JP2003527795A

JP2003527795A - 角度変調信号の受信デバイス

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Publication number: JP2003527795A
Application number: JP2001546106A
Authority: JP
Inventors: アンドレノイバウアー，; ディーターブリュックマン，
Original assignee: インフィネオンテクノロジーズアクチェンゲゼルシャフト
Priority date: 1999-12-15
Filing date: 2000-12-13
Publication date: 2003-09-16
Also published as: WO2001045338A3; US20020176517A1; WO2001045338A2; EP1238502A2; US6728321B2; CN1193562C; DE19960559A1; EP1238502B1; CN1409911A; DE50012378D1

Abstract

(57)【要約】角度変調された信号の受信デバイスに関する。このデバイスにおいて、チャンネル選択（１０、１１）はアナログではなく、デジタル方式で行なわれる。この目的のために、受信信号は、最初に、好適には中間周波数帯域（ω_ＺＦ）に変換され、フィルタリングされ、Ａ／Ｄ変換される。次に、選択された伝送チャンネルのうちの受信信号のチャンネルおよび対応するシンボルが差分復調器（１２）を用いて検出される前に、受信信号は受信信号デジタル複素乗算器（９）を用いてベースバンドおよびデジタルチャンネル選択に変換される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本発明は、角度変調信号の受信デバイス、特に、所望の伝送チャンネルの選択
も行なわれるような受信デバイスに関する。

【０００２】例えば、ＤＥＣＴ無線システム、ＷＤＣＴ無線システム、ブルートゥース無線
システム、ＳＷＡＰ無線システムまたはＷＬＡＮ無線システム等のコードレスデ
ジタル通信システムにおいて、送信された高周波信号をワイヤレスで受信するた
めに適切な受信器が必要とされる。この受信器は各通信システムにおいて用いら
れるデジタル変調方式を処理するために適切であり、本発明は、特に、周波数変
領域に関する。

【０００３】高い感度と並んで、これと関連する高い統合度、わずかなコスト、低い消費電
力、および異なったデジタル通信システムにおける適用可能性という点でのフレ
キシビリティが所望される。

【０００４】コードレスデジタル通信システムにおいて、現在、角度変調信号を受信および
復調するためのスーパーヘテロダイン受信器がよく用いられている。より高いシ
ステムインテグレーション、従って、より低いシステムコストを達成するために
、（例えば、ＤＥＣＴモバイル無線システムにおいて）いわゆる「低ＩＦ」中間
周波数受信器または「ゼロＩＦ」（ホモダイン）受信器の使用も益々増加してい
る。この低ＩＦ受信器またはゼロＩＦ受信器は、ミラー周波数を抑制するために
外部フィルタを必要としない。低ＩＦ受信器は比較的低い中間周波数を用いる。
この中間周波数はゼロＩＦ受信器の場合０ＭＨｚであり得るが、約２ＧＨｚの入
力信号周波数の場合、例えば、約１ＭＨｚであり得る。この受信器において、現
在、変調するために、いわゆるリミッタ弁別器原理に基づいたアナログＦＭ変調
器（「ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ＝周波数変調」）が用いられ
ている。この場合、最初に、ベースバンド信号が再生され、次にベースバンド信
号を用いて、伝送されたシンボルが検出される。チャンネル選択、すなわち、そ
の都度所望される受信信号の伝送チャンネルの選択は、アナログフィルタを用い
てＦＭ変調の前に行なわれ、不必要な周波数分または伝送チャンネルをフィルタ
リングアウトする。しかしながら、これらの受信器において用いられるアナログ
回路技術によって、これらの受信器は、例えば、ドリフト、エージング、温度依
存性等、アナログ回路技術と関連した不利な点を有する傾向がある。

【０００５】本発明は、角度変調された受信信号の効果的なチャンネル選択および復調が行
なわれ得、特に、上述の問題が生じない角度変調信号の受信デバイスを提示する
という課題に基づく。

【０００６】この課題は、本発明により、請求項１の特徴を有する受信デバイスによって解
決される。従属請求項は、本発明の有利なおよび好適な実施形態を定義する。

【０００７】本発明により、デジタルチャンネル選択が行なわれる。この目的のために、角
度変調された受信信号は、最初に、Ａ／Ｄ変換され、ベースバンドに変換される
。次に、デジタルチャンネル選択、次に、例えば（Ｇ）ＦＳＫ変調（「Ｇａｕｓ
ｓｉａｎＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ＝ガウス周波数偏移
変調」）等、角度変調された信号のデジタル復調および検出が行なわれる。

【０００８】Ａ／Ｄ変換の前に、比較的低い中間周波数への周波数変換、次にローパスフィ
ルタリングが行なわれ得る。ローパスフィルタリングは、大まかなチャンネル選
択を行う。

【０００９】Ａ／Ｄ変換器として、好適には、シグマ−デルタ変換器が用いられ得、特定の
オーバーサンプリングレートを用いて動作される。周波数をベースバンドに変換
するために、デジタル複素乗算器が用いられ得る。この乗算器は、格納されたテ
ーブル（「ルックアップテーブル」）によって実行されるか、またはいわゆるＣ
ＯＲＤＩＣアルゴリズムを適用する。

【００１０】デジタルチャンネル選択には、好適には、交互に配置された複数のデジタルフ
ィルタおよびアンダーサンプリングステージを含む連続した構成が用いられる。
この多段アーキテクチャは、基本的には、デジタルコードレスＤＥＣＴ通信シス
テム、ＷＤＣＴ通信システム、ブルートゥース通信システム、ＳＷＡＰ通信シス
テム、ＷＬＡＮ通信システムに適切である。なぜなら、これらの各シンボルレー
トに関連するチャンネル帯域幅が類似であり、これらの各々に対してＧＦＳＫ変
調が用いられるからである。この多段デジタルチャンネル選択アーキテクチャに
おいて、好適には、櫛形フィルタ、両逆格子波デジタルフィルタ（ｂｉｒｅｚｉ
ｐｒｏｋｅｓＢｒｕｅｃｋｅｎ−Ｗｅｌｌｅｎｄｉｇｉｔａｌｆｉｌｔｅｒ）
、さらなる格子波デジタルフィルタ、および最後にイコライザが用いられる。こ
のアーキテクチャの有利な点は、好適にはＡ／Ｄ変換に用いられるシグマ−デル
タ変換器のために必要とされるアンダーサンプリングまたは間引きがチャンネル
選択と同時に行なわれることである。

【００１１】デジタル復調器および検出器として、好適には、ダウンストリーム符号比較器
（Ｖｏｒｚｅｉｃｈｅｎｖｅｒｇｌｅｉｃｈｅｒ）を有する差分復調器が用いら
れる。

【００１２】本発明による受信デバイスは、基本的に、デジタル方式で設計され、従って、
特に、ドリフト、エージング、温度依存性がなく、正確な再生が可能である等の
デジタル回路技術の公知の利点を有する。さらに、デジタル受信デバイスはプロ
グラミング可能に設計され得、すなわち、チャンネル選択フィルタの特性は、フ
ィルタ係数の適切な設定によって、所与のコードレスデジタル通信システムにお
いて存在する信号帯域幅に適合され得る。

【００１３】本発明は、以下において、添付の図面と関連付けた好適な実施例を用いて詳し
く説明される。

【００１４】図１において、本発明の好適な実施例による、デジタル通信システム、特にコ
ードレスデジタル通信システムのデジタル受信器の基本的なアーキテクチャが図
示される。

【００１５】受信アンテナ１を介して、角度変調信号、特にＦＳＫ変調信号が受信される。
これは、例えば、ＤＥＣＴ信号、ＷＤＣＴ信号、ブルートゥース信号、ＳＷＡＰ
信号またはＷＬＡＮ信号であり得、これらのデジタル通信システムにおいて、デ
ジタル変調方式として、それぞれ、いわゆるＧＦＳＫ変調（「Ｇａｕｓｓｉａｎ
ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ＝ガウス周波数偏移変調」）
が適用される。ＧＦＳＫ変調は、一般的な周波数偏移変調（ＦＳＫ「Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ」の特殊なケースであり、ベースバンドに
おいてガウスローパスによる適切なインパルス形成を伴う。上述の通信システム
において、さらに、Ｂ・Ｔ＝０．５を有する同一のＢＴ比率がそれぞれ用いられ
、ここでＢはガウスローパスフィルタの３ｄＢ限界周波数を、Ｔはビット周期を
示す。

【００１６】受信信号が２つの信号経路に分けられる前に、ＬＮＡ増幅器２（「ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ＝低雑音増幅器」を用いて、受信信号の雑音の少
ない増幅が行なわれ、この場合、上部の信号経路は、いわゆるＩｎ位相成分また
はＩ成分の信号経路であり、下部の信号経路は、受信信号のいわゆる直交成分ま
たはＱ成分の信号経路である。

【００１７】周波数混合器３または４を介して、周波数は比較的低い中間周波数ω_ＺＦに変
換される。この中間周波数は、特に、シンボルレート１／Ｔ_ｓまたはチャンネル
間隔の半分Δ／２に相当し得る（ＤＥＣＴシステムにおいては、例えば、１／Ｔ _ｓ＝１．１５２ＭＨｚおよびΔｆ／２＝８６４ｋＨｚである）。ミラー周波数を
抑制するために、この周波数変換は、好適には、直交信号ｃｏｓ（（ω_０±ω_Ｚ _Ｆ）ｔ＋φ_０）または−ｓｉｎ（（ω_０±ω_ＺＦ）ｔ＋φ_０）を用いて行なわれ
、ここでω_０は搬送周波数、φ_０はゼロ位相を表す。

【００１８】従って、中間周波数ω_ＺＦにおいて存在する、受信信号のＩ成分またはＱ成分
は、アンチエイリアシングローパスフィルタ５または６に供給され、このローパ
スフィルタリングによって、すでに、おおまかなチャンネル選択が行なわれる。

【００１９】次に、Ａ／Ｄ変換器７および８を用いて、アナログ信号がデジタル化される。
Ａ／Ｄ変換器７および８として、特に、特定のオーバーサンプリングレートＲで
動作する、次数Ｌのシグマ−デルタ変換器が用いられ得るデジタル化の後、受信信号のＩ成分信号およびＱ成分信号のベースバンド（ｆ
＝０）への周波数変換が行なわれる。Ｉ成分またはＱ成分は、受信信号の複素エ
ンベロープＩ＋ｊＱの実成分または虚成分と見なされ得るので、デジタル乗算器
９を用いることによってベースバンドへの周波数変換が行なわれ、この乗算器は
、Ｉ成分およびＱ成分によって形成される

【００２０】

【数１】

【００２１】を有する複素入力信号を乗算する。これらの複素乗法は、特に、４つの実乗法に
よって表され得る。これによって、例えば、個々の乗法結果がファイルされるＲ
ＯＭテーブルが用いられ得る。同様に、虚数乗法を実行するために、繰返しＣＯ
ＲＤＩＣアルゴリズムを適用することが考えられ得る。

【００２２】２つの信号経路の各々において、次に、デジタルチャンネル選択ユニット１０
および１１を用いて、デジタルチャンネル選択が実行される。上述のように、Ａ
／Ｄ変換器７および８には、好適には、オーバーサンプリングを有するシグマ−
デルタ変換器が用いられ得るので、ユニット１０および１１においては、さらに
、対応するアンダーサンプリングまたは間引きおよび量子化された有色性ノイズ
のフィルタリングが行なわれる。

【００２３】チャンネル選択ユニット１０および１１の可能な多段アーキテクチャは図２に
示される。この場合、シグマ−デルタ変換器は、オーバーサンプリングレートＲ
＝３２を用いて動作することが想定される。図示された多段アーキテクチャは、
基本的に、コードレスデジタル通信システムＤＥＣＴ、ＷＤＣＴ、ブルートゥー
ス、ＳＷＡＰおよびＷＬＡＮに適切である。なぜなら、これらの各シンボルレー
トに関連するチャンネル帯域幅が類似であり、これらの各々に対してＢ・Ｔ＝０
．５のＧＦＳＫ変調が用いられるからである。

【００２４】これらの多段チャンネル選択アーキテクチャおよび間引きアーキテクチャの構
造は、シグマ−デルタ変換器７および８の次数Ｌに適応され、最初に次数Ｌ＋１
の櫛形フィルタ（ｓｉｎｃ^Ｌ＋１−フィルタ）１３の支援によってフィルタリン
グが行なわれるように構成される。第１のアンダーサンプリングステージ１６に
よってサンプリングレートはファクタ８だけ、すなわち４／Ｔ_ｓに低減される。
両逆格子波デジタルフィルタ１４を用いてさらにフィルタリングされた後、さら
なるアンダーサンプリングステージ１７によって、ファクタ２だけ、サンプリン
グレートが新たに低減される。デジタルチャンネル選択の最終ステージは、第３
のアンダーサンプリングステージ１８によって、ファクタ２だけ、すなわち１／
Ｔ_ｓまでの第３のサンプリングレートの低減と組合せた、さらなる格子波デジタ
ルフィルタ１５を用いる第３のフィルタリングを含む。最後に、アナログプレフ
ィルタリングおよびデジタルチャンネル選択フィルタリングによって引き起され
た周波数ひずみおよび群遅延ひずみ（Ｇｒｕｐｐｅｎｌａｕｆｚｅｉｔｖｅｒｚ
ｅｒｒｕｎｇｅｎ）の等化が比較的低い次数のイコライザ（「Ｅｑｕａｌｉｚｅ
ｒ」）１９によって行なわれる。

【００２５】このようにして、デジタルチャンネル選択ユニット１０および１１によって供
給された、選択された伝送チャンネルのＩシンボルｉ_ｎまたはＱシンボルｑ_ｎは
、復調および検出のために、シンボルレート１／Ｔ_ｓで動作するデジタル復調器
１２に供給される。

【００２６】図３において示されるように、デジタル復調器１２は（Ｇ）ＦＳＫ変調された
信号を図３のように延びる実信号経路を有する差分復調器の形式で復調および検
出するように設計され得、遅延ステージ２０および２１、ならびに乗算器２２お
よび２３、および加算器２４を有する。差分復調器には符号比較器２５が接続さ
れ、この符号比較器は、差分復調器またはその加算器２４によって供給されたシ
ンボルの符号を評価し、これとは関係なく、通信ビットまたはメッセージビット
ｄ_ｎを決定または検出する。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明による受信器の簡略化したブロック回路図である。

【図２】図２は、図１において示された、間引きユニットおよびチャンネル選択ユニッ
トの可能な実施形態である。

【図３】図３は、図１において示された、デジタル復調器の可能な実施形態である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】角度変調信号の受信デバイスであって、角度変調受信信号をデジタル信号に変換するためのアナログ／デジタル変換デ
バイス（７、８）が提供され、該アナログ／デジタル変換デバイスの下流に、デジタル化された受信信号の周
波数をベースバンドに変換するためのデジタル周波数変換デバイス（９）が提供
され、該デジタル周波数変換デバイス（９）の下流に、該デジタル化された受信信号
から特定の伝送チャンネルの受信信号成分を選択するために、デジタルチャンネ
ル選択デバイス（１０、１１）が提供され、該デジタルチャンネル選択デバイス（１０、１１）の下流に、選択された該受
信信号成分を復調するためのデジタル復調デバイス（１２）が提供される、受信
デバイス。
【請求項２】前記アナログ／デジタル変換デバイス（７、８）の上流に、
前記受信信号を中間周波数帯域（ω_ＺＦ）に変換するためのアナログ周波数変換
デバイス（３、４）が提供され、該アナログ／デジタル変換デバイス（７、８）の下流に、提供されたデジタル
周波数変換デバイス（３、４）は、前記デジタル化された受信信号を該中間周波
数帯域（ω_ＺＦ）から前記ベースバンドに変換するように設計されることを特徴
とする、請求項１に記載の受信デバイス。
【請求項３】前記中間周波数帯域の中間周波数（ω_ＺＦ）は、前記受信信
号の搬送周波数（ω_０）よりも低いことを特徴とする、請求項２に記載の受信デ
バイス。
【請求項４】前記中間周波数帯域の前記中間周波数（ω_ＺＦ）は、前記受
信信号のシンボルレート（１／Ｔ_ｓ）に相当することを特徴とする、請求項２ま
たは３に記載の受信デバイス。
【請求項５】前記中間周波数帯域の前記中間周波数（ω_ＺＦ）は、前記受
信信号のチャンネル距離の半分に相当することを特徴とする、請求項２または３
に記載の受信デバイス。
【請求項６】アナログ周波数変換デバイス（３、４）と前記アナログ／デ
ジタル変換デバイス（７、８）との間に、前記中間周波数帯域（w_ＺＦ）に変換
された受信信号をフィルタリングするためのローパスフィルタデバイス（５、６
）が提供されることを特徴とする、請求項２〜５の１つに記載の受信デバイス。
【請求項７】前記受信デバイスは、Ｉｎ位相成分を処理するための第１の
信号処理経路と、前記受信信号の直交成分を処理するための第２の信号処理経路
を有し、復調するためのデジタル復調デバイス（１２）は、該第１の信号処理経路およ
び該第２の信号処理経路によって出力されたシンボル（ｉ_ｎ、ｑ_ｎ）を受信する
ことを特徴とする、請求項１〜６に記載の受信デバイス。
【請求項８】アナログ／デジタル変換デバイスは、前記第１の信号処理経
路に割当てられた第１のアナログ／デジタル変換器（７）と、前記第２の信号処
理経路に割当てられた第２のアナログ／デジタル変換器（８）とを備え、該第１
のアナログ／デジタル変換デバイス（７）および第２のアナログ／デジタル変換
デバイス（８）は、各々、オーバーサンプリングを用いて動作するシグマ−デル
タ変換器の形式で設計されることを特徴とする、請求項７に記載の受信デバイス
。
【請求項９】デジタルチャンネル選択デバイスは、前記第１の信号処理経
路に割当てられた第１のデジタルチャンネル選択ユニット（１０）と、前記第２
の信号処理経路に割当てられた第２のデジタルチャンネル選択ユニット（１１）
を備えることを特徴とする、請求項７または８に記載の受信デバイス。
【請求項１０】前記第１のチャンネル選択ユニット（１０）および前記第
２のチャンネル選択ユニット（１１）は、各々、複数の交互に構成されたデジタ
ルフィルタ（１３〜１５）およびアンダーサンプリングユニット（１６〜１８）
を含む多段アーキテクチャを備えることを特徴とする、請求項９に記載の受信デ
バイス。
【請求項１１】前記第１のチャンネル選択ユニット（１０）および前記第
２のチャンネル選択ユニット（１１）は、各々、第１のデジタルフィルタ（１３
）、第１のアンダーサンプリングユニット（１６）、第２のデジタルフィルタ（
１４）、第２のアンダーサンプリングユニット（１７）、第３のデジタルフィル
タ（１５）および第３のアンダーサンプリングユニット（１８）を含む連続する
構成を備える、請求項１０に記載の受信デバイス。
【請求項１２】前記第１のデジタルフィルタ（１３）は、櫛形フィルタの
形式で設計され、前記第２のデジタルフィルタ（１４）は、両逆格子波デジタルフィルタの形式
で設計され、前記第３のデジタルフィルタ（１５）は、格子波デジタルフィルタの形式で設
計されることを特徴とする、請求項１１に記載の受信デバイス。
【請求項１３】第１のデジタルチャンネル選択ユニット（１０）および第
２のデジタルチャンネル選択ユニット（１１）の前記第１のデジタルフィルタ（
１３）は、シグマ−デルタ変換器の形式で設計された前記第１のアナログ／デジ
タル変換器（７）および前記第２のアナログ／デジタル変換器（８）よりも値１
だけ高い次数を有することを特徴とする、請求項８および１２に記載の受信デバ
イス。
【請求項１４】シグマ−デルタ変換器の形式で設計された前記第１のアナ
ログ／デジタル変換器（７）および前記第２のアナログ／デジタル変換器（８）
は、３２倍のオーバーサンプリングで動作し、第１のチャンネル選択ユニット（１０）および第２のチャンネル選択ユニット
（１１）の第１のアンダーサンプリングユニット（１６）は、８倍のアンダーサ
ンプリングで動作し、第２のアンダーサンプリングユニット（１７）および第３
のアンダーサンプリングユニット（１８）は、各々、２倍のアンダーサンプリン
グで動作することを特徴とする、請求項８および１２に記載の受信デバイス。
【請求項１５】前記第１のチャンネル選択ユニット（１０）および前記第
２のチャンネル選択ユニット（１１）は、出力側に各々１つのイコライザ（１９
）を有することを特徴とする、請求項１０〜１４の１つに記載の受信デバイス。
【請求項１６】前記第１のデジタルチャンネル選択ユニット（１０）およ
び前記第２のデジタルチャンネル選択ユニット（１１）の前記デジタルフィルタ
（１３〜１５）は、これらのフィルタ係数を設定するためにプログラミング可能
に設計されることを特徴とする、請求項１０〜１５の１つに記載の受信デバイス
。
【請求項１７】デジタル周波数変換デバイス（９）は、デジタル複素乗算
器の形式で設計されることを特徴とする、請求項７〜１６の１つに記載の受信デ
バイス。
【請求項１８】前記デジタル複素乗算器（９）は、前記周波数をベースバ
ンドに変換するために必要な複素乗法を、格納されたテーブルにアクセスするこ
とによって実行することを特徴とする、請求項１７に記載の受信デバイス。
【請求項１９】前記デジタル複素乗算器（９）は、前記周波数をベースバ
ンドに変換するために必要な複素乗法を、ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを適用する
ことによって実行する、請求項１７に記載の受信デバイス。
【請求項２０】前記アナログ周波数変換デバイスは、前記第１の信号処理
経路に割当てられた第１の周波数混合器（３）と、前記第２の信号処理経路に割
当てられた第２の周波数混合器（４）とを備え、ローパスフィルタデバイスは、該第１の信号処理経路に割当てられた第１のロ
ーパスフィルタ（５）と、該第２の信号処理経路に割当てられた第２のローパス
フィルタ（６）とを備える、請求項７〜１９の１つおよび請求項６に記載の受信
デバイス。
【請求項２１】前記デジタル復調デバイス（１２）は、下流に符号比較器
（２５）を有する差分復調器（２０〜２４）の形式で設計され、該符号比較器（
２５）は、該差分復調器（２０〜２４）によって出力されたシンボルの符号を評
価することによって、選択された受信信号成分に相当するビット（ｄ_ｎ）の値を
決定することを特徴とする、請求項７〜２０の１つに記載の受信デバイス。
【請求項２２】請求項１〜２１の１つに記載のデジタルコードレス通信シ
ステムにおける受信デバイスの使用。
【請求項２３】前記デジタルコードレス通信システムにおいて伝送すべき
信号は、ＧＦＳＫ変調されることを特徴とする、請求項２２に記載の使用。