JPH05122260A - 識別再生装置 - Google Patents
識別再生装置Info
- Publication number
- JPH05122260A JPH05122260A JP30840391A JP30840391A JPH05122260A JP H05122260 A JPH05122260 A JP H05122260A JP 30840391 A JP30840391 A JP 30840391A JP 30840391 A JP30840391 A JP 30840391A JP H05122260 A JPH05122260 A JP H05122260A
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- JP
- Japan
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- output
- quadrature
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- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直交同期検波方式のＧＭＳＫ復調器の識別再
生装置において，再生出力のアイパターンの振幅劣化が
少なく，かつ誤り訂正方式としてビタビ復号軟判定方式
が適応可能な識別再生装置を提供することを目的とす
る。 【構成】 同相検波出力と直交検波出力を各々の識別タ
イミングでサンプリングする手段と，上記サンプリング
後の検波出力を一タイムスロット遅延させる手段と，当
該一タイムスロット遅延後の一方の検波信号と遅延前の
他方の検波信号とを各々乗算する手段と，上記二つの乗
算出力信号をデータレートに同期させて交互に出力する
ための切換手段とを備えた構成。
生装置において，再生出力のアイパターンの振幅劣化が
少なく，かつ誤り訂正方式としてビタビ復号軟判定方式
が適応可能な識別再生装置を提供することを目的とす
る。 【構成】 同相検波出力と直交検波出力を各々の識別タ
イミングでサンプリングする手段と，上記サンプリング
後の検波出力を一タイムスロット遅延させる手段と，当
該一タイムスロット遅延後の一方の検波信号と遅延前の
他方の検波信号とを各々乗算する手段と，上記二つの乗
算出力信号をデータレートに同期させて交互に出力する
ための切換手段とを備えた構成。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，ＧＭＳＫ変調方式を用
いた無線通信装置の復調器における識別再生回路の改良
に関するものである。
いた無線通信装置の復調器における識別再生回路の改良
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２に直交同期検波方式のＧＭＳＫ復調
器におけるコスタスループを用いた従来の識別再生装置
の第一の例を，図３に差分処理を用いた従来の識別再生
装置の第二の例を示す。以下，図２及び図３を用いて従
来例について説明する。
器におけるコスタスループを用いた従来の識別再生装置
の第一の例を，図３に差分処理を用いた従来の識別再生
装置の第二の例を示す。以下，図２及び図３を用いて従
来例について説明する。
【０００３】図３において，変調波入力端子１より入力
されたＧＭＳＫ変調波を直交同期検波器２を介すること
により，同相検波出力υI及び直交検波出力υQを得る。
ＧＭＳＫの直交同期検波方式では得られたυI，υQに差
分処理を施さなければ，正しい符号列は再生できない。
されたＧＭＳＫ変調波を直交同期検波器２を介すること
により，同相検波出力υI及び直交検波出力υQを得る。
ＧＭＳＫの直交同期検波方式では得られたυI，υQに差
分処理を施さなければ，正しい符号列は再生できない。
【０００４】図３に示す従来装置では，上記検波出力υ
I，υQについてアナログ的に乗算器９，１０および減算
器１９により差分処理を行っている。しかし，ＧＭＳＫ
変調方式では，送信側の帯域制限フィルタの影響によ
り，データ極性の変化点における位相変化が緩やかにな
るため，これに起因して発生する受信側の復調信号の歪
みが図３の従来装置においては，上述のアナログ的な差
分処理で倍化され，符号列のパターンによっては復号後
のアイパターンの振幅が極端に劣化してしまう問題を生
ずる。図３の識別再生装置による再生出力のアイパター
ン波形図を図４に示す。
I，υQについてアナログ的に乗算器９，１０および減算
器１９により差分処理を行っている。しかし，ＧＭＳＫ
変調方式では，送信側の帯域制限フィルタの影響によ
り，データ極性の変化点における位相変化が緩やかにな
るため，これに起因して発生する受信側の復調信号の歪
みが図３の従来装置においては，上述のアナログ的な差
分処理で倍化され，符号列のパターンによっては復号後
のアイパターンの振幅が極端に劣化してしまう問題を生
ずる。図３の識別再生装置による再生出力のアイパター
ン波形図を図４に示す。
【０００５】一方，差分処理前の同相検波出力υI及び
直交検波出力υQは，図５に示す様に図４に比べ十分ア
イが開いている。そこで，図２に示す他の従来例では，
アイの開きが大きい同相検波出力υI，直交検波出力υQ
を二値判定器１５，１６で，しきい値電圧υthを基準と
して二値判定を行い，さらに，ＥＸ．ＯＲゲート１７及
びＥＸ．ＯＲゲート１８を介して，ロジック的に差分処
理を行うことにより，アイの劣化のない状態で符号列の
再生を行うものである。
直交検波出力υQは，図５に示す様に図４に比べ十分ア
イが開いている。そこで，図２に示す他の従来例では，
アイの開きが大きい同相検波出力υI，直交検波出力υQ
を二値判定器１５，１６で，しきい値電圧υthを基準と
して二値判定を行い，さらに，ＥＸ．ＯＲゲート１７及
びＥＸ．ＯＲゲート１８を介して，ロジック的に差分処
理を行うことにより，アイの劣化のない状態で符号列の
再生を行うものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来技術のう
ち図３に示す回路では，差分処理としてアナログ的に乗
算処理後に減算処理を行うため，アイパターンの振幅劣
化が生ずる。また，図２に示す回路では差分処理は乗算
処理（ＥＸ．ＯＲ）のみで構成されているが，正しい符
号列を再生する以前に二値判定器によりデータを二値化
してしまうため，復号された符号列のアイパターンにお
ける振幅値のアナログ量が重要な情報となるビタビ復号
軟判定方式が適応できないという欠点がある。
ち図３に示す回路では，差分処理としてアナログ的に乗
算処理後に減算処理を行うため，アイパターンの振幅劣
化が生ずる。また，図２に示す回路では差分処理は乗算
処理（ＥＸ．ＯＲ）のみで構成されているが，正しい符
号列を再生する以前に二値判定器によりデータを二値化
してしまうため，復号された符号列のアイパターンにお
ける振幅値のアナログ量が重要な情報となるビタビ復号
軟判定方式が適応できないという欠点がある。
【０００７】本発明は，これらの欠点を除去するために
なされたもので，誤り訂正方式としてビタビ復合軟判定
方式が適応可能で，かつ差分処理後の再生符号列のアイ
パターンの振幅劣化が少ない識別再生装置を提供するこ
とを目的とする。
なされたもので，誤り訂正方式としてビタビ復合軟判定
方式が適応可能で，かつ差分処理後の再生符号列のアイ
パターンの振幅劣化が少ない識別再生装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は，上記の目的を
達成するために，識別再生装置において同相検波出力υ
Iと直交検波出力υQを各々の識別タイミングでサンプリ
ングした後，一方の検波出力に対し，他方の一タイムス
ロット前の検波出力を乗じ，各々の出力をデータレート
に同期したスイッチで交互に出力するようにしたもので
ある。
達成するために，識別再生装置において同相検波出力υ
Iと直交検波出力υQを各々の識別タイミングでサンプリ
ングした後，一方の検波出力に対し，他方の一タイムス
ロット前の検波出力を乗じ，各々の出力をデータレート
に同期したスイッチで交互に出力するようにしたもので
ある。
【０００９】
【作用】その結果，直交同期検波出力の振幅値を二値化
しない状態で検波信号がサンプリングされ，アイパター
ンの振幅劣化の原因となる減算処理を伴わず乗算のみの
処理を行うため，アイパターンの振幅劣化がほとんど無
く，かつ軟判定利得を確保した状態で再生出力が得ら
れ，ビタビ復合軟判定方式への適応が可能となる。
しない状態で検波信号がサンプリングされ，アイパター
ンの振幅劣化の原因となる減算処理を伴わず乗算のみの
処理を行うため，アイパターンの振幅劣化がほとんど無
く，かつ軟判定利得を確保した状態で再生出力が得ら
れ，ビタビ復合軟判定方式への適応が可能となる。
【００１０】
【実施例】以下，この発明の一実施例を図１により説明
する。変調波入力端子１は直交同期検波器２を介しサン
プリングゲート４，５に接続される。サンプリングゲー
ト４は乗算器９，符号反転器１１を介し切換えスイッチ
１２と接続され，サンプリングゲート５は乗算器１０を
介して切換スイッチ１２と接続される。さらに，サンプ
リングゲート４は遅延器７を介して乗算器１０と，サン
プリングゲート５は遅延器８を介して乗算器９と接続さ
れる。クロック再生器３は，１／２分周器１３を介しサ
ンプリングゲート５，インバータ６と接続され，インバ
ータ６はサンプリングゲート４と接続される。さらに，
クロック再生器３は切換スイッチ１２と接続され，切換
スイッチ１２は再生符号の出力端子１４と接続される。
する。変調波入力端子１は直交同期検波器２を介しサン
プリングゲート４，５に接続される。サンプリングゲー
ト４は乗算器９，符号反転器１１を介し切換えスイッチ
１２と接続され，サンプリングゲート５は乗算器１０を
介して切換スイッチ１２と接続される。さらに，サンプ
リングゲート４は遅延器７を介して乗算器１０と，サン
プリングゲート５は遅延器８を介して乗算器９と接続さ
れる。クロック再生器３は，１／２分周器１３を介しサ
ンプリングゲート５，インバータ６と接続され，インバ
ータ６はサンプリングゲート４と接続される。さらに，
クロック再生器３は切換スイッチ１２と接続され，切換
スイッチ１２は再生符号の出力端子１４と接続される。
【００１１】以下，この動作について説明する。入力端
子１から，入力されたＧＭＳＫ変調波は，直交同期検波
器２を通すことにより，同相検波出力υI，直交検波出
力υQとして検波される。このυI，υQの波形を図５に
示す。
子１から，入力されたＧＭＳＫ変調波は，直交同期検波
器２を通すことにより，同相検波出力υI，直交検波出
力υQとして検波される。このυI，υQの波形を図５に
示す。
【００１２】直交検波出力υQは，データレートに同期
した再生クロック信号を二分周したクロック信号ＣＬＫ
によりサンプリングゲート５でサンプリングされ，同相
検波出力υIは，クロック信号ＣＬＫを反転したクロッ
ク信号バーＣＬＫによりサンプリングゲート４でサンプ
リングされる。サンプリングされた信号は遅延器７，８
を介し，同相検波出力υIは一タイムスロット時間の１
Ｔ前の直交検波出力υQ-Tと，直交検波出力υQは１Ｔ前
の同相検波出力υI-Tと乗算器９，１０で各々乗じられ
る。さらに，同相検波出力側の乗算器９の出力（υI×
υQ-T）は符号反転器１１により符号が反転される。
した再生クロック信号を二分周したクロック信号ＣＬＫ
によりサンプリングゲート５でサンプリングされ，同相
検波出力υIは，クロック信号ＣＬＫを反転したクロッ
ク信号バーＣＬＫによりサンプリングゲート４でサンプ
リングされる。サンプリングされた信号は遅延器７，８
を介し，同相検波出力υIは一タイムスロット時間の１
Ｔ前の直交検波出力υQ-Tと，直交検波出力υQは１Ｔ前
の同相検波出力υI-Tと乗算器９，１０で各々乗じられ
る。さらに，同相検波出力側の乗算器９の出力（υI×
υQ-T）は符号反転器１１により符号が反転される。
【００１３】この符号反転器１１の出力と，乗算器１０
の出力のアイパターン波形図を図６に示す。図６で示す
信号は切換スイッチ１２で一タイムスロット時間のＴご
とに交互に出力される。
の出力のアイパターン波形図を図６に示す。図６で示す
信号は切換スイッチ１２で一タイムスロット時間のＴご
とに交互に出力される。
【００１４】本回路構成を採ることにより，減算処理を
伴わずに乗算のみで差分処理が可能であるため，アイの
振幅劣化を防ぐことができ，また出力は二値化されない
のでビタビ復号の軟判定データとして使用できる。
伴わずに乗算のみで差分処理が可能であるため，アイの
振幅劣化を防ぐことができ，また出力は二値化されない
のでビタビ復号の軟判定データとして使用できる。
【００１５】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば，直交同
期検波方式を用いたＧＭＳＫ復調器において，誤り訂正
方式としてビタビ復号軟判定方式が適応可能となる上，
再生符号列のアイパターンの振幅劣化も少ないため，よ
り復調効率の高い受信機が実現でき，その効果は顕著で
ある。
期検波方式を用いたＧＭＳＫ復調器において，誤り訂正
方式としてビタビ復号軟判定方式が適応可能となる上，
再生符号列のアイパターンの振幅劣化も少ないため，よ
り復調効率の高い受信機が実現でき，その効果は顕著で
ある。
【図１】本発明の全体構成を示すブロック図。
【図２】直交同期検波におけるコスタスループを用いた
識別再生装置の従来例を示すブロック図。
識別再生装置の従来例を示すブロック図。
【図３】差分処理を用いた識別再生装置の従来例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図４】差分処理を行った場合の再生符号のアイパター
ン波形図。
ン波形図。
【図５】直交同期検波器出力信号のアイパターン波形
図。
図。
【図６】本発明における切換スイッチの入力信号のアイ
パターン波形図。
パターン波形図。
１ 入力端子 ２ 直交同期検波器 ３ クロック再生器 ４，５ サンプリングゲート ６ インバータ ７，８ 遅延器 ９，１０ 乗算器 １１ 符号反転器 １２ 切換スイッチ １３ ２分周器 １４ 出力端子 １５，１６ 二値判定器 １７，１８ ＥＸ．ＯＲゲート １９ 減算器
Claims (2)
- 【請求項１】 直交同期検波方式を用いたＧＭＳＫ復調
器の識別再生装置において， 同相検波出力及び直交検波出力を各々の識別タイミング
でサンプリングする手段と，上記サンプリング後の各検
波出力をそれぞれ一タイムスロット遅延させる手段と，
上記一タイムスロット遅延後の一方の検波出力信号と遅
延前の他方の検波出力信号とを各々乗算する手段と，上
記二つの乗算出力信号をデータレートに同期させて交互
に出力するための切換手段とを備えたことを特徴とする
識別再生装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の識別再生装置を備えたこ
とを特徴とするＧＭＳＫ同期検波方式の受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30840391A JPH05122260A (ja) | 1991-10-28 | 1991-10-28 | 識別再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30840391A JPH05122260A (ja) | 1991-10-28 | 1991-10-28 | 識別再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05122260A true JPH05122260A (ja) | 1993-05-18 |
Family
ID=17980646
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30840391A Pending JPH05122260A (ja) | 1991-10-28 | 1991-10-28 | 識別再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05122260A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003527795A (ja) * | 1999-12-15 | 2003-09-16 | インフィネオン テクノロジーズ アクチェンゲゼルシャフト | 角度変調信号の受信デバイス |
-
1991
- 1991-10-28 JP JP30840391A patent/JPH05122260A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003527795A (ja) * | 1999-12-15 | 2003-09-16 | インフィネオン テクノロジーズ アクチェンゲゼルシャフト | 角度変調信号の受信デバイス |
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