JP7569273B2 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Description

本発明は、入出力間で電力を変換する電力変換装置及び電力変換方法に関する。

世界のエネルギー使用量を削減するため、モータを駆動するインバータや、インバータに電力を供給するコンバータ、電気自動車の充放電装置など、半導体のスイッチング素子を用いた電力変換装置に高効率化が求められている。これらの電力変換装置では、スイッチング素子を備えた複数の電力変換ユニットが並列に接続して構成されることがある。

電力変換装置を高効率化するためには、スイッチング素子で損失するエネルギーを削減する必要がある。スイッチング素子における損失としては、スイッチング素子に電流が流れることにより発生する導通損失と、スイッチング素子をオン状態とオフ状態の間で切り替える際に発生するスイッチング損失がある。

特許文献１に、一対のスイッチング素子の並列接続体を用いて電力変換装置を構成する場合におけるスイッチング損失を低減できる制御装置が開示されている。この特許文献１には、制御装置によって「一方のスイッチング素子の駆動電圧がミラー電圧となる際に、他方のスイッチング素子のオン動作又はオフ動作が開始されるとともに、他方のスイッチング素子がターンオン又はターンオフされるように、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のスイッチング動作に遅延時間を発生させる」ことが記載されている。これにより、一方のスイッチング素子のミラー電圧での通電状態で、他方のスイッチング素子がスイッチング動作されることとなるため、他方のスイッチング素子のオン動作又はオフ動作に伴うスイッチング損失の発生を抑えることができる。

特開２０１９－２４３１２号公報

上記した特許文献１に開示された技術は、スイッチング素子を並列接続した場合に適用する技術である。しかし、この技術を用いても、並列接続されたスイッチング素子でスイッチングされる合計の電流を低減できないため、スイッチング損失の低減効果が不十分な場合がある。また、特許文献１では、並列接続された複数の電力変換ユニットから構成される電力変換装置においてスイッチング損失を低減することには言及されていない。

上記の状況から、並列接続された複数の電力変換ユニットを備える電力変換装置においてスイッチング損失を低減する電力変換手法が要望されていた。

上記課題を解決するために、本発明の一態様の電力変換装置は、インダクタンス成分を介して並列接続された複数の電力変換ユニットと、複数の電力変換ユニットの各々が備えたスイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを変化させて出力を制御する制御部と、を備えた電力変換装置であって、上記制御部は、第一の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングと、第二の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングとを交互に繰り返し遅延させる。

本発明の少なくとも一態様の電力変換装置によれば、並列接続された複数の電力変換ユニットを備える電力変換装置においてスイッチング損失を低減し、高い効率を得ることができる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の例を示す回路構成図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の動作例を説明する波形図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の動作例（モードＡ１～Ａ４）を説明する回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の動作例（モードＡ５～Ａ８）を説明する回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の動作例（モードＡ９～Ａ１２）を説明する回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の他の動作例を説明する波形図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の他の動作例（モードＢ１～Ｂ３ｎ）を説明する回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の他の動作例（モードＢ４～Ｂ７）を説明する回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の他の動作例（モードＢ８～Ｂ１０）を説明する回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の他の動作例（モードＢ１１～Ｂ１２）を説明する回路図である。 本発明の第１の実施形態に係るスイッチング素子の遅延時間を変化させたときのスイッチング損失と導通損失の変化の様子を表わす図である。 本発明の第１の実施形態に係るインダクタに流れる電流の変化に対して遅延時間を変化させる様子を表わす図である。 本発明の第２の実施形態に係る電力変換ユニットの例を示す回路構成図である。 本発明の第３の実施形態に係る電力変換ユニットの例を示す回路構成図である。 本発明の第４の実施形態に係る電力変換ユニットの例を示す回路構成図である。

以下、本発明を実施するための形態の例について、添付図面を参照して説明する。本明細書及び添付図面において実質的に同一の機能又は構成を有する構成要素については、同一の符号を付して重複する説明を省略する。

＜第１の実施形態＞
まず、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置について図１～図４を参照して説明する。

［電力変換装置の回路構成］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路構成図である。図示する電力変換装置１は、直流電源２と負荷３（例えばモータ）との間に接続され、直流電源２から電力を入力し、負荷３に直流及び交流の電力を供給する。また、負荷３から電力を入力し、直流電源２に電力を回生することも可能である。

この電力変換装置１は、電力変換ユニット１０と、電力変換ユニット２０と、インダクタＬ１１～Ｌ１３，Ｌ２１～Ｌ２３，Ｌ１～Ｌ３と、負荷電流を検出する電流センサ５～７と、電力変換ユニット１０，２０が備えるスイッチング素子のオン／オフを制御して負荷電流を制御する制御部４とを備えている。

電力変換ユニット１０は、コンデンサＣ１と、スイッチングレッグＳ１１（第１スイッチングレッグの例）と、スイッチングレッグＳ１２（第２スイッチングレッグの例）と、スイッチングレッグＳ１３（第３スイッチングレッグの例）と、端子Ｔ１１～Ｔ１５を備える。スイッチングレッグＳ１１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２から構成される。スイッチングレッグＳ１２は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４から構成される。スイッチングレッグＳ１３は、直列接続したスイッチング素子Ｑ１５とスイッチング素子Ｑ１６から構成される。コンデンサＣ１とスイッチングレッグＳ１１とスイッチングレッグＳ１２とスイッチングレッグＳ１３は、並列に接続されている。電力変換ユニット１０,２０を構成するスイッチング素子は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor）などである。

コンデンサＣ１の一端は端子Ｔ１１に接続され、コンデンサＣ１の他端は端子Ｔ１２に接続されている。端子Ｔ１１は直流電源２の一方の電極に接続され、端子Ｔ１２は直流電源２の他方の電極に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２の接続点に端子Ｔ１３が接続され、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４の接続点に端子Ｔ１４が接続され、スイッチング素子Ｑ１５とスイッチング素子Ｑ１６の接続点に端子Ｔ１５が接続されている。この端子Ｔ１１，Ｔ１２を入出力端子１１とし、端子Ｔ１３～Ｔ１５を入出力端子１３としている。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６には、それぞれダイオードＤ１１～Ｄ１６が逆並列接続されている。

電力変換ユニット２０は、コンデンサＣ２と、スイッチングレッグＳ２１（第１スイッチングレッグの例）と、スイッチングレッグＳ２２（第２スイッチングレッグの例）と、スイッチングレッグＳ２３（第３スイッチングレッグの例）と、端子Ｔ２１～Ｔ２５を備える。スイッチングレッグＳ２１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２から構成される。スイッチングレッグＳ２２は、直列接続したスイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４から構成される。スイッチングレッグＳ２３は、直列接続したスイッチング素子Ｑ２５とスイッチング素子Ｑ２６から構成される。コンデンサＣ２とスイッチングレッグＳ２１とスイッチングレッグＳ２２とスイッチングレッグＳ２３は、並列に接続されている。

コンデンサＣ２の一端は端子Ｔ２１に接続され、コンデンサＣ２の他端は端子Ｔ２２に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２１とスイッチング素子Ｑ２２の接続点に端子Ｔ２３が接続され、スイッチング素子Ｑ２３とスイッチング素子Ｑ２４の接続点に端子Ｔ２４が接続され、スイッチング素子Ｑ２５とスイッチング素子Ｑ２６の接続点に端子Ｔ２５が接続されている。この端子Ｔ２１，Ｔ２２を入出力端子２１とし、端子Ｔ２３～Ｔ２５を入出力端子２３としている。スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２６には、それぞれダイオードＤ２１～Ｄ２６が逆並列接続されている。

電力変換ユニット１０と電力変換ユニット２０は並列接続されている。具体的には、電力変換ユニット１０の入出力端子１１（Ｔ１１，Ｔ１２）と電力変換ユニット２０の入出力端子２１（Ｔ２１，Ｔ２２）が接続されている。また、電力変換ユニット１０の入出力端子１３（Ｔ１３～Ｔ１５）と電力変換ユニット２０の入出力端子２３（Ｔ２３～Ｔ２５）が、相ごとにインダクタＬ１１～Ｌ１３及びインダクタＬ２１～Ｌ２３を介して接続されている。

図１に示すように、電力変換ユニット１０と電力変換ユニット２０の負荷３側は、インダクタンス成分の主成分としてのインダクタ（インダクタＬ１１～Ｌ１３，Ｌ２１～Ｌ２３）を介して並列接続されている。なお、インダクタＬ１１～Ｌ１３，Ｌ２１～Ｌ２３のインダクタンスを、電力変換ユニット１０と電力変換ユニット２０とを接続する配線のインダクタンスで代用する場合は、インダクタＬ１１～Ｌ１３，Ｌ２１～Ｌ２３を省略してもよい。

インダクタＬ１１とインダクタＬ２１の接続点にインダクタＬ１の一端が接続され、インダクタＬ１２とインダクタＬ２２の接続点にインダクタＬ２の一端が接続され、インダクタＬ１３とインダクタＬ２３の接続点にインダクタＬ３の一端が接続され、インダクタＬ１～Ｌ３の電流が負荷３に供給される。なお、負荷３が、モータなど十分な大きさのインダクタンスを有する場合や、電流源とみなせる特性の場合は、インダクタＬ１～Ｌ３は省略してもよい。

制御部４は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６，Ｑ２１～Ｑ２６のオン／オフを制御し、電流センサ５～７で検出する負荷電流を制御する。そして、制御部４は、電流センサ５～７を用いて検出した負荷電流に基づいて、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６，Ｑ２１～Ｑ２６のオン／オフを制御する。電力変換ユニット１０,２０は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６ごとに、ゲート信号を供給する駆動回路（図示略）を備える。制御部４は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６ごとに対応する駆動回路に駆動指令を出力し、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６のスイッチング動作（オン／オフ）を制御する。

制御部４は、例えばマイクロコンピュータ等から構成されるコントローラである。制御部４は、電流センサ５～７が検出した各相の電流をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路４ａ、プロセッサ４ｂ、及びメモリ４ｃ等を備える。プロセッサ４ｂは、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）等の処理装置である。処理装置として、ＣＰＵの代わりに、ＭＰＵ（Micro-Processing Unit）を用いてもよい。メモリ４ｃは、本実施形態に係る各機能を実現するソフトウェアのプログラムコード（制御プログラム）が格納された半導体メモリ等の記憶装置である。制御部４は、図示しないネットワークインターフェースを備え、例えば制御対象システムのＥＣＵ（Electronic Control Unit）から負荷電流の目標値を受信する。プロセッサ４ｂは、メモリ４ｃから制御プログラムを読み出して実行し、Ａ／Ｄ変換回路４ａから入力される電流センサ５～７の電流検出値と上記目標値に基づいて、各スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１６に対応する駆動回路に駆動指令を出力する。

［電力変換装置の動作例］
次に、電力変換装置１の動作について図２、図３～図５を参照して説明する。
図２は、電力変換装置１の動作例を説明する波形図である。
図３は、電力変換装置１の動作例（モードＡ１～Ａ４）を説明する回路図である。
図４は、電力変換装置１の動作例（モードＡ５～Ａ８）を説明する回路図である。
図５は、電力変換装置１の動作例（モードＡ９～Ａ１２）を説明する回路図である。

図２において、横軸に時間、縦軸に電力変換装置１の各部の電圧又は電流の状態を示している。Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１，Ｖｇ２２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のゲート信号を表している。Ｈｉｇｈはスイッチング素子のオン状態、Ｌｏｗがオフ状態を表している。Ｉ１はインダクタＬ１に流れる電流を表しており、負荷電流が負荷３へ流れる向きを正とする。Ｉ１１，Ｉ２１は、それぞれインダクタＬ１１，Ｌ２１に流れる電流を表しており、電流が電力変換ユニット１０，２０から出力する向きを正とする。Ｔｐは、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ２１、及びスイッチング素子Ｑ１２とスイッチング素子Ｑ２２のうち、一方をターンオンしてから他方をターンオンするまでの時間（遅延時間）を表している。モードＡ１～Ａ１２の期間は、図３～図５で説明する各モードに対応している。

図３の（Ａ１）～（Ａ４）、図４の（Ａ５）～（Ａ８）、及び図５の（Ａ９）～（Ａ１２）は、それぞれ図２に示すモードＡ１～Ａ１２における回路動作を示している。なお、図３～図５では、図が煩雑になることを防ぐため母線の一相のみを記載し、他の相（電力変換ユニット１０のスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ１６と電力変換ユニット２０のスイッチング素子Ｑ２３～Ｑ２６）は省略している。以下、モードＡ１～Ａ１２の各モードにおける回路動作を説明する。なお、本明細書では、インダクタＬ１や負荷３のインダクタンスが十分大きく、インダクタＬ１の電流Ｉ１が一定と見なせる場合を想定して説明する。また、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２にかかる電圧は直流電源２の電圧と等しくなるが、この電圧を「直流リンク電圧」と呼称する。

（モードＡ１）
電力変換ユニット１０では、スイッチング素子Ｑ１１がオフ状態、スイッチング素子Ｑ１２がオン状態であり、インダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２を流れている。また、電力変換ユニット２０では、スイッチング素子Ｑ２１がオフ状態、スイッチング素子Ｑ２２がオン状態であり、インダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２を流れている。図２に示すように、本モードでは、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１は、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１よりも小さくなっており、電流Ｉ１１と電流Ｉ２１の合計が、インダクタＬ１の電流Ｉ１となる。

（モードＡ２）
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をターンオフするとモードＡ２の状態になる。これらスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２には電流は流れていなかったため、電流経路はモードＡ１と同様である。

（モードＡ３）
スイッチング素子Ｑ１１をターンオンするとモードＡ３の状態になる。ダイオードＤ１２を流れていたインダクタＬ１１の電流がスイッチング素子Ｑ１１を流れる。このときのスイッチング素子Ｑ１１の切り替え時に流れるスイッチング電流は、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１である。このインダクタＬ１１の電流Ｉ１１は、図２に示すように、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１より小さいため、スイッチング素子Ｑ１１はインダクタＬ１の電流Ｉ１の半分よりも小さい電流でターンオンしている。インダクタＬ１１とインダクタＬ２１には直流リンク電圧が印加され、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１は増加していき、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１は減少していく。そして、これらの電流Ｉ１１とＩ２１の大小関係は逆転し、電流Ｉ２１は電流Ｉ１１より小さくなる。

（モードＡ４）
スイッチング素子Ｑ１１のターンオンから遅延時間Ｔｐ後にスイッチング素子Ｑ２１をターンオンすると、モードＡ４の状態になる。ダイオードＤ２２を流れていたインダクタＬ２１の電流がスイッチング素子Ｑ２１を流れる。このときのスイッチング電流はインダクタＬ２１の電流Ｉ２１であり、図２に示すように、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１より小さくなっているため、スイッチング素子Ｑ２１はインダクタＬ１の電流Ｉ１の半分よりも小さい電流でターンオンしている。インダクタＬ１１とインダクタＬ２１に直流リンク電圧が印加されなくなり、それぞれの電流Ｉ１１と電流Ｉ２１が維持される。なお、このとき電流経路上の電圧降下により、電流Ｉ１１と電流Ｉ２１の差が徐々に小さくなっていく場合がある。

（モードＡ５）
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をターンオフするとモードＡ５の状態になる。スイッチング素子Ｑ１１に流れていたインダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に転流し、スイッチング素子Ｑ２１に流れていたインダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に転流する。引き続き、インダクタＬ１１，Ｌ２１の電流Ｉ１１，Ｉ２１は維持される。

（モードＡ６）
スイッチング素子Ｑ１２をターンオンするとモードＡ６の状態になる。インダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に流れているため、電流経路はモードＡ５と同様である。

（モードＡ７）
スイッチング素子Ｑ２２をターンオンするとモードＡ７の状態になる。インダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に流れているため、電流経路はモードＡ６と同様である。

（モードＡ８）
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をターンオフするとモードＡ８の状態になる。これらスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２には電流は流れていなかったため、電流経路はモードＡ７と同様である。

（モードＡ９）
スイッチング素子Ｑ２１をターンオンするとモードＡ９の状態になる。ダイオードＤ２２を流れていたインダクタＬ２１の電流がスイッチング素子Ｑ２１を流れる。このときのスイッチング電流はインダクタＬ２１の電流Ｉ２１であり、図２に示すように、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１より小さいため、スイッチング素子Ｑ２１はインダクタＬ１の電流Ｉ１の半分よりも小さい電流でターンオンしている。インダクタＬ２１とインダクタＬ１１には直流リンク電圧が印加され、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１は増加していき、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１は減少していく。そして、これらの電流Ｉ２１とＩ１１の大小関係は逆転し、電流Ｉ１１は電流Ｉ２１より小さくなる。

（モードＡ１０）
スイッチング素子Ｑ２１のターンオンから遅延時間Ｔｐ後にスイッチング素子Ｑ１１をターンオンすると、モードＡ１０の状態になる。ダイオードＤ１２を流れていたインダクタＬ１１の電流がスイッチング素子Ｑ１１を流れる。このときのスイッチング電流はインダクタＬ１１の電流Ｉ１１であり、図２に示すように、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１より小さくなっているため、スイッチング素子Ｑ１１はインダクタＬ１の電流Ｉ１の半分よりも小さい電流でターンオンしている。インダクタＬ２１とインダクタＬ１１に直流リンク電圧が印加されなくなり、それぞれの電流Ｉ２１と電流Ｉ１１が維持される。なお、このとき電流経路上の電圧降下により、電流Ｉ２１と電流Ｉ１１の差が徐々に小さくなっていく場合がある。

（モードＡ１１）
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をターンオフするとモードＡ１１の状態になる。スイッチング素子Ｑ１１に流れていたインダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に転流し、スイッチング素子Ｑ２１に流れていたインダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に転流する。引き続き、インダクタＬ１１，Ｌ２１の電流Ｉ１１，Ｉ２１は維持される。

（モードＡ１２）
スイッチング素子Ｑ２２をターンオンするとモードＡ１２の状態になる。インダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に流れているため、電流経路はモードＡ１１と同様である。

その後、スイッチング素子Ｑ１２をターンオンするとモードＡ１の状態に戻る。インダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に流れているため、電流経路はモードＡ１２と同様である。以降、これらのモードＡ１～Ａ１２を繰り返す。

このように、スイッチング素子Ｑ１１のターンオンタイミングとスイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングとの間に遅延時間Ｔｐを設けることで、スイッチング素子Ｑ１１のターンオン時のスイッチング電流と、スイッチング素子Ｑ２１のターンオン時のスイッチング電流を両方ともインダクタＬ１の電流の半分より小さい値にできる。したがって、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ２１のターンオン時のスイッチング電流の合計を、インダクタＬ１の電流すなわち負荷電流よりも小さくすることが可能である。これにより、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ２１の両方のターンオン時のスイッチング損失を低減できる。

なお、ターンオフタイミングについては遅延時間を設けていないため、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ２１のターンオフ時のスイッチング電流の合計は、インダクタＬ１の電流すなわち負荷電流と同等である。

［電力変換装置の他の動作例］
次に、スイッチング動作の過程でインダクタＬ１１又はＬ２１の電流がゼロになるような、負荷電流が比較的小さい条件における電力変換装置１の動作について図６、図７～図１０を用いて説明する。
図６は、電力変換装置１の他の動作例を説明する波形図である。
図７は、電力変換装置１の他の動作例（モードＢ１～Ｂ３ｎ）を説明する回路図である。
図８は、電力変換装置１の他の動作例（モードＢ４～Ｂ７）を説明する回路図である。
図９は、電力変換装置１の他の動作例（モードＢ８～Ｂ１０）を説明する回路図である。
図１０は、電力変換装置１の他の動作例（モードＢ１１～Ｂ１２）を説明する回路図である。

図６において、横軸に時間、縦軸に電力変換装置１の各部の電圧又は電流の状態を示している。各記号の意味は図２と同様である。モードＢ１～Ｂ１２，Ｂ３ｎ，Ｂ９ｎの期間は、図７～図１０で説明する各モードに対応している。

図７の（Ｂ１）～（Ｂ３ｎ）、図８の（Ｂ４）～（Ｂ７）、図９の（Ｂ８）～（Ｂ１０）、及び図１０の（Ｂ１１）～（Ｂ１２）は、それぞれ図６に示すモードＢ１～Ｂ１２，Ｂ３ｎ，Ｂ９ｎにおける回路動作を示している。なお、図の表記方法は図３～図５と同様である。

（モードＢ１）
電力変換ユニット１０のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の状態、電力変換ユニット２０のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の状態、電流経路、及びインダクタＬ１１の電流Ｉ１１がインダクタＬ２１の電流Ｉ２１よりも小さくなっている点は、図３のモードＡ１と同様である。

（モードＢ２）
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をターンオフするとモードＢ２の状態になる。これらスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２には電流は流れていなかったため、電流経路はモードＢ１と同様である。

（モードＢ３）
スイッチング素子Ｑ１１をターンオンするとモードＢ３の状態になる。ダイオードＤ１２を流れていたインダクタＬ１１の電流がスイッチング素子Ｑ１１を流れる。このときのスイッチング電流はインダクタＬ１１の電流Ｉ１１であり、図６に示すように、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１より小さいため、スイッチング素子Ｑ１１はインダクタＬ１の電流Ｉ１の半分よりも小さい電流でターンオンしている。インダクタＬ１１とインダクタＬ２１には直流リンク電圧が印加され、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１は増加していき、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１は減少していく。そして、これらの電流Ｉ１１とＩ２１の大小関係は逆転し、電流Ｉ２１は電流Ｉ１１より小さくなる。

（モードＢ３ｎ）
インダクタＬ２１の電流Ｉ２１が減少しゼロに達すると、モードＢ３ｎの状態になる。スイッチング素子Ｑ２２はオフ状態であるから、インダクタＬ２１の電流は逆向きには流れず、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１はゼロを維持する。したがって、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１は、インダクタＬ１の電流Ｉ１と等しい状態が維持される。

（モードＢ４）
スイッチング素子Ｑ１１のターンオンから遅延時間Ｔｐ後にスイッチング素子Ｑ２１をターンオンすると、モードＢ４の状態になる。モードＢ３ｎではインダクタＬ２１の電流Ｉ２１はゼロであったから、スイッチング素子Ｑ２１はゼロ電流でターンオンしている。その後、インダクタＬ１１に流れる電流の経路上の電圧降下により、インダクタＬ２１に電流が徐々に流れ始める場合がある。

（モードＢ５）
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をターンオフするとモードＢ５の状態になる。スイッチング素子Ｑ１１に流れていたインダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に転流し、スイッチング素子Ｑ２１に流れていたインダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に転流する。引き続き、インダクタＬ１１，Ｌ２１の電流Ｉ１１，Ｉ２１は維持される。

（モードＢ６）
スイッチング素子Ｑ１２をターンオンするとモードＢ６の状態になる。インダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に流れているため、電流経路はモードＢ５と同様である。

（モードＢ７）
スイッチング素子Ｑ２２をターンオンするとモードＢ７の状態になる。インダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に流れているため、電流経路はモードＢ６と同様である。

（モードＢ８）
スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２をターンオフするとモードＢ８の状態になる。これらスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２には電流は流れていなかったため、電流経路はモードＢ７と同様である。

（モードＢ９）
スイッチング素子Ｑ２１をターンオンするとモードＢ９の状態になる。ダイオードＤ２２を流れていたインダクタＬ２１の電流がスイッチング素子Ｑ２１を流れる。このときのスイッチング電流はインダクタＬ２１の電流Ｉ２１であり、図６に示すように、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１より小さいため、スイッチング素子Ｑ２１はインダクタＬ１の電流Ｉ１の半分よりも小さい電流でターンオンしている。インダクタＬ２１とインダクタＬ１１には直流リンク電圧が印加され、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１は増加していき、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１は減少していく。そして、これらの電流Ｉ２１とＩ１１の大小関係は逆転し、電流Ｉ１１は電流Ｉ２１より小さくなる。

（モードＢ９ｎ）
インダクタＬ１１の電流Ｉ１１が減少しゼロに達すると、モードＢ９ｎの状態になる。スイッチング素子Ｑ１２はオフ状態であるから、インダクタＬ１１の電流は逆向きには流れず、インダクタＬ１１の電流Ｉ１１はゼロを維持する。したがって、インダクタＬ２１の電流Ｉ２１は、インダクタＬ１の電流Ｉ１と等しい状態が維持される。

（モードＢ１０）
スイッチング素子Ｑ２１のターンオンから遅延時間Ｔｐ後にスイッチング素子Ｑ１１をターンオンすると、モードＢ１０の状態になる。モードＢ９ｎではインダクタＬ１１の電流Ｉ１１はゼロであったから、スイッチング素子Ｑ１１はゼロ電流でターンオンしている。その後、インダクタＬ２１に流れる電流の経路上の電圧降下により、インダクタＬ１１に電流が徐々に流れ始める場合がある。

（モードＢ１１）
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１をターンオフするとモードＢ１１の状態になる。スイッチング素子Ｑ１１に流れていたインダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に転流し、スイッチング素子Ｑ２１に流れていたインダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に転流する。引き続き、インダクタＬ１１，Ｌ２１の電流Ｉ１１，Ｉ２１は維持される。

（モードＢ１２）
スイッチング素子Ｑ２２をターンオンするとモードＢ１２の状態になる。インダクタＬ２１の電流はダイオードＤ２２に流れているため、電流経路はモードＢ１１と同様である。

その後、スイッチング素子Ｑ１２をターンオンするとモードＢ１の状態に戻る。インダクタＬ１１の電流はダイオードＤ１２に流れているため、電流経路はモードＢ１２と同様である。以降、これらのモードＢ１～Ｂ１２を繰り返す。

このように、スイッチング素子Ｑ１１のターンオンタイミングとスイッチング素子Ｑ２１のターンオンタイミングとの間に遅延時間Ｔｐを設けることで、負荷電流が比較的小さい場合でも、図２～図６に示した場合と同様の効果が得られる。すなわち、負荷電流が比較的小さい場合でも、スイッチング素子Ｑ１１のターンオン時のスイッチング電流と、スイッチング素子Ｑ２１のターンオン時のスイッチング電流を両方ともインダクタＬ１の電流の半分より小さい値にできる。

特に、負荷電流が比較的小さい場合には、一方のスイッチング素子はゼロ電流でターンオンすることが可能である。したがって、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ２１のターンオン時のスイッチング電流の合計を、インダクタＬ１の電流すなわち負荷電流よりも小さくすることが可能である。これにより、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ２１の両方のターンオン時のスイッチング損失を低減できる。

本実施形態に係る電力変換装置１のポイントを別の言葉で言い換えると、電力変換装置１は、並列接続した電力変換ユニット１０，２０が備えるスイッチング素子のターンオンタイミングを電力変換ユニット１０，２０間でずらす。電力変換ユニット１０，２０間でスイッチング素子のターンオンタイミングをずらすことで、あえてスイッチング素子のスイッチング電流をアンバランスさせている。このとき、スイッチング素子のスイッチング電流を適切なタイミングでアンバランスさせることで、電力変換ユニット１０，２０が備えるスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

［遅延時間の決定方法］
次に、遅延時間Ｔｐの決め方について図１１及び図１２を用いて説明する。
図１１は、遅延時間Ｔｐを変化させたときのスイッチング損失Ｗｓと導通損失Ｗｃの変化の様子を示している。
図１２は、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ１の変化に対して遅延時間Ｔｐを変化させる様子を示している。

前述のように、電力変換ユニット１０，２０が備えるスイッチング素子のターンオンタイミングの遅延時間Ｔｐを設けることでスイッチング損失Ｗｓが低減される。一方、各電力変換ユニット１０，２０の電流は、スイッチング周期ごとに増加と減少を繰り返す。このため、図１１に示すように、遅延時間Ｔｐを大きくするとスイッチング損失Ｗｓは低減されるが、各電力変換ユニット１０，２０に流れる電流の実効値が大きくなり、導通損失Ｗｃは増加する。したがって、スイッチング損失Ｗｓと導通損失Ｗｃとの合計値が小さくなるように遅延時間Ｔｐを決めればよい。

ここで、電流の実効値とは、図２に示した電流波形の各部（瞬時値）を二乗して平均した値の平方根で求められる。したがって、遅延時間Ｔｐを設けたことによるスイッチング周期ごとの電流の増減変化幅が等しい場合は、負荷電流すなわちインダクタＬ１の電流Ｉ１が大きくて各電力変換ユニット１０，２０の平均電流が大きいほど、電流実効値の増加は小さくなる。言い換えれば、電流実効値の増加を一定以内に抑える場合、負荷電流が大きいほど、遅延時間Ｔｐを大きくしてスイッチング損失の低減量を大きくすることができる。したがって、図１２に示すように、負荷電流すなわちインダクタＬ１の電流Ｉ１の増加に伴って、電力変換ユニット１０，２０が備えるスイッチング素子のターンオンタイミングの遅延時間Ｔｐを大きくすればよい。図１２には、負荷電流と遅延時間Ｔｐとの関係がおおよそ線形である例が示されている。

なお、損失低減の観点から、電力変換ユニット１０の平均電流と電力変換ユニット２０の平均電流をバランス（均衡又は調和）させて同程度に維持することが望ましい。そのために、制御部４は、各電力変換ユニット２０，３０の平均電流をバランスさせるように各スイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを制御する。例えば、電力変換ユニット１０の電流としてインダクタＬ１１の電流と、電力変換ユニット２０の電流としてインダクタＬ２１の電流を検出し、電流が小さい方の電力変換ユニットはターンオン時の遅延時間Ｔｐを短くするなど、スイッチング素子がオン状態となる期間が短くなるようにすればよい。

一般に、電力変換ユニット２０，３０の平均電流は、時間の経過とともに電流経路上の電圧降下などによって自然にバランスするが、自然にバランスしない場合がある。このように、制御部４が各電力変換ユニット２０，３０の平均電流をバランスさせるよう制御することで、電力変換ユニット２０，３０の平均電流が自然にバランスしない場合に、能動的にバランスさせることが可能となる。

上記の説明では、電力変換ユニット１０のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と、電力変換ユニット２０のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の動作について説明したが、電力変換ユニット１０の他のスイッチング素子Ｑ１３～Ｑ１６と、電力変換ユニット２０の他のスイッチング素子Ｑ２３～Ｑ２６についても同様に制御すればよい。また、インダクタＬ１の電流の極性が正の場合について説明したが、負の場合についても同様に制御すればよい。

上記の遅延時間Ｔｐの決定方法は、後述する第２～第４の実施形態の電力変換装置に対しても適用することができる。同様に、並列に接続された複数の電力変換ユニットの平均電流をバランスさせる技術思想は、後述する第２～第４の実施形態の電力変換装置に対しても適用することができる。

なお、上記の第１の実施形態では、本発明の電力変換装置を三相インバータに適用した例を説明したが、本発明の電力変換装置は三相コンバータにも適用できることは勿論である。

以上のとおり、第１の実施形態に係る電力変換装置（例えば電力変換装置１）は、インダクタンス成分（例えばインダクタＬ１１～Ｌ１３，Ｌ１１～Ｌ１３、又は配線）を介して並列接続された複数の電力変換ユニット（電力変換ユニット１０，２０）と、複数の電力変換ユニットの各々が備えたスイッチング素子（スイッチング素子Ｑ１１～１６，Ｑ２１～２６）のターンオン及びターンオフのタイミングを変化させる制御部（制御部４）と、を備える。上記制御部は、第一の電力変換ユニット（電力変換ユニット１０）が備えるスイッチング素子（スイッチング素子Ｑ１１～１６）のターンオンタイミングと、第二の電力変換ユニット（電力変換ユニット１０）が備えるスイッチング素子（スイッチング素子Ｑ２１～２６）のターンオンタイミングとを交互に繰り返し遅延させるように構成される。

上記構成を備える第１の実施形態に係る電力変換装置では、第一の電力変換ユニットが備えたスイッチング素子のターンオンタイミングと、第二の電力変換ユニットが備えたスイッチング素子のターンオンタイミングとの間に遅延時間（Ｔｐ）を設けて交互に遅延させる。これにより、ターンオフ時のスイッチング電流の合計を増加させずに、ターンオン時のスイッチング電流の合計を低減させて、電力変換装置のスイッチング損失を低減させることができる。すなわち、本実施形態に係る電力変換装置は、並列接続された複数（図１では２個）の電力変換ユニットを備える構成においてスイッチング損失を低減して高い効率を得ることができる。

［変形例］
ところで、上述した電力変換装置１の電力変換ユニット２０，３０が備えるスイッチング素子のターンオンタイミングの遅延時間Ｔｐは、相対的なものである。したがって、一方の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングを固定した状態で、他方の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングを交互に遅延／前倒しする構成としてもよい。この構成により、電力変換装置１を図２及び図６に示した動作を実施させた場合と同様の効果が得られる。

＜第２の実施形態＞
第２の実施形態は、第１の実施形態に係る電力変換装置１に対して、電力変換ユニット内にインダクタを備える構成とした例である。

図１３は、第２の実施形態に係る電力変換ユニットの例を示す回路構成図である。図示する電力変換ユニット３０は、コンデンサＣ３と、スイッチングレッグＳ３１（第１スイッチングレッグの例）と、スイッチングレッグＳ３２（第２スイッチングレッグの例）と、スイッチングレッグＳ３３（第３スイッチングレッグの例）と、端子Ｔ３１～Ｔ３５を備える。スイッチングレッグＳ３１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２から構成される。スイッチングレッグＳ３２は、直列接続したスイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４から構成される。スイッチングレッグＳ３３は、直列接続したスイッチング素子Ｑ３５とスイッチング素子Ｑ３６から構成される。コンデンサＣ３とスイッチングレッグＳ３１とスイッチングレッグＳ３２とスイッチングレッグＳ３３は、並列に接続されている。

コンデンサＣ３の一端は端子Ｔ３１に接続され、コンデンサＣ３の他端は端子Ｔ３２に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３１とスイッチング素子Ｑ３２の接続点にインダクタＬ３１を介して端子Ｔ３３が接続されている。同様に、スイッチング素子Ｑ３３とスイッチング素子Ｑ３４の接続点にインダクタＬ３２を介して端子Ｔ３４が接続され、スイッチング素子Ｑ３５とスイッチング素子Ｑ３６の接続点にインダクタＬ３３を介して端子Ｔ３５が接続されている。この端子Ｔ３１，Ｔ３２を入出力端子３１とし、端子Ｔ３３～Ｔ３５を入出力端子３３としている。スイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３６には、それぞれダイオードＤ３１～Ｄ３６が逆並列接続されている。

このように電力変換ユニット３０は、電力変換ユニット１０，２０と比べ、自ユニット内に相ごとにインダクタＬ３１～Ｌ３３を備えている。なお、インダクタＬ３１～Ｌ３３は、負荷３側ではなく、直流電源２側に接続してもよい。この場合、端子Ｔ３１及び／又は端子Ｔ３２にインダクタを接続することで、コンデンサを有する回路の共振を防止できる。すなわち、電力変換ユニット３０は、インダクタンス成分の主成分として、第１入出力端子（入出力端子３１）に接続されたインダクタ、及び／又は第２入出力端子（入出力端子３３）に接続されたインダクタ（インダクタＬ３１～Ｌ３３）を備える構成としてもよい。

電力変換装置１において、電力変換ユニット１０，２０の代わりにそれぞれ電力変換ユニット３０を用いることで、電力変換ユニット外のインダクタＬ１１～Ｌ１３，Ｌ２１～Ｌ２３を省略することが可能である。これにより、電力変換装置１に電力変換ユニット１０，２０等を組み込む際、インダクタＬ１１～Ｌ１３，Ｌ２１～Ｌ２３の取り付け及び配線処理の手間を省くことができる。それゆえ、作業時間の短縮、及び電力変換装置１の一定の品質保持が可能となる。

＜第３の実施形態＞
第３の実施形態は、第１の実施形態に係る電力変換装置１に対して、回路の部品数を削減し、単相の電力変換装置を実現した例である。

図１４は、第３の実施形態に係る電力変換ユニットの例を示す回路構成図である。図示する電力変換ユニット４０は、コンデンサＣ４と、スイッチングレッグＳ４１（第１スイッチングレッグの例）と、スイッチングレッグＳ４２（第２スイッチングレッグの例）と、端子Ｔ４１～Ｔ４４を備える。スイッチングレッグＳ４１は、直列接続したスイッチング素子Ｑ４１とスイッチング素子Ｑ４２から構成される。スイッチングレッグＳ４２は、直列接続したスイッチング素子Ｑ４３とスイッチング素子Ｑ４４から構成される。コンデンサＣ４とスイッチングレッグＳ４１とスイッチングレッグＳ４２は、並列に接続されている。

コンデンサＣ４の一端は端子Ｔ４１に接続され、コンデンサＣ４の他端は端子Ｔ４２に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ４１とスイッチング素子Ｑ４２の接続点に端子Ｔ４３が接続され、スイッチング素子Ｑ４３とスイッチング素子Ｑ４４の接続点に端子Ｔ４４が接続されている。この端子Ｔ４１，Ｔ４２を入出力端子４１とし、端子Ｔ４３，４４を入出力端子４３としている。スイッチング素子Ｑ４１～Ｑ４４には、それぞれダイオードＤ４１～Ｄ４４が逆並列接続されている。

このように電力変換ユニット４０は、２つのスイッチングレッグＳ４１，Ｓ４２を備えており、電力変換ユニット１０，２０，３０に比べ、スイッチング素子及びスイッチングレッグの数を削減している。電力変換装置１において、電力変換ユニット１０,２０の代わりにそれぞれ電力変換ユニット４０を用いることで、部品数を削減しつつ、単相インバータや単相コンバータを実現できる。

＜第４の実施形態＞
第４の実施形態は、第１の実施形態に係る電力変換装置１に対して、回路の部品数を削減し、昇圧又は降圧の電力変換装置を実現した例である。

図１５は、第４の実施形態に係る電力変換ユニットの例を示す回路構成図である。図示する電力変換ユニット５０は、コンデンサＣ５と、スイッチング素子Ｑ５１及びスイッチング素子Ｑ５２を直列接続したスイッチングレッグＳ５１と、端子Ｔ５１～Ｔ５４を備える。コンデンサＣ５とスイッチングレッグＳ５１は、並列に接続されている。

コンデンサＣ５の一端は端子Ｔ５１に接続され、コンデンサＣ５の他端は端子Ｔ５２に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ５１とスイッチング素子Ｑ５２の接続点に端子Ｔ５３が接続され、コンデンサＣ５の両端のうち他端に端子Ｔ５４が接続されている。この端子Ｔ５１，Ｔ５２を入出力端子５１とし、端子Ｔ５３，５４を入出力端子５３としている。スイッチング素子Ｑ５１，５２には、それぞれダイオードＤ５１，Ｄ５２が逆並列接続されている。

このように電力変換ユニット５０は、電力変換ユニット１０，２０，３０，４０に比べ、スイッチングレッグＳ５１を備えており、スイッチング素子及びスイッチングレッグの数を削減している。電力変換装置１において、電力変換ユニット１０，２０の代わりにそれぞれ電力変換ユニット５０を用いることで、部品数を削減しつつ、昇圧コンバータや降圧コンバータを実現できる。

なお、本明細書では、２つの電力変換ユニットを並列接続した電力変換装置の構成について説明したが、並列接続する電力変換ユニットの数は３つ以上でもよい。その場合、一例として制御部４は、並列接続する電力変換ユニットを２つのグループに分け、一方のグループの電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングと、他方のグループの電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングとを交互に繰り返し遅延させるようにすればよい。

あるいは、各電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングを順次繰り返し遅延させるようにしてもよい。例えば、電力変換ユニットが３個の場合、制御部４は、第一の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングと、第二の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングと、さらに第三の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングを順次繰り返し遅延させるようにする。

また、例えば、電力変換ユニットの並列数が３個以上の場合、制御部４は、一部の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングと、他の一部の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングと、さらに他の一部の電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングを順次繰り返し遅延させるようにする。

このように、電力変換ユニットの並列数が３個又は３個以上の奇数の場合に、電力変換ユニットが備えるスイッチング素子のターンオンタイミングを、１台ずつ又はグループごとに遅延させる。これにより、電力変換ユニットが奇数台の場合においても、同様のスイッチング損失を低減する効果が得られる。

以上、説明したように、本発明を適用することで、スイッチング損失を低減し効率を向上させた三相インバータや三相コンバータ、単相インバータや単相コンバータ、昇圧コンバータや降圧コンバータなどの電力変換装置を実現できる。

なお、本発明は上述した各実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、その他種々の応用例、変形例を取り得ることは勿論である。例えば、上述した各実施形態は本発明を分かりやすく説明するために電力変換装置の構成を詳細かつ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成要素を備えるものに限定されない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成要素の追加又は置換、削除をすることも可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計するなどによりハードウェアで実現してもよい。ハードウェアとして、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）などの広義のプロセッサデバイスを用いてもよい。

また、上述した実施形態において、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成要素が相互に接続されていると考えてもよい。

１…電力変換装置、 １０，２０，３０，４０，５０…電力変換ユニット、 ２…直流電源、 ３…負荷、 ４…制御部、 ５～７…電流センサ、 １１，２１，３１，４１，５１…入出力端子（第１入出力端子）、 １３，２３，３３，４３，５３…入出力端子（第２入出力端子）、 Ｔ１１～Ｔ１５，Ｔ２１～Ｔ２５，Ｔ３１～Ｔ３５，Ｔ４１～Ｔ４４，Ｔ５１～Ｔ５４…端子、 Ｃ１～Ｃ５…コンデンサ、 Ｌ１～Ｌ３，Ｌ１１～Ｌ１３，Ｌ２１～Ｌ２３，Ｌ３１～Ｌ３３…インダクタ、 Ｓ１１～Ｓ１３，Ｓ２１～Ｓ２３，Ｓ３１～Ｓ３３，Ｓ４１～Ｓ４２，Ｓ５１…スイッチングレッグ、 Ｑ１１～Ｑ１６，Ｑ２１～Ｑ２６，Ｑ３１～Ｑ３６，Ｑ４１～Ｑ４４，Ｑ５１～Ｑ５２…スイッチング素子、 Ｄ１１～Ｑ１６，Ｄ２１～Ｑ２６，Ｄ３１～Ｄ３６，Ｄ４１～Ｄ４４，Ｄ５１～Ｄ５２…ダイオード

Claims (13)

1. インダクタンス成分を介して並列接続された複数の電力変換ユニットと、複数の前記電力変換ユニットの各々が備えたスイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを変化させて出力を制御する制御部と、を備えた電力変換装置であって、
   前記制御部は、第一の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングと、第二の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングとを交互に繰り返し遅延させる
   電力変換装置。
2. 前記電力変換ユニットはそれぞれ第１入出力端子と第２入出力端子と、を備え、
   各前記電力変換ユニットの第１入出力端子同士と、各前記電力変換ユニットの第２入出力端子同士とがそれぞれ接続されている
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、負荷電流の増加に伴って、第一の前記電力変換ユニット及び第二の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングを遅延させる時間を増加させる
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換ユニットは、
   コンデンサと、直列接続した第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子から構成される第１スイッチングレッグと、を備え、
   前記コンデンサと前記第１スイッチングレッグとを並列に接続し、前記コンデンサの両端に前記第１入出力端子を接続し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記コンデンサの一端とを前記第２入出力端子に接続している
   請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換ユニットは、
   コンデンサと、直列接続した第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子から構成される第１スイッチングレッグと、
   直列接続した第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子から構成される第２スイッチングレッグと、を備え、
   前記コンデンサと前記第１スイッチングレッグと前記第２スイッチングレッグとを並列に接続し、前記コンデンサの両端を前記第１入出力端子に接続し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点とを前記第２入出力端子に接続している
   請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換ユニットは、
   コンデンサと、直列接続した第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子から構成される第１スイッチングレッグと、
   直列接続した第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子から構成される第２スイッチングレッグと、
   直列接続した第５スイッチング素子及び第６スイッチング素子から構成される第３スイッチングレッグと、を備え、
   前記コンデンサと前記第１スイッチングレッグと前記第２スイッチングレッグと前記第３スイッチングレッグとを並列に接続し、前記コンデンサの両端を前記第１入出力端子に接続し、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点と、前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子との接続点とを前記第２入出力端子に接続している
   請求項２に記載の電力変換装置。
7. 各前記電力変換ユニットは、前記インダクタンス成分の主成分として、前記第１入出力端子及び／又は前記第２入出力端子に接続されたインダクタを備える
   請求項４～６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 各前記電力変換ユニットは、前記インダクタンス成分の主成分としてのインダクタを介して並列接続されている
   請求項１に記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、各前記電力変換ユニットの平均電流をバランスさせるように前記スイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを制御する
   請求項１に記載の電力変換装置。
10. ３個以上の前記電力変換ユニットを備え、
    前記制御部は、並列接続する前記電力変換ユニットを２つのグループに分け、一方のグループの前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングと、他方のグループの前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングとを交互に繰り返し遅延させる
    請求項１に記載の電力変換装置。
11. ３個の前記電力変換ユニットを備え、
    前記制御部は、第一の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングと、第二の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングと、さらに第三の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングを順次繰り返し遅延させる
    請求項１に記載の電力変換装置。
12. ３個以上の前記電力変換ユニットを備え、
    前記制御部は、一部の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングと、他の一部の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングと、さらに他の一部の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングを順次繰り返し遅延させる
    請求項１に記載の電力変換装置。
13. インダクタンス成分を介して並列接続された複数の電力変換ユニットと、複数の前記電力変換ユニットの各々が備えたスイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを変化させて出力を制御する制御部と、を備えた電力変換装置による電力変換方法であって、
    前記制御部により、第一の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングと、第二の前記電力変換ユニットが備える前記スイッチング素子のターンオンタイミングとを交互に繰り返し遅延させる
    電力変換方法。

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