JP7271386B2 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。

直流と交流を変換する電力変換器はインバータやコンバータとも呼ばれ、社会の中で幅広い分野で用いられている。一般的には、直流を交流に変換するものをインバータ、交流を直流に変換するものをコンバータと呼ぶ。電力変換器は半導体スイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦスイッチングして電気の通電状態を切り替えることで電力の形を変換する。

特許第２６７９４１１号公報 特許第２８８７０１３号公報

電力変換器（以下、「変換器」）の出力を増やす場合、基本的には変換器そのものを並列に接続すればよい。一般的なコンバータ及びインバータからなる変換器の並列構成では、交流電源を複数のコンバータがそれぞれ独立の直流に変換し、個々の直流を複数のインバータが交流に変換して負荷に負荷電流を供給する。

しかしながら、変換器の構成部品には個体差があるため、出力電圧には僅かな差が生じる。すると、電圧差に応じて変換器間に横流（クロスカレント）と呼ばれる電流が流れる。例えば、複数のインバータの出力電圧のタイミングまたは振幅に差があると、インバータ間に横流が流れる。横流は変換器の出力電流に重畳されるので、半導体素子などの部品の電流定格を高くしなければならず、装置が大型化したり高コスト化したりする。変換器の出力にリアクトル（横流リアクトル）を挿入することで横流を抑制できるが、電圧差が大きければ大きな横流リアクトルが必要になり、この場合も装置体積が大型化したり高コストしたりする。

これを解決するため、横流を検出して変換器の出力を調整する手法が提案されているが、この場合の横流の検出値は瞬時値であるため、フィードバック制御による細かな調整には不向きである他、出力電圧の振幅の差に起因する横流は抑制できないという欠点がある。

また、個々のゲート基板でパルスタイミングを調整したり、検出ゲインを個別に調整したりして出力電圧に差が生じないよう調整する手法もあるが、このような個別調整では経年特性変化には対処できない。

本発明は上記実情に鑑みてなされたものであり、装置の大型化や高コスト化を抑えつつ、変換器間の横流を抑制することのできる電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

実施形態による電力変換装置は、直流電圧部を共有するコンバータ及びインバータが複数設けられ、各直流電圧部は他の直流電圧部から独立しており、各インバータの出力側が相互に接続されている、電力変換装置において、インバータ間の横流の検出値に対して所定の座標変換を施すことによりインバータ間の横流量を求め、当該横流量を基に個々のコンバータもしくは個々のインバータの出力電圧もしくは出力電流を制御する制御装置を具備し、前記制御装置は、前記座標変換により求められた前記横流量の一部から時間制御量を求め、当該時間制御量により個々のインバータのスイッチングタイミングを制御する。

実施形態によれば、装置の大型化や高コスト化を抑えつつ、変換器間の横流を抑制することができる。

第１の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図。 負荷に供給される負荷電流の波形および横流の波形の一例を示す図。 図１中の横流制御部の構成例を示す図。 図１中の横流制御部の別の構成例を示す図。 ｒθ座標系とαβ座標系との関係を示す図。 横流の３軸座標系とαβ座標系との関係を示す図。 横流からｄ軸電流，ｑ軸電流を得る演算式の一例を示す図。 横流からα電流，β電流を得る演算式の一例を示す図。 パルス調整部に遅延処理部を設ける場合の構成の一例を示す図。 パルスが遅延する前と後のゲート信号の一例を示す図。 パルス調整部にキャリア生成部および比較器を設ける場合の構成の一例を示す図。 ゲート信号のパルスに遅延が生じていない状態を示す図。 ゲート信号のパルスに遅延が生じている状態を示す図。 第２の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図。 図１４中の横流制御部の構成例を示す図。

以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
最初に、第１の実施形態について説明する。
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。

本実施形態に係る電力変換装置においては、コンデンサＣを備えた直流電圧部を共有するコンバータ及びインバータからなる変換器が複数並列に接続される。各直流電圧部は他の直流電圧部から独立しており、各インバータの出力側は相互に接続される。

図１には、コンバータ及びインバータからなる変換器が２並列の場合が例示されている。

具体的には、コンバータ１１及びインバータ２１からなる変換器と、コンバータ１２及びインバータ２２からなる変換器とが、並列に接続されている。コンバータ１１，１２はコンバータ部１を構成し、インバータ２１，２２はインバータ部２を構成している。コンバータ１１及びインバータ２１が共有する直流電圧部と、コンバータ１２及びインバータ２２が共有する直流電圧部とは、それぞれ独立しており、互いに接続されていない。

コンバータ１１，１２の入力側は、それぞれリアクトルＬ_ｃを介して交流電源ｖ_ｓに接続されている。一方、インバータ２１，２２の出力側は、それぞれ、横流リアクトル（リアクトルＬ_ｃ）３を介して負荷Ｌに接続されている。コンバータ１１，１２は、それぞれ、相毎に半導体スイッチング素子を両側に備えたアームによるブリッジ回路を含む。コンバータ２１，２２も同様の構成である。

そのほか、本実施形態に係る電力変換装置には、コンバータ１１，１２、インバータ２１，２２の出力電圧もしくは出力電流を個々に制御する制御装置１０が備えられる。

コンバータ１１，１２は、それぞれ、制御装置１０から供給されるゲート信号により各半導体スイッチング素子が駆動されることで、交流電源ｖ_ｓからリアクトルＬ_ｃを介して供給されてくる電力を交流から直流に変換する。

コンバータ１１，１２により直流に変換された電力は、それぞれ、コンデンサＣを備えた直流電圧部に供給される。

インバータ２１，２２は、それぞれ、制御装置１０から供給されるゲート信号により各半導体スイッチング素子が駆動されることで、直流電圧部の電力を直流から交流に変換して出力する。このとき、インバータ２１から相毎に出力される電流ｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１，ｉ_ｗ１と、インバータ２２から相毎に出力される電流ｉ_ｕ２，ｉ_ｖ２，ｉ_ｗ２と、をそれぞれ合わせた負荷電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが負荷Ｌに供給される。負荷Ｌに供給される負荷電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの例を図２（ａ）に示す。

以降、インバータ２１，２２間に生じる横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗを抑制する手法について説明する。

横流の発生要因としては、変換器間で、出力電圧パルスのタイミングがずれている場合と、出力電圧パルスの振幅がずれている場合とが挙げられる。前者は半導体スイッチング素子を駆動するゲート信号の伝送路やゲート回路の個体特性差によって生じる。後者は個々の直流電圧部における直流電圧の差によって生じる。

個々の直流電圧はそれぞれ独立したコンバータにより制御されるため、各コンバータの電圧制御が正しく作用していれば直流電圧に差は生じない。しかし、例えば電圧検出を行う電圧検出器に検出の誤差があると、それが制御に影響し、直流電圧に差が生じ、横流が発生してしまう。

半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングのずれ（ゲート信号のタイミングずれ）が遅れまたは進みのどちらか一方である場合、または直流電圧に差がある場合、横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗは、図２（ｂ）に示すように三相平衡電流として流れる。

インバータ２１の出力電流ｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１，ｉ_ｗ１，インバータ２２の出力電流ｉ_ｕ２，ｉ_ｖ２，ｉ_ｗ２は、図示しない電流検出器より検出され、それぞれの検出値が制御装置１０に取り込まれ、横流検出部４に入力される。

横流検出部４においては、インバータ２１の出力電流ｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１，ｉ_ｗ１（もしくはインバータ２２の出力電流ｉ_ｕ２，ｉ_ｖ２，ｉ_ｗ２）と負荷電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗとに基づき、各相の横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗが演算される。当該横流は、下記の式（１）で計算される。

ｉ_ｃｕ ＝ ｉ_ｕ１－（ｉ_ｕ／２）
ｉ_ｃｖ ＝ ｉ_ｖ１－（ｉ_ｖ／２） …（１）
ｉ_ｃｗ ＝ ｉ_ｗ１－（ｉ_ｗ／２）
ここでは、ｉ_ｕ２，ｉ_ｖ２，ｉ_ｗ２を用いずにｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１，ｉ_ｗ１を用いて演算を行う場合を例示しているが、ｉ_ｕ１，ｉ_ｖ１，ｉ_ｗ１の代わりにｉ_ｕ２，ｉ_ｖ２，ｉ_ｗ２を用いて同様な演算を行ってもよい。図１のように２並列の変換器間で発生する横流については、どちらの演算方法を採用しても同じ演算結果が得られる。

横流制御部５においては、横流検出部４により検出された横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗに基づき、電圧制御量ｖ_ａｄｊ、タイミング制御量ｔ_ａｄｊが演算される。

横流制御部５の構成例を図３に示す。また、横流制御部５の別の構成例を図４に示す。

図３の構成例は、ｄｑ変換の機能を備えた例である。一方、図４の構成例は、ｒθ変換（極座標変換）の機能を備えた例である。

図３の構成例では、横流制御部５は、３相ｄｑ座標変換部５１、ローパスフィルタ５２１，５２２、および、制御ゲイン調整部５３１，５３２を含む。

３相ｄｑ座標変換部５１は、横流検出部４により検出された横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗの値をｄｑ変換することで、インバータ間の横流量を直流量で表したｄ軸電流ｉ_ｃｄ，ｑ軸電流ｉ_ｃｑを得る。すなわち、インバータ間に生じる３相分の把握し難い横流を、単純な直流量の形態で観測する。ｄｑ変換では、３軸の座標系上の値を２軸の座標系（ｄｑ座標系）上の値に変換する。本実施形態では、このｄｑ座標系において、ｄ軸に、変換器間の直流電圧の差に対応する横流成分を割り当て、ｑ軸に、変換器間のスイッチングタイミングのずれに対応する横流成分を割り当てるものとするが、割り当てはこの例に限定されるものではなく、ｄ軸，ｑ軸の割り当てを入れ替えて実施することが可能である。なお、ｄｑ変換の具体的な手法については、後で説明する。

ｄｑ変換により得られたｄ軸電流ｉ_ｃｄは、変換器間の直流電圧の差に起因する横流成分が反映されており、変換器間の直流電圧の差を抑制する制御（電圧制御）に有効に使用できる。同様に、ｄｑ変換により得られたｑ軸電流ｉ_ｃｑは、変換器間のスイッチングタイミングのずれに起因する横流成分が反映されており、変換器間のスイッチングタイミングのずれを抑制する制御（タイミング制御）に有効に使用できる。

ローパスフィルタ５２１，５２２は、それぞれ、ｄ軸電流ｉ_ｃｄ，ｑ軸電流ｉ_ｃｑからノイズ等を除去して出力する。但し、ローパスフィルタ５２１，５２２は必ずしも必要とされるものではなく、省略することが可能である。

制御ゲイン調整部５３１，５３２は、それぞれ、ｄ軸電流ｉ_ｃｄ，ｑ軸電流ｉ_ｃｑを入力して、電圧制御用の制御ゲイン，タイミング制御用の制御ゲインを調整することで、電圧制御量ｖ_ａｄｊ，タイミング制御量ｔ_ａｄｊを出力する。各制御ゲインの調整には、比例制御もしくは比例・積分制御が適用されてもよい。

一方、図４の構成例では、横流制御部５は、３相ｒθ座標変換部５２、ローパスフィルタ５２１，５２２、および、制御ゲイン調整部５３１，５３２を含む。

３相ｒθ座標変換部５２は、横流検出部４により検出された横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗの値をｒθ変換し、また、θから後述する出力電圧（または出力電流）の回転位相（＝φ）を引くθ－φの演算を行うことで、インバータ間の横流量を直流量で表したｒ軸電流ｉ_ｃｒ，θ軸電流ｉ_ｃθを得る。すなわち、インバータ間に生じる３相分の把握し難い横流を、単純な直流量の形態で観測する。ｒθ変換では、３軸の座標系上の値を２軸の座標系（ｒθ座標系）上の値に変換する。本実施形態では、このｒθ座標系において、ｒ軸に、変換器間の直流電圧の差に対応する横流成分を割り当て、θ軸に、変換器間のスイッチングタイミングのずれに対応する横流成分を割り当てるものとする。なお、ｒθ変換の具体的な手法については、後で説明する。

ｒθ変換により得られたｒ軸電流ｉ_ｃｒは、変換器間の直流電圧の差に起因する成分が反映されており、変換器間の直流電圧の差を抑制する制御（電圧制御）に有効に使用できる。同様に、ｒθ変換およびθ－φの演算により得られたθ軸電流ｉ_ｃθは、変換器間のスイッチングタイミングのずれに起因する成分が反映されており、変換器間のスイッチングタイミングのずれを抑制する制御（タイミング制御）に有効に使用できる。

ローパスフィルタ５２１，５２２は、それぞれ、ｒ軸電流ｉ_ｃｒ，θ軸電流ｉ_ｃθからノイズ等を除去して出力する。但し、ローパスフィルタ５２１，５２２は必ずしも必要とされるものではなく、省略することが可能である。

制御ゲイン調整部５３１，５３２は、それぞれ、ｒ軸電流ｉ_ｃｒ，θ軸電流ｉ_ｃθを入力して、電圧制御用の制御ゲイン，タイミング制御用の制御ゲインを調整することで、電圧制御量ｖ_ａｄｊ，タイミング制御量ｔ_ａｄｊを出力する。各制御ゲインの調整には、比例制御や比例・積分制御などが適用されてもよい。

次に、図５乃至図８を参照して、前述したｄｑ変換およびｒθ変換の具体的な手法について説明する。

図５は、ｄ軸電流ｉ_ｃｄ，ｑ軸電流ｉ_ｃｑを２軸（ｄ軸，ｑ軸）とするｄｑ座標系と、基準となる電流ｉ_α，ｉ_βを２軸（α軸，β軸）とするαβ座標系との関係を示す図である。ｄ軸とα軸との位相差はφであり、出力電圧または出力電流の位相情報（回転位相）と一致する（ｑ軸とβ軸との位相差も同様）。

図６は、横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗを３軸とする３軸座標系と、上述した電流ｉ_α，ｉ_βを２軸とするαβ座標系との関係を示す図である。３軸のうち、ｉ_ｃｕが割り当てられている軸は、ｉ_αが割り当てられているα軸と向きが一致する。すなわち、図５中のｄ軸とｉ_ｃｕが割り当てられている軸との位相差はφである。

まず、前述した図３中の３相ｄｑ座標変換部５１で行われるｄｑ変換の具体例について説明する。

図６中の３軸座標系と図５中のｄｑ座標系との関係に基づき、図７に示される演算式を用いて、横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗからｄ軸電流ｉ_ｃｄ，ｑ軸電流ｉ_ｃｑを得る。なお、前述したｉ_α，ｉ_βは、この演算式では使用していないが、後述するｒθ変換に関わる演算式において使用される。

次に、前述した図４中の３相ｒθ座標変換部５２で行われるｒθ変換の具体例について説明する。

図６中の３軸座標系とαβ座標系との関係に基づき、図８に示される演算式を用いて、横流ｉ_ｃｕ，ｉ_ｃｖ，ｉ_ｃｗから電流ｉ_α，ｉ_βを得る。なお、図８に示される演算式の中の零相電流ｉ_０は無視する。次に、得られた電流ｉ_α，ｉ_βから、下記の演算式を用いて、ｒθ座標系におけるｒ，θを得る。ここでいうθは、ｒθ座標系上の偏角を指す。

ｒ＝√（ｉ_α ^２＋ｉ_β ^２）
θ＝atan（ｉ_β／ｉ_α）
このままでは横流電流ベクトルの回転と共にθは変化するので、出力電圧（または出力電流）の回転位相（＝φ）をθから引くことで、直流量に変換する。
図１に示される横流制御部５から出力された電圧制御量ｖ_ａｄｊは電圧制御部６に入力される。また、この電圧制御部６には、図示しない電圧検出器により検出された直流電圧検出値Ｖ_ｄｃ１，Ｖ_ｄｃ２が入力されるとともに、対応する指令値としての直流電圧定格値Ｖ_ｄｃ ^＊も入力される。

電圧制御部６においては、直流電圧定格値Ｖ_ｄｃ ^＊および電圧制御量ｖ_ａｄｊに基づき、直流電圧Ｖ_ｄｃ１，Ｖ_ｄｃ２が制御される。具体的には、電圧制御部６は、直流電圧検出値Ｖ_ｄｃ１，Ｖ_ｄｃ２がそれぞれ「直流電圧定格値Ｖ_ｄｃ ^＊ ＋ 電圧制御量Ｖ_ａｄｊ」と「直流電圧定格値Ｖ_ｄｃ ^＊ － 電圧制御量Ｖ_ａｄｊ」になるようフィードバック制御し、当該制御の結果を反映させたコンバータ１１，１２用の有効電流指令値ｉ_{ｄｃｎｖ１} ^＊，ｉ_{ｄｃｎｖ２} ^＊を出力する。有効電流指令値ｉ_{ｄｃｎｖ１} ^＊，ｉ_{ｄｃｎｖ２} ^＊は、各変換器における直流電圧部の直流電圧の制御に寄与する電流成分である。

電圧制御部６から出力されたコンバータ１１，１２用の有効電流指令値ｉ_{ｄｃｎｖ１} ^＊，ｉ_{ｄｃｎｖ２} ^＊は、電流制御部７１に入力される。この電流制御部７１には、図示しない電流検出器により検出されたコンバータ１１，１２の有効電流検出値ｉ_{ｄｃｎｖ１}，ｉ_{ｄｃｎｖ２}も入力される。

電流制御部７１においては、有効電流指令値ｉ_{ｄｃｎｖ１} ^＊，ｉ_{ｄｃｎｖ２} ^＊に基づき、ｉ_{ｄｃｎｖ１}，ｉ_{ｄｃｎｖ２}が制御される。具体的には、電流制御部７１は、有効電流検出値ｉ_{ｄｃｎｖ１}，ｉ_{ｄｃｎｖ２}が有効電流指令値ｉ_{ｄｃｎｖ１} ^＊，ｉ_{ｄｃｎｖ２} ^＊になるようフィードバック制御し、当該制御の結果を反映させたコンバータゲート信号ｇ_ｃｎｖ１，ｇ_ｃｎｖ２を出力する。

電流制御部７１から出力されたコンバータゲート信号ｇ_ｃｎｖ１，ｇ_ｃｎｖ２は、それぞれ、コンバータ１１，１２に伝送され、それぞれの半導体スイッチング素子が駆動されることで、それぞれの変換器における直流電圧部の直流電圧が個別に制御され、変換器間の直流電圧の差が抑制され、横流の発生が抑制される。

電流制御部７２には、図示しない電流検出器により検出された負荷電流の有効成分ｉ_ｄｉｎｖ，無効成分ｉ_ｑｉｎｖが入力されるとともに、対応する指令値としてのインバータの有効電流指令値ｉ_ｄ ^＊，無効電流指令値ｉ_ｑ ^＊も入力される。

電流制御部７２においては、有効電流指令値ｉ_ｄ ^＊，無効電流指令値ｉ_ｑ ^＊に基づき、ｉ_ｄｉｎｖ，ｉ_ｑｉｎｖが制御される。具体的には、電流制御部７２は、負荷電流の有効成分ｉ_ｄｉｎｖ，無効成分ｉ_ｑｉｎｖが有効電流指令値ｉ_ｄ ^＊，無効電流指令値ｉ_ｑ ^＊になるようフィードバック制御し、当該制御の結果を反映させたインバータゲート信号ｇ_ｉｎｖを出力する。

横流制御部５から出力されたタイミング制御量ｔ_ａｄｊはパルス調整部８に入力される。このパルス調整部８には電流制御部７２から出力されたインバータゲート信号ｇ_ｉｎｖも入力される。

パルス調整部８においては、タイミング制御量ｔ_ａｄｊに従って、インバータゲート信号ｇ_ｉｎｖが調整される。具体的には、パルス調整部８は、タイミング制御量ｔ_ａｄｊの分だけ、インバータゲート信号ｇ_ｉｎｖの変化タイミングをずらすパルス調整を行い、パルス調整の結果を反映させたゲート信号ｇ_ｉｎｖ１，ｇ_ｉｎｖ２を出力する。

例えば、図９のように遅延処理部８１を設け、この遅延処理部８１に入力されるゲート信号ｇのパルスを図１０のように遅延させ、パルスの遅延したゲート信号ｇ’が遅延処理部８１から出力されるようにする。

あるいは、図１１のようにキャリア生成部８２および比較器８３を設け、キャリア生成部８２において入力されるキャリア位相シフト量ΔＴに従って位相がシフトするキャリアｃａｒを出力させ、比較器８３においてそのキャリアｃａｒと基準信号ｖ^＊との比較結果に従ってパルスが遅延したゲート信号ｇが比較器８３から出力されるようにする。例えば図１２のようにキャリア位相シフト量ΔＴが０に設定されている場合は、キャリアｃａｒと基準信号ｖ^＊との大小関係に従って生成されるゲート信号ｇのパルスに遅延は生じていないが、図１３のようにキャリア位相シフト量ΔＴをａに設定すれば、キャリアｃａｒの位相がａだけシフトするため、ａだけパルスが遅延したゲート信号ｇを出力させることができる。このような方法を用いれば、パルスを遅らせるだけでなく、進めることも可能である。

パルス調整部８から出力されたゲート信号ｇ_ｉｎｖ１，ｇ_ｉｎｖ２が、それぞれ、インバータ２１，２２に伝送され、それぞれの半導体スイッチング素子が駆動されることで、それぞれの変換器におけるスイッチングタイミングが個別に制御され、変換器間のスイッチングタイミングのずれが抑制され、横流の発生が抑制される。

なお、本実施形態は、適宜変形して実施することが可能である。例えば、本実施形態では、コンバータ１１，１２がそれぞれ三相交流を直流に変換するものである場合を例示したが、三相でなくとも構わない。例えばコンバータ１１，１２が直流／直流変換を行うものであっても構わない。また、本実施形態では、横流制御部５にローパスフィルタを設ける場合を例示したが、ローバスフィルタは無くとも構わない。また、座標変換の処理では、座標変換の回転角度によってはｄ軸，ｑ軸とｖ_ａｄｊ，ｔ_ａｄｊの対応関係を逆にしても構わない。また、ｄ軸，ｑ軸の双方ではなく、片方についてのみ横流の抑制制御を行うようにしてもよい。また、その制御量にリミッタをかけるなど、適宜、設計変更を行ってもよい。また、回転位相φはインバータの出力電圧位相や出力電流位相だけでなく、負荷側に接続される電源の位相や、固定の回転位相でも構わない。

本実施形態によれば、装置の大型化や高コスト化を抑えつつ、変換器間の横流を効率よく抑制することができる。また、本実施形態によれば、横流の検出値を座標変換することにより、インバータ間に生じる３相分の把握し難い横流を、単純な直流量の形態で観測することができるため、横流成分を的確に把握でき、横流を効果的に抑制することができる。また、本実施形態によれば、上記座標変換により、変換器間の直流電圧の差に起因する横流成分と、変換器間のスイッチングタイミングのずれに起因する横流成分とをそれぞれ検出することにより、当該直流電圧の差に起因する横流およびスイッチングタイミングのずれに起因する横流をそれぞれ個別に抑制することができ、横流をより効果的に抑制することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。以下では、前述した第１の実施形態と重複する部分の説明を省略し、異なる部分を中心に説明する。
図１４は、第２の実施形態に係る電力変換装置の構成の一例を示す図である。ここでは、前述した第１の実施形態と共通する要素には同一の符号を付している。

基本的な構成は第１の実施形態と同じであるが、コンバータ及びインバータからなる変換器の並列数が第１の実施形態とは異なる。すなわち、第２の実施形態では、図１４に示される通り、コンバータ及びインバータからなる変換器が３並列の場合が例示されている。

具体的には、コンバータ１１（cnv1）及びインバータ２１（inv1）からなる変換器と、コンバータ（cnv2）１２及びインバータ２２（inv2）からなる変換器と、コンバータ１３（cnv3）及びインバータ２３（inv3）からなる変換器とが、並列に接続されている。コンバータ１１，１２，１３はコンバータ部１を構成し、インバータ２１，２２，２３はインバータ部２を構成している。コンバータ１１及びインバータ２１が共有する直流電圧部と、コンバータ１２及びインバータ２２が共有する直流電圧部と、コンバータ１３及びインバータ２３が共有する直流電圧部とは、それぞれ独立しており、互いに接続されていない。

制御も原理的には第１の実施形態と同様であるが、横流のルートがインバータ２１－２２間、インバータ２２－２３間、インバータ２３－２１間の３通りになるので、制御量の演算法が第１の実施形態とは異なる。

なお、図１４では、変換器が３並列の場合が例示されているが、変換器の並列数はそれ以上の数であってもよい。以下では、並列数が３以上の数である場合の制御量の演算法について説明する。

横流検出部４においては、負荷電流ｉ_ｘ（ｘ＝［ｕ，ｖ，ｗ］）と、各インバータの出力電流ｉ_ｘｎ（ｘ＝［ｕ，ｖ，ｗ］、ｎ＝［１，２，…，ｍ］）とに基づき、各インバータの横流ｉ_ｃｘｎ（ｘ＝［ｕ，ｖ，ｗ］、ｎ＝［１，２，…，ｍ］）が演算される。ここで、ｍは、コンバータ及びインバータの並列数を表す。このとき、当該横流は下記式で計算される。

ｉ_ｃｘｎ ＝ ｉ_ｘｎ－（ｉ_ｘ／ｎ） …（２）
横流制御部５においては、横流検出部４により検出された個々のインバータ間の横流ｉ_ｃｘｎに基づき、変換器毎に、電圧制御量ｖ_ａｄｊ、タイミング制御量ｔ_ａｄｊが演算される。

横流制御部５の構成例を図１５に示す。図１５の構成例は、３並列の場合のｄｑ変換の機能を備えた例である。なお、ｄｑ変換の機能をｒθ変換の機能に代えて実施しても構わない。

図１５の構成例に示されるように、横流制御部５は、変換器の並列数分だけ、３相ｄｑ座標変換部５１、ローパスフィルタ５２１，５２２、および、制御ゲイン調整部５３１，５３２を有する。

３相ｄｑ座標変換部５１は、変換器毎に、横流検出部４により検出された横流ｉ_ｃｕｎ，ｉ_ｃｖｎ，ｉ_ｃｗｎの値をｄｑ変換することで、個々の変換器のｄ軸電流ｉ_ｃｄｎ，ｑ軸電流ｉ_ｃｑｎを得る。なお、ローパスフィルタ５２１，５２２、および、制御ゲイン調整部５３１，５３２については、前述した通りである。

電圧制御部６においては、コンバータ毎に電圧の制御が行われる。具体的には、直流電圧検出値Ｖ_ｄｃｎがそれぞれ「直流電圧定格値Ｖ_ｄｃ ^＊ ＋ 電圧制御量Ｖ_ａｄｊｎ」になるようフィードバック制御し、当該制御の結果を反映させたコンバータ毎の有効電流指令値ｉ_ｄｃｎｖ ^＊が生成される。

電流制御部７１においては、コンバータ毎に電流の制御が行われ、コンバータ毎にコンバータゲート信号ｇ_ｃｎｖが生成される。

電流制御部７１から出力された各コンバータのコンバータゲート信号ｇ_ｃｎｖは、それぞれ、該当するコンバータに伝送され、それぞれの半導体スイッチング素子が駆動されることで、それぞれの変換器における直流電圧部の直流電圧が個別に制御され、変換器間の直流電圧の差が抑制され、横流の発生が抑制される。

電流制御部７２においては、インバータ毎に電流の制御が行われ、インバータ毎にインバータゲート信号ｇ_ｉｎｖが生成される。

パルス調整部８においては、インバータ毎にパルス調整が行われる。具体的には、タイミング制御量ｔ_ａｄｊｎの分だけ、インバータｎのインバータゲート信号ｇ_ｉｎｖの変化タイミングをずらすパルス調整を行い、インバータ毎にゲート信号ｇ_ｉｎｖ’が生成される。

パルス調整部８から出力された各インバータのゲート信号ｇ_ｉｎｖ’は、それぞれ、該当するインバータに伝送され、それぞれの半導体スイッチング素子が駆動されることで、それぞれの変換器におけるスイッチングタイミングが個別に制御され、変換器間のスイッチングタイミングのずれが抑制され、横流の発生が抑制される。

本実施形態によれば、変換器の並列数が３以上の場合においても、装置の大型化や高コスト化を抑えつつ、変換器間の横流を効率よく抑制することができ、第１の実施形態で述べた効果と同様の効果が得られる。

以上詳述したように、各実施形態によれば、装置の大型化や高コスト化を抑えつつ、変換器間の横流を抑制することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…コンバータ部、１１，１２，１３…コンバータ、２…インバータ部、２１，２２，２３…インバータ、３…横流リアクトル、４…横流検出部、５…横流制御部、６…電圧制御部、７１…電流制御部、７２…電流制御部、８…パルス制御部、１０…制御装置。

Claims (10)

1. 直流電圧部を共有するコンバータ及びインバータが複数設けられ、各直流電圧部は他の直流電圧部から独立しており、各インバータの出力側が相互に接続されている、電力変換装置において、
   インバータ間の横流の検出値に対して所定の座標変換を施すことによりインバータ間の横流量を求め、当該横流量を基に個々のコンバータもしくは個々のインバータの出力電圧もしくは出力電流を制御する制御装置を具備し、
   前記制御装置は、前記座標変換により求められた前記横流量の一部から時間制御量を求め、当該時間制御量により個々のインバータのスイッチングタイミングを制御する、
   電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記座標変換により求められた前記横流量の一部から直流電圧制御量を求め、当該直流電圧制御量により個々の直流電圧部の直流電圧を制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、前記直流電圧制御量を個々のコンバータに与えて個々の直流電圧部の直流電圧を制御する、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御装置は、前記時間制御量を基に任意のインバータにおけるキャリア位相をシフトさせることにより前記スイッチングタイミングを制御する、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、個々のインバータに与える制御量を、個々のインバータが出力する電流に含まれる横流成分に応じて設定する、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記インバータ間の横流の検出値は、個々のインバータが出力する電流に含まれる横流成分に相当する、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記座標変換はｄｑ変換である、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 直流電圧部を共有するコンバータ及びインバータが複数設けられ、各直流電圧部は他の直流電圧部から独立しており、各インバータの出力側が相互に接続されている、電力変換装置において、
   インバータ間の横流の検出値に対して所定の座標変換を施すことによりインバータ間の横流量を求め、当該横流量を基に個々のコンバータもしくは個々のインバータの出力電圧もしくは出力電流を制御する制御装置を具備し、
   前記座標変換はｒθ変換すなわち極座標変換であり、前記制御装置は、ｒ軸で直流電圧を制御し、θ軸から出力電圧または出力電流の回転位相を引いた量でスイッチングタイミングを制御する、
   電力変換装置。
9. 直流電圧部を共有するコンバータ及びインバータが複数設けられ、各直流電圧部は他の直流電圧部から独立しており、各インバータの出力側が相互に接続されている、電力変換装置の制御方法であって、
   制御装置により、インバータ間の横流の検出値に対して所定の座標変換を施すことによりインバータ間の横流量を求め、当該横流量を基に個々のコンバータもしくは個々のインバータの出力電圧もしくは出力電流を制御することを含み、
   前記制御は、前記座標変換により求められた前記横流量の一部から時間制御量を求め、当該時間制御量により個々のインバータのスイッチングタイミングを制御することを含む、
   電力変換装置の制御方法。
10. 直流電圧部を共有するコンバータ及びインバータが複数設けられ、各直流電圧部は他の直流電圧部から独立しており、各インバータの出力側が相互に接続されている、電力変換装置の制御方法であって、
    制御装置により、インバータ間の横流の検出値に対して所定の座標変換を施すことによりインバータ間の横流量を求め、当該横流量を基に個々のコンバータもしくは個々のインバータの出力電圧もしくは出力電流を制御することを含み、
    前記座標変換はｒθ変換すなわち極座標変換であり、前記制御は、ｒ軸で直流電圧を制御し、θ軸から出力電圧または出力電流の回転位相を引いた量でスイッチングタイミングを制御することを含む、
    電力変換装置の制御方法。

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