄生ダイオードが上記極性用
スイッチ素子とは逆方向になるようにドレイン−ソース
間が直流電源と主回路との間で極性用スイッチ素子に直
列接続された電圧用スイッチ素子と、直流電源の電圧を
検出し電圧が規定範囲外であると電圧用スイッチ素子を
オフに制御する電圧検出回路とが付加されて成ることを
特徴とする。

【００１１】請求項４の発明は、請求項３の発明におい
て、極性検出回路は、極性用スイッチ素子と電圧用スイ
ッチ素子との直列回路の両端の電位を比較することによ
って直流電源の接続極性を判別することを特徴とする。

【００１２】

【作用】請求項１の構成では、保護回路として、エンハ
ンスメント形のＭＯＳＦＥＴよりなりドレイン−ソース
間に存在する寄生ダイオードが順方向となるように直流
電源と主回路との間に挿入された極性用スイッチ素子
と、直流電源の電圧印加極性が逆極性であると極性用ス
イッチ素子をオフに制御する極性検出回路とを設けてい
るので、直流電源の逆接続に対して寄生ダイオードが逆
方向に接続されることになり、結果的に主回路および保
護回路の性能の劣化を防止し、かつ保護回路での電圧降
下や電力消費を抑制することができる。

【００１３】請求項２ないし請求項４の構成は請求項１
の望ましい実施態様である。上記構成によれば、

【００１４】

【実施例】

（実施例１）図１に示すように、主回路１は、直流電源
Ｅをスイッチング素子によって断続させ、インダクタへ
の蓄積エネルギーを利用するかトランスを用いて直流電
源Ｅの電圧よりも昇圧した直流電圧を出力する前置電源
回路１ａと、前置電源回路１ａから出力される直流電圧
を交流電力に変換して負荷２に供給するインバータ回路
１ｂとにより構成される。このインバータ回路１ｂは低
周波の交流電力を出力するように構成されている。

【００１５】主回路１への直流電源Ｅの接続端間には主
回路１への入力電圧の変動を抑制する電解コンデンサな
どのコンデンサＣ₁が接続されている。すなわち、主回
路１ではスイッチング素子を用いて入力電源を断続させ
るから、コンデンサＣ₁を用いることによって、電源側
のインピーダンスを小さくして入力電圧の変動を抑制す
るのである。また、直流電源Ｅの負極とコンデンサＣ₁
の負極側の一端との間にはｎチャンネルのエンハンスメ
ント形のＭＯＳＦＥＴでありスイッチ素子Ｑ₁のドレイ
ン−ソース間が挿入されている。スイッチ素子Ｑ₁はソ
ースがコンデンサＣ₁の負極に接続され、ドレインが直
流電源Ｅの負極に接続される。また、スイッチ素子Ｑ₁
のドレイン電位とソース電位とが逆接続検出回路として
のコンパレータＣＰ₁により比較され、ソース電位がド
レイン電位よりも高い期間にコンパレータＣＰ₁がＨレ
ベルになってスイッチ素子Ｑ₁をオンにするように接続
される。このように、スイッチ素子Ｑ₁とコンパレータ
ＣＰ₁とによって保護回路３が構成される。

【００１６】上記構成では、直流電源Ｅが正常に接続さ
れると、スイッチ素子Ｑ₁のドレイン電位がソース電位
よりも低くなるから、コンパレータＣＰ₁の出力がＨレ
ベルになり、スイッチ素子Ｑ₁がオンになる。すなわ
ち、主回路１に給電されるのである。このとき、スイッ
チ素子Ｑ₁での電圧降下は少なく、スイッチ素子Ｑ₁に
大電流が通過してもスイッチ素子Ｑ₁での電力消費は少
なくなる。また、スイッチ素子Ｑ₁はコンパレータＣＰ
₁によって電圧駆動されているから、コンパレータＣＰ
₁は出力電流をほとんど必要とせず、コンパレータＣＰ
₁での電力消費も少ないのである。結局、スイッチ素子
Ｑ₁およびコンパレータＣＰ₁よりなる保護回路３での
電力消費を少なくすることができ、保護回路３を設けた
にもかかわらず全体としての効率の低下がほとんど生じ
ないのである。

【００１７】一方、直流電源Ｅが図１とは逆の極性に接
続されると、スイッチ素子Ｑ₁のドレイン−ソース間で
はドレイン電位がソース電位よりも高くなるから、コン
パレータＣＰ₁の出力はＬレベルになりスイッチ素子Ｑ
₁はオフになって、主回路１に対して直流電源Ｅから給
電されなくなり主回路１が保護されることになる。ま
た、スイッチ素子Ｑ₁の内部の寄生ダイオードＤ₁は、
コンデンサＣ₁の負極側がアノードになっているから、
スイッチ素子Ｑ₁に対して電流が流れることがなく、ま
たコンデンサＣ₁に対しても逆極性の電圧が印加される
ことがないから、スイッチ素子Ｑ₁やコンデンサＣ₁の
特性の劣化が生じないのである。

【００１８】（実施例２）本実施例は、図２に示すよう
に、スイッチ素子Ｑ₁のドレインと直流電源Ｅの負極と
の間に抵抗Ｒ₁を挿入し、コンパレータＣＰ₁は抵抗Ｒ
₁の両端電位を比較するように接続してある点が実施例
１とは異なるのであって、他の構成は実施例１と同様で
ある。このような抵抗Ｒ₁としては、プリント基板より
なる回路基板の導電パターンの一部を用いてもよい。こ
こで、コンパレータＣＰ₁ではスイッチ素子Ｑ₁のドレ
イン電位が直流電源Ｅの負極の電位よりも高い期間にの
み出力をＨレベルにしてスイッチ素子Ｑ₁をオンにする
ように接続されている。

【００１９】したがって、直流電源Ｅが図２に示すよう
に正常に接続されているときには、コンパレータＣＰ₁
の出力がＨレベルになってスイッチ素子Ｑ₁がオンにな
り、主回路１への給電がなされる。このときの電圧降下
は、実施例１に比較して抵抗Ｒ₁の分だけ大きくなる
が、抵抗Ｒ₁は十分に小さくすることが可能であるか
ら、ほとんど問題になることはない。また、直流電源Ｅ
が逆極性に接続されたときにはコンパレータＣＰ₁の出
力がＬレベルになり、スイッチ素子Ｑ₁がオフになって
主回路１への給電が停止する。このとき、寄生ダイオー
ドＤ₁のアノードががコンデンサＣ₁の負極に接続され
ていることによって、直流電源Ｅからスイッチ素子
Ｑ₁、主回路１に対して電流が流れることがなく、結果
的に主回路１およびコンデンサＣ₁の特性の劣化が防止
できるのである。他の構成は実施例１と同様である。

【００２０】（実施例３）本実施例では直流電源Ｅの過
大電圧等に対する保護機能を逆接続の保護機能と併せ持
った保護回路３を用いた電源装置を示す。直流電源Ｅの
過大電圧等に対する保護機能が必要になるのは、次のよ
うな場合である。たとえば、車載用のバッテリには１２
Ｖ系、２４Ｖ系などがあり、１２Ｖ用の電源装置を２４
Ｖ用の直流電源に誤って接続したときに、保護機能がな
ければ故障につながるものであるが、本実施例の構成を
用いればこのような問題を回避することができるのであ
る。

【００２１】すなわち、図３に示すように、基本的には
実施例１の構成に加えて、直流電源Ｅの電圧を分圧する
抵抗Ｒ₂，Ｒ₃と、両抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位を
基準電圧Ｖ_refと比較し抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位
が基準電圧Ｖ_refよりも低い期間に出力をＨレベルにす
るコンパレータＣＰ₂と、スイッチ素子Ｑ₁と直流電源
Ｅの負極との間に挿入されコンパレータＣＰ₂の出力が
Ｈレベルである期間にオンになるスイッチ素子Ｑ₂とを
備える。スイッチ素子Ｑ₂は、ｎチャンネルのエンハン
スメント形のＭＯＳＦＥＴであって、スイッチ素子Ｑ₁
とはドレインを共通に接続し、ソースを直流電源Ｅの負
極に接続してある。また、スイッチ素子Ｑ₁を制御する
コンパレータＣＰ₁は、スイッチ素子Ｑ₁のソース電位
とスイッチ素子Ｑ₂のソース電位とを比較し、スイッチ
素子Ｑ₁のソース電位がスイッチ素子Ｑ₂のソース電位
よりも高い期間に出力をＨレベルにしてスイッチ素子Ｑ
₁をオンにする。

【００２２】いま、直流電源Ｅの極性、電圧がともに正
常であって両抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位が基準電圧
Ｖ_refよりも低ければコンパレータＣＰ₂は出力がＨレ
ベルになりスイッチ素子Ｑ₂はオンになる。このときス
イッチ素子Ｑ₁のソース電位はスイッチ素子Ｑ₂のソー
ス電位よりも高くなるから、コンパレータＣＰ₁の出力
はＨレベルになりスイッチ素子Ｑ₁はオンになる。結
局、両スイッチ素子Ｑ₁，Ｑ₂はともにオンになり主回
路１に給電されるのである。

【００２３】一方、直流電源Ｅの極性は正常であるが電
圧が高く両抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位が基準電圧Ｖ
_refよりも高くなると、コンパレータＣＰ₂の出力がＬ
レベルになってスイッチ素子Ｑ₂がオフになる。このと
き、スイッチ素子Ｑ₁はオンであるが、スイッチ素子Ｑ
₂の寄生ダイオードＤ₂は逆方向に接続されているか
ら、電流が流れることはなく、主回路１への給電が停止
するのである。

【００２４】さらに、直流電源Ｅの電圧は正常であるが
極性が逆極性であるときには、コンパレータＣＰ₁の出
力がＬレベルになるからスイッチ素子Ｑ₁がオフにな
る。この状態ではスイッチ素子Ｑ₂はオンであるが、ス
イッチ素子Ｑ₁の寄生ダイオードＤ₁が直流電源Ｅの正
極にカソードを接続することになるから、結局は主回路
１に給電されることはなく、スイッチ素子Ｑ₁、主回路
１は保護されることになる。この動作は実施例１と同様
である。

【００２５】直流電源Ｅの極性が逆極性であって電圧が
高い場合には、両スイッチ素子Ｑ₁，Ｑ₂がともにオフ
になるから、当然のことながら主回路１およびスイッチ
素子Ｑ₁，Ｑ₂は保護される。上述したように、保護回
路３において直流電源Ｅの逆接続を行なうとともに過電
圧に対する保護も併せて行なうから、保護回路３に設定
した基準電圧Ｖ_refに対応するようにコンデンサＣ₁の
耐圧を設定すればよいのであって、必要以上に高耐圧に
設定する必要がなく電源装置の小形化が可能になるので
ある。

【００２６】（実施例４）実施例３では過大電圧に対す
る保護を行なっているが、本実施例は、図４に示すよう
に、過大電圧と過小電圧との両方について保護を行なう
例を示す。すなわち、基本的には実施例３のコンパレー
タＣＰ₂に代えて、直流電源Ｅの電圧が過大である場合
と過小である場合とについて出力をＬレベルとするウイ
ンドコンパレータＣＰ₂₀を用いてスイッチ素子Ｑ₂₁，Ｑ
₂₂を制御するのである。ここにおいて、実施例３に示し
たスイッチ素子Ｑ₁の代わりにＭＯＳＦＥＴよりなるス
イッチ素子Ｑ₁₁，Ｑ₁₂を並列接続して用いており、また
スイッチ素子Ｑ₂に代えてＭＯＳＦＥＴよりなるスイッ
チ素子Ｑ₂₁，Ｑ₂₂を並列接続して用いている。また、コ
ンデンサＣ₁の負極とスイッチ素子Ｑ₁₁，Ｑ₁₂のソース
との間には抵抗Ｒ₁を挿入し、コンパレータＣＰ₁では
実施例２と同様に抵抗Ｒ₁の両端の電位を比較すること
によって、電流の向きを検出するようにしてある。

【００２７】ウインドコンパレータＣＰ₂₀は、３個のコ
ンパレータＣＰ₂₁，ＣＰ₂₂，ＣＰ₂₃よりなり、このうち
２個のコンパレータＣＰ₂₁，ＣＰ₂₂は、抵抗Ｒ₂，Ｒ₃
の接続点の電位を基準電圧Ｖ₁，Ｖ₂（Ｖ₁＜Ｖ₂）と
比較する。一方のコンパレータＣＰ₂₁では、抵抗Ｒ₂，
Ｒ₃の接続点の電位が基準電圧Ｖ₁よりも低い期間に出
力をＨレベルとし、他方のコンパレータＣＰ₂₂では、抵
抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位が基準電圧Ｖ₂よりも高い
期間に出力をＨレベルとする。また、コンパレータＣＰ
₂₃は、両コンパレータＣＰ₂₁，ＣＰ₂₂の出力を基準電圧
Ｖ₃と比較し、両コンパレータＣＰ₂₁，ＣＰ₂₂の出力が
ともにＬレベルである期間にのみ出力をＨレベルにす
る。すなわち、このコンパレータＣＰ₂₃は両コンパレー
タＣＰ₂₁，ＣＰ₂₂の論理積の否定に相当する出力を発生
する。したがって、直流電源Ｅの電圧が過大または過小
になって、抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位が基準電圧Ｖ
₁よりも低いか基準電圧Ｖ₃よりも高くなると、一方の
コンパレータＣＰ₂₁，ＣＰ₂₂の出力がＨレベルになり、
コンパレータＣＰ₂₃への入力が基準電圧Ｖ₃よりも高く
なってコンパレータＣＰ₂₃の出力がＬレベルになる。し
たがって、スイッチ素子Ｑ₂₁，Ｑ₂₂がオフになり、主回
路１への給電が停止するのである。

【００２８】ところで、本実施例における前置電源回路
１ａは、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ₁の
ドレイン−ソース間をトランスＴの１次巻線に直列接続
し、トランスＴの２次巻線にダイオードＤ₃を直列接続
し、この直列回路にコンデンサＣ₂を並列接続した構成
を有している。スイッチング素子Ｓ₁は比較的高速でス
イッチングされ、トランスＴの１次巻線に流れる電流を
高周波で断続させるようになっている。また、ダイオー
ドＤ₃はスイッチング素子Ｓ₁のオフ期間に、トランス
Ｔに蓄積されたエネルギーをコンデンサＣ₂および後段
に放出する極性に接続されている。

【００２９】前置電源回路１ａの後段にはコンデンサＣ
₂を入力端間に接続したインバータ回路１ｂが接続され
る。インバータ回路１ｂはスイッチング素子Ｓ₂〜Ｓ₅
を４個用いたブリッジ形式のものであって、スイッチン
グ素子Ｓ₂〜Ｓ₅を２個ずつ直列に接続し、各直列回路
をコンデンサＣ₂に並列接続してある。また、直列接続
したスイッチング素子Ｓ₂〜Ｓ₅の接続点間には負荷３
とインダクタＬ₁との直列回路を挿入し、負荷３には高
周波電流をバイパスするコンデンサＣ₃が並列接続され
ている。各スイッチング素子Ｓ₂〜Ｓ₅は、負荷３を挟
んで入力電源の正極側と負極側とが対になっており、各
対ごとに交互にオン・オフするように制御される。すな
わち、スイッチング素子Ｓ₂とスイッチング素子Ｓ₅と
をオンにする期間と、スイッチング素子Ｓ₃とスイッチ
ング素子Ｓ₄とをオンにする期間とを交互に生じさせる
ことによって、負荷３を通過する電流の向きを交番さ
せ、負荷３に交流電力を供給するのである。スイッチン
グ素子Ｓ₂〜Ｓ₅のスイッチング周波数は、スイッチン
グ素子Ｓ₁のスイッチング周波数よりも十分に低く設定
されており、コンデンサＣ₃はスイッチング素子Ｓ₁の
スイッチング周波数の周波数領域ではインピーダンスが
低く、スイッチング素子Ｓ₂〜Ｓ₅のスイッチング周波
数の周波数領域ではインピーダンスが高くなるように設
定されている。他の構成は実施例１と同様である。

【００３０】上記各実施例では、スイッチ素子Ｑ₁（Ｑ
₁₁，Ｑ₁₂），Ｑ₂（Ｑ₂₁，Ｑ₂₂）をコンパレータＣ
Ｐ₁，ＣＰ₂（ＣＰ₂₃）の出力によって直接駆動してい
るが、２個のトランジスタをトーテムポール形式で接続
した駆動回路を介してコンパレータＣＰ₁，ＣＰ₂（Ｃ
Ｐ₂₃）の出力をスイッチ素子Ｑ₁（Ｑ₁₁，Ｑ₁₂），Ｑ₂
（Ｑ₂₁，Ｑ₂₂）に与えるようにしてもよい。

【００３１】（実施例５）本実施例は、図５に示すよう
な構成によって、逆接続に対する保護を行なえるように
したものである。すなわち、直流電源Ｅの両端間に２個
の抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の直列回路が接続され、コンパレータ
ＣＰ₁は直流電源Ｅの負極側に接続される抵抗Ｒ₃の両
端の電位を比較し、抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位が抵
抗Ｒ₃と直流電源Ｅの負極との接続点の電位よりも高い
期間に出力をＨレベルにする。このコンパレータＣＰ₁
の出力は駆動回路４を介してスイッチ素子Ｑ₁のゲート
に入力されている。スイッチ素子Ｑ₁は、ソースが主回
路１に設けたコンデンサＣ₁の負極に接続され、ドレイ
ンが直流電源Ｅの負極に接続される。

【００３２】上記構成によれば、直流電源Ｅの極性が正
常であるときには、抵抗Ｒ₃と直流電源Ｅの負極との接
続点の電位よりも抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位のほう
が高くなるから、このときにはコンパレータＣＰ₁の出
力がＨレベルになり、スイッチ素子Ｑ₁はオンになる。
一方、直流電源Ｅの極性が逆極性であるときには、抵抗
Ｒ₃の一端に直流電源Ｅの正極が接続されることにな
り、この部位の電位は抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点の電位よ
りも高くなるから、コンパレータＣＰ₁の出力はＬレベ
ルになり、結果的にスイッチ素子Ｑ₁はオフになる。こ
のときスイッチ素子Ｑ₁の寄生ダイオードＤ₁は直流電
源Ｅに対して逆極性になるから、コンデンサＣ₁やスイ
ッチ素子Ｑ₁に対して電流が流れることはない。他の構
成は実施例１と同様である。

【００３３】（実施例６）本実施例では、図６に示すよ
うに、実施例５においてコンパレータＣＰ₁と駆動回路
４とを用いる代わりに抵抗Ｒ₂，Ｒ₃の接続点をスイッ
チ素子Ｑ₁のゲートに直接接続したものである。この構
成においては、直流電源Ｅが逆極性で接続されると、ス
イッチ素子Ｑ₁のゲート電位がソース電位よりも低くな
るから、スイッチ素子Ｑ₁がオフになるのである。他の
構成および動作は実施例５と同様である。

【００３４】（実施例７）本実施例では、図７に示すよ
うに、実施例６の構成において抵抗Ｒ₃にツェナーダイ
オードＺＤ₁を並列接続したものである。この構成で
は、ツェナーダイオードＺＤ₁により規定された電圧以
上の直流電源Ｅが正常な極性で接続されたときにスイッ
チ素子Ｑ₁がオンになる点を除けば、実施例６と同様に
動作する。

【００３５】（実施例８）本実施例は、主回路１におい
て入力電圧の短時間の電圧低下に対して負荷３への給電
を維持することができるようにした例を示す。まず比較
例について説明する。ここでは、直流電源Ｅは、電源ス
イッチＳＷ₁を介して主回路１に接続されている。ま
た、負荷３として放電ランプを用いており、主回路１は
放電灯点灯回路１ｃと放電灯点灯回路１ｃを制御する周
辺回路とにより構成されているものとする。図１０に示
すように、直流電源Ｅを逆極性で接続することに対する
保護はダイオードＤ₅で行なっているものとする。ま
た、主回路１は放電灯点灯回路であって、負荷３には放
電ランプを用いているものとする。ここで、主回路１を
起動するためにダイオードＤ₁のカソード電位が基準電
圧Ｖ₅よりも高いときに出力をＨレベルにして起動信号
を発生するコンパレータＣＰ₅を設けている。このよう
なコンパレータＣＰ₅を設けることによって直流電源Ｅ
の電圧が低いときに主回路１の動作が不安定にならない
ようにしているのである。

【００３６】図１０の構成では、図１１に示すような動
作になる。すなわち、図１１に示す期間ａは正常な点灯
・消灯の状態であって、期間ｃは負荷３の始動に失敗し
たときの状態を示す。期間ａの正常な点灯状態であれば
ダイオードＤ₅を通してコンパレータＣＰ₅の出力がＨ
レベルになるから、主回路１が起動されて負荷３への給
電がなされる。また、負荷２が消灯するとコンデンサＣ
₁の両端電圧ｅは低下しなくなっている。

【００３７】図１０の主回路１に負荷２として高圧放電
灯を接続し、自動車用前照灯に用いた場合、瞬時に再始
動する必要があるから、コンパレータＣＰ₅から発生す
る起動信号によって点灯時に負荷２に高電圧パルスを印
加する機能を主回路１に設けている。また、寿命末期等
において始動しなかったときに高電圧パルスを印加し続
けると危険であるから、高電圧パルスを停止させる機能
を設けている。つまり、電源電圧が所定電圧を横切って
上昇する際に高電圧パルスを発生させて始動し、所定電
圧を横切って低下すると消灯させるように動作する。

【００３８】図１１の期間ｂは始動に失敗したときの状
態であり、負荷２が点灯していないと負荷２には電流が
流れないから、電源スイッチＳＷ₁をオフにしてもコン
デンサＣ₁の端子電圧ｅは低下しなくなる場合がある。
この状態では、電源スイッチＳＷ₁を再投入しても、コ
ンデンサＣ₁の端子電圧が基準電圧Ｖ₅を横切らないか
ら、始動用の高電圧パルスを発生させることができなく
なり、不点灯の状態が継続することになる。すなわち、
不点灯状態では電源スイッチＳＷ₁のオン・オフを検出
することができないことになる。

【００３９】一方、特開平１−１１７６６０号公報に記
載された技術を応用すれば、図１２に示すような回路構
成も可能である。すなわち、ｎチャンネルのＭＯＳＦＥ
Ｔよりなるスイッチ素子Ｑ₁のドレイン−ソース間をソ
ースをコンデンサＣ₁の負極に接続してコンデンサＣ₁
の負極と直流電源Ｅの負極との間に挿入したものであ
り、スイッチ素子Ｑ₁のゲートは抵抗Ｒ₂を介してコン
デンサＣ₁の正極に接続される。また、コンパレータＣ
Ｐ₁を用いてスイッチ素子Ｑ₁のドレイン電位とソース
電位とを比較し、ソース電位がドレイン電位よりも高い
ときにスイッチ素子Ｑ₁がオンになるようにしてある。
この構成では、スイッチ素子Ｑ₁に流れる電流の向きを
検出するしてスイッチ素子Ｑ₁をオン・オフさせるか
ら、ダイオードＤ₁と同様に直流電源Ｅの逆接続に対す
る保護が可能である。

【００４０】しかしながら、負荷２が不点灯である場合
の上記問題は解決することができないものである。そこ
で、図１３に示すように、ダイオードＤ₅のアノードに
アノードを接続したダイオードＤ₆を用いてコンパレー
タＣＰ₅への入力電圧を得る構成が考えられる。この構
成では、入力電圧をコンパレータＣＰ₅で忠実に検出す
ることができるから、上述したような不点灯の際にも電
源スイッチＳＷ₁の再投入に応答して再起動が可能にな
る。

【００４１】ところが、自動車用前照灯では、誤結線や
同じ電源（バッテリ）に接続されている負荷の状態によ
って短時間の電圧低下が生じる可能性がある。このよう
な場合でも安全上の観点から負荷２を消灯しないことが
望まれる。すなわち、短時間の電圧低下ではコンデンサ
Ｃ₁の電荷を放出することによって点灯状態を維持する
のである。そこで、図１３に示した構成に加えてコンパ
レータＣＰ₅の正入力端にコンデンサＣ₄を接続した図
１４の構成が考えられる。この構成では、コンパレータ
ＣＰ₅による電圧低下の検出を遅らせることによって点
灯状態を維持するのである。

【００４２】しかしながら、このような構成では設計が
非常に難しくなる。すなわち、コンデンサＣ₄の容量が
大きすぎると、コンデンサＣ₁の電荷が放電してしまっ
て負荷２が立ち消えすることになり、コンデンサＣ₄の
容量が小さすぎると短時間の電圧低下に対しても負荷２
が消灯してしまうことになる。本実施例は、上述のよう
な各種構成の問題点を踏まえた構成を示すものであっ
て、図８に示すように、主回路１の入力部に設けたコン
デンサＣ₁をダイオードＤ₅を通して直流電源Ｅに接続
し、ダイオードＤ₁にはスイッチＳＷ₂を並列接続して
いる。このスイッチＳＷ₂は変流器ＣＴにより検出され
る負荷３のランプ電流に基づいてオン・オフされる。す
なわち、変流器ＣＴの出力は増幅器Ａ₁によって増幅さ
れるとともに電圧に変換され、この電圧がコンパレータ
ＣＰ₄によって基準電圧Ｖ₄と比較される。コンパレー
タＣＰ₄では負荷（放電ランプ）３が点灯していて増幅
器Ａ₁の出力電圧が基準電圧Ｖ₄よりも高い期間には出
力をＨレベルにしてスイッチＳＷ₂をオンにする。ま
た、負荷（放電ランプ）３が不点灯であって、ランプ電
流が流れず増幅器Ａ₁の出力電圧が基準電圧Ｖ₄よりも
低い期間にはスイッチＳＷ₂をオフにする。

【００４３】ダイオードＤ₅のアノードは別のダイオー
ドＤ₆のアノードと共通に接続され、このダイオードＤ
₆のカソードはコンパレータＣＰ₅に入力される。コン
パレータＣＰ₅ではダイオードＤ₆を介して検出される
直流電源Ｅの電圧が基準電圧Ｖ₅よりも高いと出力をＨ
レベルとして起動信号を発生し、放電灯点灯回路１ｃを
起動する。

【００４４】次に、上記構成の動作について図９に基づ
いて説明する。図９において期間ａは負荷３が正常に点
灯している状態を示し、期間ｂは断線等によって直流電
源Ｅからの電源が供給されなくなった状態を示し、期間
ｃは負荷３の始動に失敗した状態を示している。ここ
で、図９（ａ）に示している直流電源Ｅの電圧ｖは、期
間ｂでは図９（ｃ）に示したダイオードＤ₆のカソード
電位の波形と同様に変化するが、断線などにより電源の
供給が停止した状態をわかりやすく示すように表記して
ある。

【００４５】いま、期間ａの正常状態から断線等によっ
て期間ｂの状態になったとすると、図９（ａ）に示すよ
うに主回路１への入力電圧υは低下するが、図９（ｂ）
のように負荷３が点灯中であるから図９（ｄ）のように
スイッチＳＷ₂はオンに保たれている。したがって、コ
ンデンサＣ₁の放電によってダイオードＤ₆のカソード
電位は図９（ｃ）のように徐々に低下し、カソード電位
が基準電圧Ｖ₅よりも高い期間には再起動は行なわれな
いから、短期間の断線などでは負荷３の点灯状態は維持
される。

【００４６】一方、図９に期間ｃで示すように、負荷３
の始動に失敗したときには、図９（ｂ）のように負荷３
が点灯していないから図９（ｄ）のようにスイッチＳＷ
₂はオフ状態であって、ダイオードＤ₆のカソード電位
は図９（ｃ）のように主回路１への入力電圧ｖ（図９
（ａ）参照）と同じ変化をするから、起動信号は電源ス
イッチＳＷ₁のオン・オフに対応して発生し、負荷３を
確実に点灯させることができるのである。

【００４７】以上説明したように、電源の短時間の遮断
に対してはコンデンサＣ₁の端子電圧が保たれる限りは
負荷３の点灯状態を維持することができ、始動に失敗し
たときに電源スイッチＳＷ₁を短時間でオン・オフさせ
た場合であっても確実に始動することができるのであ
る。（実施例９）本実施例は、図１５に示すように、実施例
８におけるダイオードＤ₅をｎチャンネルであるエンハ
ンスメント形のＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチ素子Ｑ₅
に置き換えたものである。スイッチ素子Ｑ₅は抵抗Ｒ₅
を介してコンデンサＣ₁の正極にゲートが接続され、ソ
ースがコンデンサＣ₁の負極に接続され、ドレインが直
流電源Ｅの負極に接続される。また、ドレイン電位とソ
ース電位とがコンパレータＣＰ₇によって比較され、コ
ンパレータＣＰ₇の出力はスイッチＳＷ₂を介してスイ
ッチ素子Ｑ₅のゲートに入力されている。コンパレータ
ＣＰ₇は、スイッチ素子Ｑ₅のソース電位がドレイン電
位よりも高い期間に出力をＨレベルにする。また、コン
パレータＣＰ₆はダイオードＤ₂を介在させずに直流電
源Ｅの負極（すなわち、スイッチ素子Ｑ₅のドレイン）
に接続されており、スイッチ素子Ｑ₅のドレイン電位よ
りも基準電圧Ｖ₆のほうが高い期間にコンパレータＣＰ
₆の出力がＨレベルになって起動信号が出力される。ま
た、コンパレータＣＰ₅は負荷３が不点灯であって増幅
器Ａ₁の出力電圧が基準電圧Ｖ₅よりも低くなると出力
をＨレベルにしてスイッチＳＷ₂をオンにする。

【００４８】いま、負荷３の点灯期間に断線等によって
コンデンサＣ₁の両端に電圧が印加されなくなったとす
ると、このときスイッチＳＷ₂はオフに維持されている
から、コンデンサＣ₁の両端電圧が抵抗Ｒ₅とスイッチ
素子Ｑ₅のゲート−ソース間に印加されてスイッチ素子
Ｑ₅のオン状態が維持され、コンパレータＣＰ₇の出力
によって放電灯点灯回路１ｃは動作状態に保たれる。こ
の状態は、コンデンサＣ₁の放電が進んでスイッチ素子
Ｑ₅をオン状態に維持できなくなるまで継続する。一
方、負荷３が点灯していないときにはコンパレータＣＰ
₅の出力はＨレベルであって、スイッチＳＷ₂はオンで
あるから、始動時に負荷３の始動に失敗して電源スイッ
チＳＷ₁を短時間でオン・オフさせる場合には、コンデ
ンサＣ₁の電化の状態にかかわらず、電源スイッチＳＷ
₁のオン・オフに対応させてスイッチ素子Ｑ₅をオン・
オフさせることができ、結果的に確実な始動を行なうこ
とができる。また、直流電源Ｅを逆極性に接続した場合
には、コンパレータＣＰ₇の出力がＬレベルになるから
スイッチ素子Ｑ₁がオフ状態に保たれ、このときスイッ
チ素子Ｑ₅の寄生ダイオードは直流電源Ｅの正極側がカ
ソードとなる。したがって、実施例１と同様に、スイッ
チ素子Ｑ₅およびコンデンサＣ₁について逆接続に対す
る保護がなされるのである。また、本実施例の構成で
は、放電灯点灯回路１ｃの給電路にＭＯＳＦＥＴよりな
るスイッチ素子Ｑ₅が挿入されていることにより、ダイ
オードＤ₅を挿入する実施例８の構成に比較すれば、電
圧降下が少なく電力損失が少なくなるのである。他の構
成については実施例８と同様であるから説明を省略す
る。

【００４９】（実施例１０）本実施例は、図１６に示す
ように、実施例８の構成について、スイッチＳＷ₂に代
えて、コンパレータＣＰ₆への入力を、コンデンサＣ₁
の正極とダイオードＤ₆のカソードとのいずれか一方に
選択するスイッチＳＷ₃を設け、負荷３の点灯時にはコ
ンデンサＣ₁の正極をコンパレータＣＰ₆の入力に接続
し、負荷３の不点灯時にはダイオードＤ₆のカソードを
コンパレータＣＰ₆の入力に接続するように、スイッチ
ＳＷ₃をコンパレータＣＰ₅の出力によって制御したも
のである。

【００５０】動作は実施例８と同様であって、図１７に
示す期間ａは正常な状態、期間ｂ₁は短時間の電圧低下
が生じた状態、期間ｂ₂は断線等による短時間の電源遮
断が生じた状態、期間ｃは始動に失敗した状態を示す。
期間ｂ₁や期間ｂ₂では、図１７（ａ）のように点灯状
態からの電圧低下や電圧遮断であるから、図１７（ｂ）
のように負荷３の点灯状態が保たれており、コンパレー
タＣＰ₅の出力によって図１７（ｄ）のようにスイッチ
ＳＷ₃はコンデンサＣ₁の正極をコンパレータＣＰ₆に
接続する。したがって、コンパレータＣＰ₆には図１７
（ｃ）のような電圧が印加され、コンパレータＣＰ₆の
出力はＨレベルであって放電灯点灯回路１ｃの動作を維
持し、負荷３を点灯させ続ける。この状態はコンデンサ
Ｃ₁の放電が進んで負荷３の点灯状態を維持できなくま
るまで継続する。

【００５１】また、負荷３を始動しようとするときに
は、コンパレータＣＰ₅の出力はＬレベルであってダイ
オードＤ₆のカソードがコンパレータＣＰ₆に接続され
ているから、コンデンサＣ₁の電荷の状態とは無関係に
電源スイッチＳＷ₁のオン・オフに対応した起動信号が
コンパレータＣＰ₆から出力され、電源スイッチＳＷ₁
を短時間でオン・オフさせても、放電灯点灯回路１ｃを
確実に始動させることができるのである。

【００５２】ここに、ダイオードＤ₆に代えて実施例９
と同様にＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチ素子を用いても
よい。このようなスイッチ素子を用いれば、電力損失を
低減することができる。

【００５３】

【発明の効果】本発明は上述のように、保護回路とし
て、エンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴよりなりドレイ
ン−ソース間に存在する寄生ダイオードが順方向となる
ように直流電源と主回路との間に挿入された極性用スイ
ッチ素子と、直流電源の電圧印加極性が逆極性であると
極性用スイッチ素子をオフに制御する極性検出回路とを
設けているので、直流電源の逆接続に対して寄生ダイオ
ードが逆方向に接続されることになり、結果的に主回路
および保護回路の性能の劣化を防止し、かつ保護回路で
の電圧降下や電力消費を抑制することができるという効
果がある。。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す回路図である。

【図２】実施例２を示す回路図である。

【図３】実施例３を示す回路図である。

【図４】実施例４を示す回路図である。

【図５】実施例５を示す回路図である。

【図６】実施例６を示す回路図である。

【図７】実施例７を示す要部回路図である。

【図８】実施例８を示す回路図である。

【図９】実施例８の動作説明図である。

【図１０】比較例を示す回路図である。

【図１１】比較例の動作説明図である。

【図１２】他の比較例を示す回路図である。

【図１３】さらに他の比較例を示す回路図である。

【図１４】別の比較例を示す回路図である。

【図１５】実施例９を示す回路図である。

【図１６】実施例１０を示す回路図である。

【図１７】実施例１０の動作説明図である。

【図１８】従来例を示す回路図である。

【図１９】他の従来例を示す回路図である。

【図２０】さらに他の従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１主回路２負荷３保護回路Ｃ₁コンデンサＣＰ₁コンパレータＤ₁寄生ダイオードＥ直流電源Ｑ₁スイッチ素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者新堀博市大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者中村俊朗大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者神原隆大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源を交流電力に変換して負荷に給
電する主回路と、直流電源の主回路への電圧印加極性を
検出して逆極性であるときに主回路への給電を停止する
保護回路とを備える電源装置において、保護回路は、エ
ンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴよりなりドレイン−ソ
ース間に存在する寄生ダイオードが順方向となるように
直流電源と主回路との間に挿入された極性用スイッチ素
子と、直流電源の電圧印加極性が逆極性であると極性用
スイッチ素子をオフに制御する極性検出回路とから成る
ことを特徴とする電源装置。
【請求項２】主回路における直流電源との接続端間に
は入力電圧の変動を抑制するコンデンサが接続され、極
性検出回路は直流電源とコンデンサの一端との間の電流
の向きを検出することによって直流電源の接続極性を判
別することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】エンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴより
なりドレイン−ソース間に存在する寄生ダイオードが上
記極性用スイッチ素子とは逆方向になるようにドレイン
−ソース間が直流電源と主回路との間で極性用スイッチ
素子に直列接続された電圧用スイッチ素子と、直流電源
の電圧を検出し電圧が規定範囲外であると電圧用スイッ
チ素子をオフに制御する電圧検出回路とが付加されて成
ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】極性検出回路は、極性用スイッチ素子と
電圧用スイッチ素子との直列回路の両端の電位を比較す
ることによって直流電源の接続極性を判別することを特
徴とする請求項３記載の電源装置。