JPH05244791A - 交流電動機の速度制御装置 - Google Patents
交流電動機の速度制御装置Info
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- JPH05244791A JPH05244791A JP4076008A JP7600892A JPH05244791A JP H05244791 A JPH05244791 A JP H05244791A JP 4076008 A JP4076008 A JP 4076008A JP 7600892 A JP7600892 A JP 7600892A JP H05244791 A JPH05244791 A JP H05244791A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 駆動回路構成を簡略化し、指令速度に対して
応答性をよくした。 【構成】 交流電源Ｅの電圧をサイリスタＳＣＲ1 ，Ｓ
ＣＲ2 により倍電圧整流された直流正負二電源回路１０
のほか、交流電動機Ｍの相巻線あたり二個のスイッチン
グ素子ＱA ，ＱB ……と、指令速度信号が入力される速
度制御増幅器１２と、励磁シーケンサ１３と、前記電動
機Ｍに結合された速度検出器Ｄとで、前記電動機Ｍの速
度制御のためのフィードバックループを形成するととも
に、前記指令速度信号ｆに比例して前記直流正負二電源
回路の出力電圧Ｖ（Ｖ1 ，Ｖ2 ）を変化させるためのＶ
／ｆ演算回路１５と、前記サイリスタを所定の点弧位相
角で点弧させる点弧制御回路１６とを備える。
応答性をよくした。 【構成】 交流電源Ｅの電圧をサイリスタＳＣＲ1 ，Ｓ
ＣＲ2 により倍電圧整流された直流正負二電源回路１０
のほか、交流電動機Ｍの相巻線あたり二個のスイッチン
グ素子ＱA ，ＱB ……と、指令速度信号が入力される速
度制御増幅器１２と、励磁シーケンサ１３と、前記電動
機Ｍに結合された速度検出器Ｄとで、前記電動機Ｍの速
度制御のためのフィードバックループを形成するととも
に、前記指令速度信号ｆに比例して前記直流正負二電源
回路の出力電圧Ｖ（Ｖ1 ，Ｖ2 ）を変化させるためのＶ
／ｆ演算回路１５と、前記サイリスタを所定の点弧位相
角で点弧させる点弧制御回路１６とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電動機の速度制御
装置に関し、特に交流電源電圧を、サイリスタを介し
て、倍電圧整流して得られる直流正負二電源と、スイッ
チング素子をＯＮ又はＯＦＦする励磁シーケンサとか
ら、指令速度信号に応じて、前記電動機を速度制御する
装置に関する。
装置に関し、特に交流電源電圧を、サイリスタを介し
て、倍電圧整流して得られる直流正負二電源と、スイッ
チング素子をＯＮ又はＯＦＦする励磁シーケンサとか
ら、指令速度信号に応じて、前記電動機を速度制御する
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の交流電動機の速度制御装
置としては、例えば図４の構成回路図に示すように、イ
ンバータにより可変周波数制御するものがある。同図に
おいて、この制御装置は、交流電源Ｅの電圧を全波整流
器ＣＲ及び平滑コンデンサＣにより得られた直流電圧
を、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ2……Ｑ8 から
なるフルブリッジ二相インバータ駆動回路１の前記トラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 ………Ｑ8 の各ゲートを、ＰＷＭ
（pulse width modulation) ゲート回路２によりＰＷＭ
制御するとともに、該ＰＷＭゲート回路２に与えられる
運転指令に基づき回転方向及び周波数（速度）で、交流
電動機、例えば二相誘導電動機Ｍを駆動していた。
置としては、例えば図４の構成回路図に示すように、イ
ンバータにより可変周波数制御するものがある。同図に
おいて、この制御装置は、交流電源Ｅの電圧を全波整流
器ＣＲ及び平滑コンデンサＣにより得られた直流電圧
を、スイッチングトランジスタＱ1 ，Ｑ2……Ｑ8 から
なるフルブリッジ二相インバータ駆動回路１の前記トラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 ………Ｑ8 の各ゲートを、ＰＷＭ
（pulse width modulation) ゲート回路２によりＰＷＭ
制御するとともに、該ＰＷＭゲート回路２に与えられる
運転指令に基づき回転方向及び周波数（速度）で、交流
電動機、例えば二相誘導電動機Ｍを駆動していた。
【０００３】前記インバータ駆動回路１は、前記二相誘
導電動機Ｍの各巻線に流す電流の向きを可逆にするた
め、各相巻線ごとに四個のトランジスタＱ1 ……Ｑ4 及
びＱ5，……Ｑ8 を用い、所謂、単一電源方式のバイポ
ーラ駆動を行っていた。
導電動機Ｍの各巻線に流す電流の向きを可逆にするた
め、各相巻線ごとに四個のトランジスタＱ1 ……Ｑ4 及
びＱ5，……Ｑ8 を用い、所謂、単一電源方式のバイポ
ーラ駆動を行っていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の二相誘導電動機Ｍのインバータによる速度制
御装置としては、ＰＷＭ制御することで、駆動電圧、電
流方向及び周波数（速度）を可変にしているため、電動
機の相巻線ごとに四個のスイッチング素子（図４ではス
イッチングトランジスタ）、全体で八個のスイッチング
素子を必要としていた。
うな従来の二相誘導電動機Ｍのインバータによる速度制
御装置としては、ＰＷＭ制御することで、駆動電圧、電
流方向及び周波数（速度）を可変にしているため、電動
機の相巻線ごとに四個のスイッチング素子（図４ではス
イッチングトランジスタ）、全体で八個のスイッチング
素子を必要としていた。
【０００５】そのため、駆動回路構成が複雑になるとと
もに、ＰＷＭ制御特有のチョッピング騒音や損失が大き
くなるばかりか、前記電動機の速度の応答性が悪いとい
う問題点があった。
もに、ＰＷＭ制御特有のチョッピング騒音や損失が大き
くなるばかりか、前記電動機の速度の応答性が悪いとい
う問題点があった。
【０００６】本発明はかかる点に鑑みなされたもので、
その目的は前記問題点を解消し、駆動回路構成が簡略化
され、かつ指令速度に対して応答性のよい交流電動機の
速度制御装置を提供することにある。
その目的は前記問題点を解消し、駆動回路構成が簡略化
され、かつ指令速度に対して応答性のよい交流電動機の
速度制御装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明の構成は、交流電源電圧をサイリスタにより倍
電圧整流して得られる直流正負二電源回路と、交流電動
機の相巻線あたり二個のスイッチング素子と、指令速度
信号に応じて、前記スイッチング素子を所定の励磁シー
ケンスに従ってＯＮ又はＯＦＦして、前記電動機の各相
巻線をバイポーラ駆動させる励磁シーケンサと、該電動
機に結合して該電動機の速度を検出する速度検出器と、
前記指令速度信号に応じたシーケンサ信号を前記励磁シ
ーケンサに出力するとともに、前記速度検出器からの前
記電動機の速度信号が負帰還された速度制御増幅器とを
備える。
の本発明の構成は、交流電源電圧をサイリスタにより倍
電圧整流して得られる直流正負二電源回路と、交流電動
機の相巻線あたり二個のスイッチング素子と、指令速度
信号に応じて、前記スイッチング素子を所定の励磁シー
ケンスに従ってＯＮ又はＯＦＦして、前記電動機の各相
巻線をバイポーラ駆動させる励磁シーケンサと、該電動
機に結合して該電動機の速度を検出する速度検出器と、
前記指令速度信号に応じたシーケンサ信号を前記励磁シ
ーケンサに出力するとともに、前記速度検出器からの前
記電動機の速度信号が負帰還された速度制御増幅器とを
備える。
【０００８】同時に、前記交流電源電圧のゼロクロスす
るタイミングを検出するゼロクロス検出回路と、前記指
令速度信号ｆに比例して前記直流正負二電源回路の出力
電圧Ｖを変化させるため、前記サイリスタの点弧位相を
決定する信号を演算，送出するＶ／ｆ演算回路と、該Ｖ
／ｆ演算回路からの点弧位相信号と前記ゼロクロス検出
回路からの前記交流電源電圧のゼロクロス信号とから、
前記サイリスタを前記決定された点弧位相角で点弧させ
る点弧制御回路とを備えてなることを特徴とする。
るタイミングを検出するゼロクロス検出回路と、前記指
令速度信号ｆに比例して前記直流正負二電源回路の出力
電圧Ｖを変化させるため、前記サイリスタの点弧位相を
決定する信号を演算，送出するＶ／ｆ演算回路と、該Ｖ
／ｆ演算回路からの点弧位相信号と前記ゼロクロス検出
回路からの前記交流電源電圧のゼロクロス信号とから、
前記サイリスタを前記決定された点弧位相角で点弧させ
る点弧制御回路とを備えてなることを特徴とする。
【０００９】
【作 用】以上のように本発明は構成されているので、
交流電源電圧をサイリスタにより倍電圧整流した直流正
負二電源から、指令速度信号に応じて、速度制御増幅器
及び励磁シーケンサにより、各スイッチング素子をＯＮ
又はＯＦＦして、交流電動機の各相巻線をバイポーラ駆
動するとともに、該電動機の実速度信号を検出して、前
記速度制御増幅器の入力側に負帰還させたので、速度制
御のためのフィードバックループが形成でき、指令速度
信号に対して該電動機の速度を制御できる。
交流電源電圧をサイリスタにより倍電圧整流した直流正
負二電源から、指令速度信号に応じて、速度制御増幅器
及び励磁シーケンサにより、各スイッチング素子をＯＮ
又はＯＦＦして、交流電動機の各相巻線をバイポーラ駆
動するとともに、該電動機の実速度信号を検出して、前
記速度制御増幅器の入力側に負帰還させたので、速度制
御のためのフィードバックループが形成でき、指令速度
信号に対して該電動機の速度を制御できる。
【００１０】更に、前記指令速度信号に比例して、前記
サイリスタを制御して、前記直流正負二電源回路の出力
電圧を変化させている。すなわち、直流出力電圧Ｖの指
令速度信号ｆに対する比を一定にするようにしているの
で、この面からも前記交流電動機の速度を制御すること
ができる。
サイリスタを制御して、前記直流正負二電源回路の出力
電圧を変化させている。すなわち、直流出力電圧Ｖの指
令速度信号ｆに対する比を一定にするようにしているの
で、この面からも前記交流電動機の速度を制御すること
ができる。
【００１１】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例
を例示的に詳しく説明する。図１は本発明の交流電動機
の速度制御装置の一実施例を示す二相誘導電動機の場合
の構成回路図である。図において、交流電源Ｅの電圧を
サイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 およびコンデンサＣ1 ，
Ｃ2 により倍電圧整流して、直流電圧Ｖ1 ，Ｖ2 が得ら
れる直流正負二電源回路１０と、二相誘導電動機Ｍを駆
動する四個のスイッチングトランジスタＱA ，ＱB ，Ｑ
C ，ＱD からなるインバータ駆動回路１１を示す。
を例示的に詳しく説明する。図１は本発明の交流電動機
の速度制御装置の一実施例を示す二相誘導電動機の場合
の構成回路図である。図において、交流電源Ｅの電圧を
サイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 およびコンデンサＣ1 ，
Ｃ2 により倍電圧整流して、直流電圧Ｖ1 ，Ｖ2 が得ら
れる直流正負二電源回路１０と、二相誘導電動機Ｍを駆
動する四個のスイッチングトランジスタＱA ，ＱB ，Ｑ
C ，ＱD からなるインバータ駆動回路１１を示す。
【００１２】前記直流正負二電源回路１０の中性点Ｎと
二相誘導電動機Ｍの二相巻線の共通接続点Ｐとを接続す
ることにより、該電動機Ｍの各相巻線に対し、前記イン
バータ駆動回路１１により、ハーフブリッジのバイポー
ラ駆動ができるようにする。
二相誘導電動機Ｍの二相巻線の共通接続点Ｐとを接続す
ることにより、該電動機Ｍの各相巻線に対し、前記イン
バータ駆動回路１１により、ハーフブリッジのバイポー
ラ駆動ができるようにする。
【００１３】次いで、図１において、速度制御増幅器１
２は、前記電動機Ｍへの指令速度信号ｆ（例えばアナロ
グ信号）を入力し、指令周波数信号を含んだ所定のシー
ケンス信号を励磁シーケンサ１３に出力する。
２は、前記電動機Ｍへの指令速度信号ｆ（例えばアナロ
グ信号）を入力し、指令周波数信号を含んだ所定のシー
ケンス信号を励磁シーケンサ１３に出力する。
【００１４】この励磁シーケンサ１３は、該速度制御増
幅器１２からのシーケンス信号により、前記インバータ
駆動回路１１の各スイッチングトランジスタＱA ，
ＱB ，ＱC ，ＱD の各ゲートを駆動するとともに、所定
の励磁シーケンスにしたがって、前記各トランジスタＱ
A ，ＱB ，ＱC ，ＱD をＯＮ又はＯＦＦし、前記駆動回
路１１から矩形波電圧を前記電動機Ｍに出力する。
幅器１２からのシーケンス信号により、前記インバータ
駆動回路１１の各スイッチングトランジスタＱA ，
ＱB ，ＱC ，ＱD の各ゲートを駆動するとともに、所定
の励磁シーケンスにしたがって、前記各トランジスタＱ
A ，ＱB ，ＱC ，ＱD をＯＮ又はＯＦＦし、前記駆動回
路１１から矩形波電圧を前記電動機Ｍに出力する。
【００１５】今、前記電動機Ｍのα相巻線に着目する
と、トランジスタＱA がＯＮ，トランジスタＱB がＯＦ
Ｆの場合、直流正負二電源回路１０の一方（出力電圧Ｖ
1 ）から電流が供給され、逆にトランジスタＱA がＯＦ
Ｆ，トランジスタＱB がＯＮの場合、前記電源回路１０
の他方（出力電圧Ｖ2 ）から逆方向に電流が供給され、
前記スイッチングトランジスタＱA ，ＱB 二個で、前記
電動機Ｍの一相巻線のバイポーラ駆動ができる。
と、トランジスタＱA がＯＮ，トランジスタＱB がＯＦ
Ｆの場合、直流正負二電源回路１０の一方（出力電圧Ｖ
1 ）から電流が供給され、逆にトランジスタＱA がＯＦ
Ｆ，トランジスタＱB がＯＮの場合、前記電源回路１０
の他方（出力電圧Ｖ2 ）から逆方向に電流が供給され、
前記スイッチングトランジスタＱA ，ＱB 二個で、前記
電動機Ｍの一相巻線のバイポーラ駆動ができる。
【００１６】ところで、前記速度制御増幅器１２は、励
磁シーケンサ１３に対して、前記指令速度信号ｆに応じ
て指令周波数（指令速度）信号を含んだ前記二相誘導電
動機Ｍ用のシーケンス信号を発生する。従って、該励磁
シーケンサ１３により、前記駆動回路１１からは、図２
に示すような９０°の位相差を有する２相の矩形波電圧
を、前記電動機Ｍのα相巻線及びβ相巻線にそれぞれ供
給し、該電動機Ｍを駆動する。
磁シーケンサ１３に対して、前記指令速度信号ｆに応じ
て指令周波数（指令速度）信号を含んだ前記二相誘導電
動機Ｍ用のシーケンス信号を発生する。従って、該励磁
シーケンサ１３により、前記駆動回路１１からは、図２
に示すような９０°の位相差を有する２相の矩形波電圧
を、前記電動機Ｍのα相巻線及びβ相巻線にそれぞれ供
給し、該電動機Ｍを駆動する。
【００１７】更に、前記電動機Ｍには、該電動機Ｍの実
際の速度を検出するための速度検出器Ｄが結合されてお
り、該速度検出器Ｄからの速度信号を前記速度制御増幅
器１２の入力側に負帰還して、速度制御ループを形成し
ている。
際の速度を検出するための速度検出器Ｄが結合されてお
り、該速度検出器Ｄからの速度信号を前記速度制御増幅
器１２の入力側に負帰還して、速度制御ループを形成し
ている。
【００１８】他方、図１において、ゼロクロス検出回路
１４は、前記交流電源Ｅの電圧のゼロクロスするタイミ
ングを検出してゼロクロスパルス信号を発生する回路で
あり、Ｖ／ｆ演算回路１５は、前記指令速度信号ｆに比
例して前記直流正負二電源回路１０の出力電圧Ｖを変化
させるため、そのサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 の点弧
位相を決定するパルス信号を、演算、出力する回路であ
る。
１４は、前記交流電源Ｅの電圧のゼロクロスするタイミ
ングを検出してゼロクロスパルス信号を発生する回路で
あり、Ｖ／ｆ演算回路１５は、前記指令速度信号ｆに比
例して前記直流正負二電源回路１０の出力電圧Ｖを変化
させるため、そのサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 の点弧
位相を決定するパルス信号を、演算、出力する回路であ
る。
【００１９】点弧制御回路１６は、前記Ｖ／ｆ演算回路
１５からの点弧位相パルス信号を、前記ゼロクロス検出
回路１４からのゼロクロスパルス信号と比較して、前記
決定された点弧位相角のタイミングで前記サイリスタＳ
ＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を点弧させる回路である。
１５からの点弧位相パルス信号を、前記ゼロクロス検出
回路１４からのゼロクロスパルス信号と比較して、前記
決定された点弧位相角のタイミングで前記サイリスタＳ
ＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を点弧させる回路である。
【００２０】図３は、これら各回路の信号波形とタイミ
ングを示すもので、図３（ａ）は交流電源Ｅの電圧、同
（ｂ）はゼロクロス検出回路１４のゼロクロスパルス信
号、同（ｃ）はサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 のゲート
への点弧パルス信号及び同（ｄ）はサイリスタＳＣ
Ｒ1 ，ＳＣＲ2 に流れる電流波形及び直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 である。
ングを示すもので、図３（ａ）は交流電源Ｅの電圧、同
（ｂ）はゼロクロス検出回路１４のゼロクロスパルス信
号、同（ｃ）はサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 のゲート
への点弧パルス信号及び同（ｄ）はサイリスタＳＣ
Ｒ1 ，ＳＣＲ2 に流れる電流波形及び直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 である。
【００２１】通常、交流電動機、特に誘導電動機の周波
数による速度制御においては、指令速度信号ｆに比例し
た電圧Ｖを、該電動機Ｍに印加する必要がある。
数による速度制御においては、指令速度信号ｆに比例し
た電圧Ｖを、該電動機Ｍに印加する必要がある。
【００２２】そのため、前記指令速度信号ｆに比例して
前記直流正負二電源回路１０の直流出力電圧Ｖ1 ，Ｖ2
を変化させるため、前記Ｖ／ｆ演算回路１５によって、
前記電源回路１０のサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 の点
弧位相を決定するための位相パルス信号を演算、出力す
る。次いで、サイリスタ点弧制御回路１６により、この
位相パルス信号をゼロクロス検出回路１４からのゼロク
ロスパルス信号と比較し、前記サイリスタＳＣＲ1 ，Ｓ
ＣＲ2 の各ゲートへ点弧パルス信号Ｇ1 ，Ｇ2を出力す
る。
前記直流正負二電源回路１０の直流出力電圧Ｖ1 ，Ｖ2
を変化させるため、前記Ｖ／ｆ演算回路１５によって、
前記電源回路１０のサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 の点
弧位相を決定するための位相パルス信号を演算、出力す
る。次いで、サイリスタ点弧制御回路１６により、この
位相パルス信号をゼロクロス検出回路１４からのゼロク
ロスパルス信号と比較し、前記サイリスタＳＣＲ1 ，Ｓ
ＣＲ2 の各ゲートへ点弧パルス信号Ｇ1 ，Ｇ2を出力す
る。
【００２３】この点弧パルス信号Ｇ1 ，Ｇ2 により、前
記サイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を前記決定された所定
の点弧位相角でそれぞれ点弧し、その直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 を変化させている。すなわち、前記各回路１
４，１５によって、直流出力電圧Ｖの指令速度信号ｆに
対する比を一定にした出力電圧を前記電動機Ｍに印加し
ている。
記サイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を前記決定された所定
の点弧位相角でそれぞれ点弧し、その直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 を変化させている。すなわち、前記各回路１
４，１５によって、直流出力電圧Ｖの指令速度信号ｆに
対する比を一定にした出力電圧を前記電動機Ｍに印加し
ている。
【００２４】以上のとおり本実施例においては、交流電
動機の一例として二相誘導電動機の場合を示したが、こ
のほか多相誘導電動機や多相ステッピングモータにも適
用できる。この場合、前記速度制御増幅器や励磁シーケ
ンサのシーケンス信号や励磁シーケンスを、それぞれに
応じて適宜変更するだけで、実施することができる。
動機の一例として二相誘導電動機の場合を示したが、こ
のほか多相誘導電動機や多相ステッピングモータにも適
用できる。この場合、前記速度制御増幅器や励磁シーケ
ンサのシーケンス信号や励磁シーケンスを、それぞれに
応じて適宜変更するだけで、実施することができる。
【００２５】なお、図１に示す制御系の回路を、１チッ
プマイコンにより、ソフトウェアで制御することも可能
である。本実施例によれば、前記インバータ駆動回路１
１は、従来のようなＰＷＭ制御を行なわないため、その
回路構成の簡略化が可能となる。しかも、ＰＷＭ制御に
特有のスイッチング損失も低減され、騒音も発生しない
という効果もある。
プマイコンにより、ソフトウェアで制御することも可能
である。本実施例によれば、前記インバータ駆動回路１
１は、従来のようなＰＷＭ制御を行なわないため、その
回路構成の簡略化が可能となる。しかも、ＰＷＭ制御に
特有のスイッチング損失も低減され、騒音も発生しない
という効果もある。
【００２６】なお、本発明の技術は前記実施例における
技術に限定されるものではなく、同様な機能を果す他の
態様の手段によってもよく、また本発明の技術は前記構
成の範囲内において種々の変更、付加が可能である。
技術に限定されるものではなく、同様な機能を果す他の
態様の手段によってもよく、また本発明の技術は前記構
成の範囲内において種々の変更、付加が可能である。
【００２７】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明の
交流電動機の速度制御装置によれば、交流電源電圧を整
流素子としてのサイリスタにより倍電圧整流して得られ
る直流正負二電源から、指令速度信号に応じ、速度制御
増幅器及び励磁シーケンサにより、前記電動機の各相巻
線当り二個のスイッチング素子をＯＮ又はＯＦＦして、
該電動機の各相巻線をバイポーラ駆動するとともに、該
電動機の実速度を検出して、該速度信号を前記速度制御
増幅器の入力側に負帰還させたので、スイッチング素子
の個数が半減するとともに、該電動機の指令速度に対す
る応答性が極めて良くなる。
交流電動機の速度制御装置によれば、交流電源電圧を整
流素子としてのサイリスタにより倍電圧整流して得られ
る直流正負二電源から、指令速度信号に応じ、速度制御
増幅器及び励磁シーケンサにより、前記電動機の各相巻
線当り二個のスイッチング素子をＯＮ又はＯＦＦして、
該電動機の各相巻線をバイポーラ駆動するとともに、該
電動機の実速度を検出して、該速度信号を前記速度制御
増幅器の入力側に負帰還させたので、スイッチング素子
の個数が半減するとともに、該電動機の指令速度に対す
る応答性が極めて良くなる。
【００２８】同時に、前記指令速度に比例して、前記サ
イリスタを制御して前記直流正負二電源電圧を変化させ
て前記電動機の速度を制御するので、電力損失が従来よ
り低減されるという効果をも奏するものである。
イリスタを制御して前記直流正負二電源電圧を変化させ
て前記電動機の速度を制御するので、電力損失が従来よ
り低減されるという効果をも奏するものである。
【図１】本発明の交流電動機の速度制御装置の一実施例
を示す二相誘導電動機の場合の構成回路図である。
を示す二相誘導電動機の場合の構成回路図である。
【図２】図１のインバータ駆動回路１１から出力される
９０°の位相差を有する二相の矩形波電圧の波形図であ
る。
９０°の位相差を有する二相の矩形波電圧の波形図であ
る。
【図３】各回路の信号波形とタイミングを示す図であ
る。
る。
【図４】従来の交流電動機の速度制御装置の構成回路図
である。
である。
１０ 直流正負二電源回路 １２ 速度制御増幅器 １３ 励磁シーケンサ １４ ゼロクロス検出回路 １５ Ｖ／ｆ演算回路 １６ 点弧制御回路 Ｄ 速度検出器 Ｅ 交流電源 ｆ 指令速度信号 Ｍ 二相誘導電動機 ＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD スイッチングトランジスタ ＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 サイリスタ Ｖ1 ，Ｖ2 直流出力電圧
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源電圧をサイリスタにより倍電圧
整流して得られる直流正負二電源回路と、交流電動機の
相巻線あたり二個のスイッチング素子と、指令速度信号
に応じて、前記スイッチング素子を所定の励磁シーケン
スに従ってＯＮ又はＯＦＦして、前記電動機の各相巻線
をバイポーラ駆動させる励磁シーケンサと、該電動機に
結合して、該電動機の速度を検出する速度検出器と、前
記指令速度信号に応じたシーケンス信号を前記励磁シー
ケンサに出力するとともに、前記速度検出器からの前記
電動機の速度信号が負帰還された速度制御増幅器とを備
えるとともに、 前記交流電源電圧のゼロクロスするタイミングを検出す
るゼロクロス検出回路と、前記指令速度信号ｆに比例し
て前記直流正負二電源回路の出力電圧Ｖを変化させるた
め、前記サイリスタの点弧位相を決定する信号を演算，
送出するＶ／ｆ演算回路と、該Ｖ／ｆ演算回路からの点
弧位相信号と前記ゼロクロス検出回路からの前記交流電
源電圧のゼロクロス信号とから、前記サイリスタを前記
決定された点弧位相角で点弧させる点弧制御回路とを備
えてなることを特徴とする交流電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07600892A JP3269839B2 (ja) | 1992-02-27 | 1992-02-27 | 交流電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07600892A JP3269839B2 (ja) | 1992-02-27 | 1992-02-27 | 交流電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05244791A true JPH05244791A (ja) | 1993-09-21 |
| JP3269839B2 JP3269839B2 (ja) | 2002-04-02 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP07600892A Expired - Fee Related JP3269839B2 (ja) | 1992-02-27 | 1992-02-27 | 交流電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3269839B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10105254A (ja) * | 1996-09-30 | 1998-04-24 | Canon Inc | ヒータ制御装置及び画像形成装置 |
| JP2001145395A (ja) * | 1999-11-15 | 2001-05-25 | Kokusan Denki Co Ltd | 磁石発電機を用いた電源装置 |
| JP2002112588A (ja) * | 2000-10-02 | 2002-04-12 | Matsushita Refrig Co Ltd | 冷凍システムの制御装置 |
| JP2021129491A (ja) * | 2020-02-17 | 2021-09-02 | 北斗制御株式会社 | 電動機の駆動方法 |
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1992
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| JPH10105254A (ja) * | 1996-09-30 | 1998-04-24 | Canon Inc | ヒータ制御装置及び画像形成装置 |
| JP2001145395A (ja) * | 1999-11-15 | 2001-05-25 | Kokusan Denki Co Ltd | 磁石発電機を用いた電源装置 |
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| JP3269839B2 (ja) | 2002-04-02 |
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