JP6430028B2 - 電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子を有する変圧回路を用いて交流電源を整流した後に変圧する電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置に関するものである。

冷凍空気調和装置の圧縮機及びファンなどのモータを駆動する大容量のインバータ装置に、三相全波整流方式のコンバータは、三相交流電圧を整流する三相整流器と、リアクトルとコンデンサとからなり三相整流器の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサの電圧を交流電圧に変換しモータを駆動するインバータ回路を備える。この三相全波整流方式のコンバータにおいて、電源力率や電源電流高調波を改善する方式として、三相整流器の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧コンバータと、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するスイッチング制御手段とを有し、スイッチング制御手段は、電源電流が矩形波になるように、スイッチング素子のオンデューティを制御する方式が提案されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１において、電源電流が矩形波になるため、三相整流器の直後にＤＣリアクトルを用いる場合に比べ、特に電源電流高調波の５次調波成分が少なくなり、高調波規制の観点から優位である。

特開２０１０−１８７５２１号公報

ここで、特許文献１においては整流器直後の電圧が昇圧コンバータの入力になる。整流器１０から出力される電圧Ｖｉｎは電源電圧の６倍の周波数（商用周波数６０Ｈｚでは３６０Ｈｚ）で脈動することが知られている。入力電圧が脈動することにより、リアクトル電圧が一定にならない。このため、昇圧コンバータのリアクトル電流値を一定に制御することが困難である。

整流器からの出力電圧が脈動する場合であっても電流値を一定に制御するために、電流制御系の応答を十分高く設計し、キャリア周波数を高く設定することが考えられる。しかしながら、キャリア周波数が高くなると、電力変換器の損失が上昇するとともに、ノイズが増加してしまう。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、キャリア周波数を低くしても、リアクトル電圧の変動を抑制しながら、損失が少なくノイズを低減することができる電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置を提供することを目的とするものである。

本発明の電力変換装置は、三相交流電源を整流する整流器と、リアクトルとスイッチング素子と逆流防止素子とを有し、整流器において整流された電圧を変圧する変圧回路と、変圧回路の出力電圧を平滑化するコンデンサと、三相交流電源の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出する電源電圧検出器と、リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、変圧回路から出力された出力電圧を検出する出力電圧検出器と、電圧検出器において検出された線間電圧または相電圧と、電流検出器において検出されたリアクトル電流とに基づいて、変圧回路のスイッチング素子を制御するコンバータ制御手段とを有し、コンバータ制御手段は、出力電圧検出器において検出された出力電圧に基づいて電流指令値を算出する電流制御手段と、電流制御手段において算出された電流指令値とリアクトル電流との電流偏差を算出する電流減算器と、電流減算器において算出された電流偏差からスイッチング指令値を算出するスイッチング指令値制御手段と、電流減算器において算出された電流偏差を異なる位相角毎に積算した制御量を生成するものであり、電源電圧の異なる電源位相角毎にそれぞれ設けられた複数の積分器を有する電流偏差蓄積手段と、電源電圧検出器において検出された線間電圧または相電圧に基づいて電源位相角を算出する位相角算出手段と、位相角算出手段において算出された電源位相角に対応する積分器に、電流偏差を蓄積させる入力選択手段と、位相角算出手段において算出された電源位相角より設定位相分だけ進めた位相角に対応する積分器から制御量を出力させる出力選択手段と、出力選択手段から出力された制御量とスイッチング指令値とを用いて、スイッチング素子に出力するスイッチング信号を生成するスイッチング制御手段とを備える。

本発明の電力変換装置によれば、誤差蓄積手段が電流偏差を蓄積しておき、出力選択手段が設定遅延位相分だけ進めて制御量を出力し、スイッチング指令値及び制御量に基づいてスイッチング信号が生成されることにより、スイッチング指令値に含まれる誤差を打ち消し、キャリア周波数を低くしても、リアクトル電圧の変動を抑制しながら、損失が少なくノイズを低減することができる。

本発明の電力変換装置の実施の形態１を示す回路図である。 図１の電力変換装置におけるコンバータ制御手段の一例を示すブロック図である。 従来の電流制御の応答が遅く誤差蓄積手段を用いない電力変換装置における整流電圧及びリアクトル電流の一例を示すグラフである。 従来の電流制御の応答が早く積算制御手段を用いない電力変換装置における整流電圧及びリアクトル電流の一例を示すグラフである。 図１及び図２の電力変換装置における電源電圧、リアクトル電流及び制御量の一例を示すグラフである。 本発明に係る電力変換装置の実施の形態２を示すブロック図である。 図６の電力変換装置におけるコンバータ制御手段の一例を示すブロック図である。 本発明に係る電力変換装置の実施の形態３を示すブロック図である。 本発明に係る電力変換装置を用いた空気調和装置の回路図である。

実施の形態１．
以下、図面を参照しながら本発明の電力変換装置の実施の形態について説明する。図１は本発明の電力変換装置の実施の形態１を示す回路図であり、図１を参照して電力変換装置１について説明する。図１の電力変換装置１は、たとえば空気調和装置における圧縮機又は送風機のモータ等の負荷Ｍに接続されており、負荷Ｍに対し所定の周波数の交流電流を供給するものである。電力変換装置１は、整流器１０、変圧回路２０、平滑コンデンサ２５、インバータ３０を備えている。

整流器１０は、３相交流電源１００の交流電圧（例えばＡＣ２００Ｖ）を整流するＡＣ−ＤＣコンバータであって、たとえば６個のダイオード１１をブリッジ接続した３相全波整流器からなっている。この整流器１０は、整流した電圧Ｖｉｎを変圧回路２０に出力する。

変圧回路２０は、整流器１０において整流された電圧Ｖｉｎを任意の電圧（例えばＤＣ３６５Ｖ等）に変圧するＤＣ−ＤＣコンバータであって、例えば昇圧チョッパ回路からなっている。変圧回路２０は、昇圧用のリアクトル２１、逆流防止素子２２、スイッチング素子２３を有している。リアクトル２１は、整流器１０の出力端に接続されており、逆流防止素子２２はリアクトル２１に直列接続されている。スイッチング素子２３は、リアクトル２１と逆流防止素子２２との間に接続されている。

逆流防止素子２２は、例えばファーストリカバリダイオード等の逆流防止ダイオードからなっている。スイッチング素子２３は、スイッチング信号Ｓ１に従いオン／オフ動作が行われるものであり、例えばＭＯＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体素子、もしくはたとえばシリコン（Ｓｉ）素子と比較してバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体からなっている。スイッチング信号Ｓ１はコンバータ制御手段４０から送られ、変圧回路２０の出力電圧Ｖｄｃが目標電圧（電圧指令値Ｖｄｃ^＊）になるようにコンバータ制御手段４０から出力される。

そして、スイッチング素子２３がオンした場合、リアクトル２１に整流器１０によって整流された電圧Ｖｉｎが印加され、逆流防止素子２２により導通が阻止される。一方、スイッチング素子２３がオフした場合、逆流防止素子２２は導通し、リアクトル２１にはスイッチング素子２３のオン時と逆向きの電圧が誘導される。このとき、スイッチング素子２３のオン時にリアクトル２１に蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子２３のオフ時に平滑コンデンサ２５側へ移送される。スイッチング素子２３のオンデューティがコンバータ制御手段４０により制御され、変圧回路２０からの出力電圧Ｖｄｃが制御される。そして、平滑コンデンサ２５は、変圧回路２０から出力される出力電圧Ｖｄｃを平滑化する。

インバータ３０は、平滑コンデンサ２５によって平滑され充電された直流電力を交流電力に変換するものであり、複数のスイッチング素子で構成されている。インバータ３０は、たとえば空気調和装置における圧縮機のモータ等の負荷Ｍに接続されており、負荷Ｍに対し所定の周波数の交流電流を供給する。なお、インバータ３０の動作は図示しないインバータ制御手段により制御されている。

次に、図１の電力変換装置１の動作例について説明する。三相交流電源２により給電された交流電圧は、整流器１０を用いて整流されて出力される。整流器１０により整流された電圧Ｖｉｎは、変圧回路２０において昇圧され、平滑コンデンサ２５に蓄積される。この際、リアクトル電流ＩＬが一定になるように変圧回路２０の動作が制御される。そして、変圧回路２０において昇圧された出力電圧Ｖｄｃがインバータ３０により三相交流に変換され、モータＭに供給される。

上述のように、変圧回路２０におけるスイッチング素子２３の動作は、コンバータ制御手段４０により制御されており、コンバータ制御手段４０は、各種検出器において検出された情報に基づいてスイッチング制御を行う。すなわち、電力変換装置１は、三相交流電源２の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出する電源電圧検出器５１と、変圧回路２０から出力され平滑コンデンサ２５に蓄積される出力電圧Ｖｄｃを検出する出力電圧検出器５２と、リアクトル２１に流れるリアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器５３とを備えている。そして、コンバータ制御手段４０は、線間電圧または相電圧と、出力電圧Ｖｄｃと、リアクトル２１に流れるリアクトル電流ＩＬとに基づいて、スイッチング素子２３のスイッチング動作を制御し、変圧回路２０から出力される出力電圧Ｖｄｃを制御する。

図２は図１の電力変換装置におけるコンバータ制御手段の一例を示すブロック図であり、図１及び図２を参照してコンバータ制御手段４０について説明する。なお、図１及び図２のコンバータ制御手段４０の構成は、マイコンに記憶されたプログラムが実行されることにより構築される。コンバータ制御手段４０は、出力電圧Ｖｄｃに基づくフィードバックループの制御系と、リアクトル電流ＩＬに基づくマイナーループの制御系を有する。具体的には、コンバータ制御手段４０は、電圧制御系として、電圧減算器４１と電流制御手段４２とを有し、電流制御系として、電流減算器４３とスイッチング指令値制御手段４４とを有する。

電圧減算器４１は、電圧指令値Ｖｄｃ^＊（目標電圧値）と出力電圧Ｖｄｃとの電圧差分を算出するものである。電流制御手段４２は、電圧減算器４１において算出された電圧差分に基づいてリアクトル２１を流れるリアクトル電流ＩＬの電流指令値ＩＬ^＊を演算するものである。ここで、電流制御手段４２は、例えば比例制御と積分制御と微分制御とを組み合わせたＰＩＤ制御を行うことにより、電流指令値ＩＬ^＊を演算する。なお、電流制御手段４２は、電流指令値ＩＬ^＊を算出するものであれば制御手法を問わず、例えば比例制御と積分制御のみのＰＩ制御を行うものであってもよいし、比例制御のみのＰ制御を行うものでもよく、比例制御と積分制御と微分制御いずれかの組み合わせであればよい。

電流減算器４３は、電流制御手段４２において算出された電流指令値ＩＬ^＊と、電流検出器５３において検出されたリアクトル電流ＩＬとの電流偏差を算出するものである。スイッチング指令値制御手段４４は、電流減算器４３において算出された電流偏差に基づいてスイッチング指令値（例えばデューティ比）Ｄ０を算出するものである。ここで、電流制御手段４２は、例えば比例制御と積分制御と微分制御とを組み合わせたＰＩＤ制御を行うことにより、スイッチング指令値Ｄ０を演算する。なお、スイッチング指令値制御手段４４は、スイッチング指令値Ｄ０を算出するものであれば制御手法を問わず、例えば比例制御と積分制御のみのＰＩ制御を行うものであってもよいし、比例制御のみのＰ制御を行うものでもよく、比例制御と積分制御と微分制御いずれかの組み合わせであればよい。

また、コンバータ制御手段４０は、スイッチング素子２３に出力するスイッチング信号Ｓ１を生成するスイッチング制御手段４６を有する。スイッチング制御手段４６は、スイッチング指令値制御手段４４において算出されたスイッチング指令値Ｄ０に基づいてスイッチング信号Ｓ１を生成する。

ここで、コンバータ制御手段４０は、リアクトル電流ＩＬの高調波成分を蓄積する誤差蓄積手段４５を有し、スイッチング制御手段４６は、スイッチング指令値Ｄ０のみならず、誤差蓄積手段４５から出力される制御量も用いてスイッチング信号Ｓ１を生成する機能を有する。

誤差蓄積手段４５は、電流偏差蓄積手段４５ａ、位相角算出手段４５ｂ、入力選択手段４５ｃ、出力選択手段４５ｄを有する。電流偏差蓄積手段４５ａは、電源位相角毎の電流偏差を蓄積して制御量を生成するものであり、電源電圧Ｖｒｓの異なる電源位相角毎にそれぞれ設けられたＮ個の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１を有する。すなわち、交流電圧の１周期がＮ個の電源位相角の範囲に分割され、分割された電源位相角の範囲毎に積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１が設けられている。

複数の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１の個数Ｎは、電源電圧の周期（電源周波数）と制御周期（制御周波数）とに基づいて設定されることが好ましい。例えば制御周波数が１８０００Ｈｚであり、三相交流電源２の電源周波数が６０Ｈｚである場合、個数Ｎは１８０００÷６０＝３００に設定される。そして、交流電圧の１周期がＮ＝３００個の電源位相角の範囲に分割され、Ｎ＝３００個の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１が設置される。したがって、１個の積分器は、１．２ｄｅｇ（３６０ｄｅｇ÷３００個）の電源位相角に対応しており、電源位相角１．２ｄｅｇ分の電流偏差を積算する。

位相角算出手段４５ｂは、線間電圧または相電圧に基づいて電源電圧Ｖｒｓの電源位相角θを算出するものである。上述の通り、電源電圧検出器５１は、三相交流電源２の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出するものであるため、位相角算出手段４５ｂは、三相のうちいずれか１つの相の電源位相角θを算出する。また、位相角算出手段４５ｂは、電源電圧Ｖｒｓのゼロクロスを検出し、電源電圧Ｖｒｓの周期を検出する機能を有する。リアクトル電流ＩＬの高調波成分は、電源電圧の周期と同じ周波数特性を持つ。この性質を用いて、位相角算出手段４５ｂが電源電圧のゼロクロスを検出することにより、簡易な方法でリアクトル電流ＩＬの周期性を知ることができ、安価に回路を構成することができる。

入力選択手段４５ｃは、位相角算出手段４５ｂにおいて算出された位相角に対応するいずれかの積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１に、電流偏差を蓄積させるものである。出力選択手段４５ｄは、位相角算出手段４５ｂにおいて算出された電源位相角θより設定遅延位相分だけ進めた電源位相角に対応する積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１から制御量を出力させるものである。上述の通り、リアクトル電流ＩＬの高調波成分は、電源電圧Ｖｒｓの周期と同じ周波数特性を持つため、好ましくは設定遅延位相は電源周期１周期に設定されている。これにより、同じ周波数特性を有する制御量を用いて誤差を打ち消すことができるため、確実にリアクトル電流ＩＬの変動を抑制することができる。

さらに、入力選択手段４５ｃ及び出力選択手段４５ｄは、無駄時間による遅延と電流制御による遅延との２種類の遅延を考慮して、各積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１への電流偏差の積算及び出力のタイミングを制御する機能を有する。無駄時間による遅延は、マイコン等のコントローラの計算時間遅れに起因するもので、一般的に制御周期の１回分に相当する。

電流制御による遅延について、リアクトル電流ｉＬとリアクトル電圧ｖ_Ｌの関係は下記式（１）の電圧方程式になる。

式（１）に示すように、リアクトル電流ＩＬは、リアクトル電圧Ｖ_Ｌの積分で表わされる。従って、変圧回路２０がリアクトル電圧Ｖ_Ｌになるように出力しても、電流値として反映されるまで一定の時間を要し、制御周期の１回分の遅延を加味する必要がある。以上、２種類の遅延は制御周期の２回分の遅延になる。このため、出力選択手段４５ｄが出力を選択するタイミングは、入力選択手段４５ｃが入力を選択するタイミングに比べ、制御周期を２回分進めたタイミングになるように設定されている。

スイッチング制御手段４６は、誤差蓄積手段４５から出力された制御量と、スイッチング指令値制御手段４４において算出されたスイッチング指令値Ｄ０とを用いてスイッチング素子２３に出力するスイッチング信号Ｓ１を生成するものである。具体的には、スイッチング制御手段４６は、加算器４６ａ及びスイッチング信号出力手段４６ｂを備えている。加算器４６ａは、スイッチング指令値Ｄ０に誤差蓄積手段４５から出力された制御量を加算し、加算スイッチング指令値Ｄ１を出力する。この際、加算器４６ａは、制御量に所定の定数を乗算した値をスイッチング指令値Ｄ０に加算するようにしてもよい。

スイッチング信号出力手段４６ｂは、加算器４６ａの出力である加算スイッチング指令値Ｄ１（デューティ比）からスイッチング素子２３のＯＮ／ＯＦＦを示すスイッチング信号Ｓ１を生成する。この際、スイッチング信号出力手段４６ｂは、キャリア周波数からなる三角波を用いたスイッチング信号Ｓ１の生成等の種々の公知の手法を用いることができる。

次に、図２を参照してコンバータ制御手段４０の動作例について説明する。まず、電圧減算器４１において、電圧指令値Ｖｄｃ^＊（目標電圧値）と現在の出力電圧Ｖｄｃとの電圧差分が算出され、電流制御手段４２において、電圧差分に基づいて電流指令値ＩＬ^＊が算出される。その後、電流減算器４３において、電流指令値ＩＬ^＊とリアクトル電流ＩＬとの電流偏差が算出され、スイッチング指令値制御手段４４において電流偏差に基づいてスイッチング指令値Ｄ０が算出される。

一方、誤差蓄積手段４５の位相角算出手段４５ｂにおいて、電源電圧Ｖｒｓに基づき現在の電源位相角θが算出される。その後、入力選択手段４５ｃにおいて、電源位相角θに基づき電流偏差を積算する積分器が選択され、選択された積分器に電流偏差が積算される。また、出力選択手段４５ｄにおいて、例えば現在の電源位相角θより１周期分進めた位相に対応する積分器が選択され、選択された積分器に蓄積された制御量が出力される。

その後、スイッチング制御手段４６の加算器４６ａにおいて、スイッチング指令値Ｄ０に制御量を足し合わせることにより、電流偏差の制御量を反映させた加算スイッチング指令値Ｄ１が出力される。その後、スイッチング信号出力手段４６ｂにおいて、スイッチング信号Ｓ１が生成され、変圧回路２０のスイッチング素子２３に出力される。

上記実施の形態１によれば、誤差蓄積手段４５が電流偏差を蓄積しておき、出力選択手段４５ｄが設定遅延位相分だけ進めた制御量を出力し、スイッチング指令値Ｄ０及び制御量に基づいてスイッチング信号Ｓ１が生成される。これにより、電源電圧の周期とリアクトル電流ＩＬの脈動の周期とに関係性があることを利用してリアクトル電流ＩＬの所定の電流値からの電流偏差が零電流に近づくため、電流制御の性能を向上させることができる。その結果、スイッチング指令値制御手段４４における制御応答を下げるとともに、キャリア周波数を低下させることができ、電力変換装置１のスイッチング損失及びノイズを抑制することができる。

すなわち、整流器１０の直後に昇圧コンバータからなる変圧回路２０を用いる構成の場合、電流制御の応答を高速化しなければ、リアクトル電流を一定に制御することができない。図３は、従来の電流制御の応答が遅く誤差蓄積手段を用いない電力変換装置における整流電圧及びリアクトル電流の一例を示すグラフである。図３に示すように、整流器１０の直後の電圧Ｖｉｎは各相の電源電圧Ｖｒｓの最大値と最小値との差が出力されるため、電圧が電源位相角によって異なり、電圧Ｖｉｎには、電源の６倍の周波数である３６０Ｈｚ（電源周波数が６０Ｈｚの場合）で脈動が発生してしまう。このように、入力電圧に脈動が発生すると、リアクトル２１の両端に印加される電圧が変化するため、リアクトル電流ＩＬにも３６０Ｈｚの脈動が発生してしまう。

この脈動の発生を防止するために、リアクトル２１の電流制御系を高速に応答させ、３６０Ｈｚより十分高くすることが考えられる。図４は、従来の電流制御の応答が早く積算制御手段を用いない電力変換装置における整流電圧及びリアクトル電流の一例を示すグラフである。図４に示すように、電流制御応答を早くした場合、リアクトル電流の脈動は小さくなる。しかしながら、リアクトル制御応答を早くしなければならないことから、キャリア周期も高速に設定する必要があり、変換器のスイッチングロスの増加に繋がる。

そこで、図２に示すような誤差蓄積手段４５を用いたリアクトル電流制御を行うことにより、リアクトル制御の応答を遅くしても、リアクトル電流の脈動が小さくすることができる。図５は図１及び図２の電力変換装置における電源電圧Ｖｒｓ、リアクトル電流ＩＬ及び制御量の一例を示すグラフである。なお、図５において、上から順に電源電圧Ｖｒｓ、リアクトル電流ＩＬ及び制御量を示している。

図５に示すように、電源電圧Ｖｒｓの周期毎にリアクトル電流の脈動が軽減されていることが確認できる。すなわち、電源位相角θに対応した積分器に電流偏差が格納されており、電源電圧Ｖｒｓの１周期の脈動が位相角毎に積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１に蓄積された状態になっている。そして、電源電圧Ｖｒｓの一周期後の電源位相角θのタイミングに合わせて、積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１に蓄積された制御量が出力され、次の電源周期で誤差が打ち消される。これをすべての電源位相角θ毎に別々の積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１で実現することにより、すべての電源位相角θの電流偏差を零に近づけることができる。すると、図５に示すように、前の電源周期に比べて電流偏差を零に近付けることができる。この制御が電源電圧Ｖｒｓの周期毎に繰り返され、最終的に電流偏差は零になる。

さらに、図４のようにキャリア周波数を高くした場合、制御周期が短くなり、限られた時間の中で演算を終了する必要が生じる。このため、高性能なマイコンが必要となりコストが掛かってしまう。一方、図５に示すように、電力変換装置１においてはキャリア周波数を早くしなくても、リアクトル電流ＩＬに脈動が発生するのを抑制することができるため、制御周期を長くすることができる。その結果、演算速度の遅い安価なマイコンを使用することができ、低コスト化を実現することができる。

また、スイッチング信号Ｓ１は、誤差蓄積手段４５から出力された制御量と、スイッチング指令値制御手段４４において算出されたスイッチング指令値Ｄ０とを用いて生成される。このため、スイッチング指令値制御手段４４により外乱に対する耐力を向上させるとともに、誤差蓄積手段４５により目標値への追従性（高調波抑制）を向上させる、というように制御ゲインを設定するができる。これにより、従来のＰＩＤ制御のみの制御に比べて高精度な制御が実現できる。つまり、過去１周期分の誤差を使用する繰り返し制御では電流の周期性が重要になる。一方、瞬停等のような電源環境に変動が生じた場合、電流の周期性がなくなる。この場合であっても、上述のような制御ゲインに設定することにより、電源環境の変動時にはＰＩＤ制御が主体的に動作させるようにし、電源環境の変動に対し耐力を向上させることができる。

また、出力選択手段４５ｄが、設定遅延位相分として電源電圧の１周期分進めて位相角に対応する積分器から制御量を出力させる場合、同じ周波数特性を有する制御量を用いて誤差を打ち消すことができるため、確実にリアクトル電流ＩＬの変動を抑制することができる。

さらに、出力選択手段４５ｄは、入力選択手段４５ｃによる積分器ｍ_０〜ｍ_ｎ−１の選択に対し、制御周期の２周期分だけ進めて制御量を出力させる積分器を選択するとき、上述した２種類の遅延を考慮したタイミングでの電流偏差の積算及び制御量の出力が行われるため、同じ周波数特性を有する制御量を用いて誤差を打ち消す際に、位相のずれを抑制し、確実にリアクトル電流ＩＬの変動を抑制することができる。

実施の形態２．
図６は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態２を示すブロック図であり、図６を参照して電力変換装置１００について説明する。なお、図６の電力変換装置１００において図１の電力変換装置１と同一の構成を有する部位には、同一の符号を付してその説明を省略する。図６の電力変換装置１００においては、変圧回路１２０がマルチレベルコンバータからなっている。

具体的には、変圧回路１２０は、リアクトル１２１と、２つの逆流防止素子１２２ａ、１２２ｂと、２つのスイッチング素子１２３ａ、１２３ｂと、中間コンデンサ１２４とを有する。リアクトル１２１は、整流器１０の出力端に接続されており、逆流防止素子１２２ａ、１２２ｂは、互いに直列に接続されているとともに、リアクトル１２１に直列接続されている。スイッチング素子１２３ａ、１２３ｂは、リアクトル１２１と逆流防止素子１２２ａとの間に接続されている。また、中間コンデンサ１２４は、逆流防止素子１２２ａ、１２２ｂの間とスイッチング素子１２３ａ、１２３ｂの間とに接続されている。

変圧回路１２０におけるスイッチング素子１２３ａ、１２３ｂのスイッチング動作は、コンバータ制御手段１４０により制御される。また、電力変換装置１００は、中間コンデンサ１２４の中間電圧Ｖｍを検出する中間電圧検出器１５４を有する。そして、コンバータ制御手段１４０は、電源電圧Ｖｒｓ、出力電圧Ｖｄｃ、リアクトル電流ＩＬ及び中間電圧検出器１５４において検出された中間電圧Ｖｍに基づいて、スイッチング素子１２３ａへスイッチング信号Ｓ１１を出力し、スイッチング素子１２３ｂへスイッチング信号Ｓ１２を出力する。

なお、マルチレベルコンバータである変圧回路１２０の基本機能は、図１の昇圧コンバータである変圧回路２０と同じであるが、マルチレベルコンバータはチョッパの出力電圧レベルが３レベルである。中間コンデンサ１２４の中間電圧Ｖｍが平滑コンデンサ２５の出力電圧Ｖｄｃの半分である１／２Ｖｄｃになるように制御され、このような中間電圧指令値Ｖｍ^＊がコンバータ制御手段１４０に入力される。すると、マルチレベルコンバータは０、１／２Ｖｄｃ、Ｖｄｃの３レベルを出力することができる。そのために、スイッチング損失を小さくでき、リアクトル１２１のキャリアリプル電流が小さくなるため高効率を実現することができる。

図７は、図６の電力変換装置におけるコンバータ制御手段１４０の一例を示すブロック図である。なお、図７のコンバータ制御手段１４０において、図２のコンバータ制御手段４０と同一の構成を有する部位には同一の符号を付してその説明を省略する。図７において、コンバータ制御手段１４０は、中間コンデンサ１２４の中間電圧Ｖｍを考慮してスイッチング信号Ｓ１１、Ｓ１２を生成する。

具体的には、コンバータ制御手段１４０は、中間電圧指令値Ｖｍ^＊と中間電圧Ｖｍとの中間電圧偏差を算出する中間電圧減算器１４１と、中間電圧減算器１４１において算出された中間電圧偏差に基づいて、中間スイッチング指令値Ｄｍを算出する中間指令値制御手段１４２とを有する。中間指令値制御手段１４２は、比例制御と積分制御と微分制御とを組み合わせたＰＩＤ制御により中間スイッチング指令値Ｄｍを算出する。なお、電流制御手段４２は、例えば比例制御と積分制御のみのＰＩ制御を行うものであってもよいし、比例制御のみのＰ制御を行うものでもよく、比例制御と積分制御と微分制御いずれかの組み合わせであればよい。

スイッチング制御手段１４６は、加算器４６ａ、中間減算器１４６ｂ、中間加算器１４６ｃ、スイッチング信号出力手段１４６ｄを有する。中間減算器１４６ｂは、加算器４６ａから出力された加算スイッチング指令値Ｄ１から加算スイッチング指令値Ｄ１１を減算して出力するものである。中間加算器１４６ｃは、加算器４６ａから出力された加算スイッチング指令値Ｄ１に加算スイッチング指令値Ｄ１２を加算して出力するものである。
スイッチング信号出力手段１４６ｄは、加算スイッチング指令値Ｄ１１に基づいてスイッチング素子１２３ａ側のスイッチング信号Ｓ１１を生成し、加算スイッチング指令値Ｄ１２に基づいてスイッチング素子１２３ｂ側のスイッチング信号Ｓ１２を生成する。

上記実施の形態２のように、変圧回路１２０がマルチレベルコンバータからなる場合であっても、実施の形態１と同様に、誤差蓄積手段４５を設けることにより、電流偏差が零電流に近づくため、電流制御の性能を向上させることができる。このため、スイッチング指令値制御手段４４における制御応答を下げるとともに、キャリア周波数を低下させることができることにより、電力変換器の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。また、キャリア周波数を低下することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンを用いてコストの削減を図ることができる。

実施の形態３．
図８は、本発明に係る電力変換装置の実施の形態３を示すブロック図であり、図８を参照して電力変換装置２００について説明する。なお、図８の電力変換装置２００において図１の電力変換装置１と同一の構成を有する部位には、同一の符号を付してその説明を省略する。図８の電力変換装置２００は、変圧回路２２０が降圧コンバータからなっている。

具体的には、図８の変圧回路２２０は、整流器１０の出力端に接続されたスイッチング素子２２１と、スイッチング素子２２１に直列に接続されたリアクトル２２２と、スイッチング素子２２１とリアクトル２２２との間に接続された逆流防止素子２２３とを有する。そして、コンバータ制御手段４０は、スイッチング素子２２１にスイッチング信号Ｓ１を出力して降圧の制御を行う。

上記実施の形態３のような変圧回路２２０が降圧コンバータである場合であっても、実施の形態１と同様、リアクトル電流ＩＬの脈動を抑制し、電流制御の性能を向上させることができる。このため、スイッチング指令値制御手段４４の制御応答を下げ、キャリア周波数を低減し、電力変換器の損失を低減させ、ノイズを抑制することができる。キャリア周波数を低下することで制御周期が長くなるため、演算速度の遅い安価なマイコンを用いてコストの削減を図ることができる。

実施の形態４．
図９は、本発明に係る電力変換装置を用いた空気調和装置の回路図であり、図９を参照して空気調和装置３００について説明する。なお、図９において、実施の形態１〜３に係る電力変換装置１、１００、２００が適用された場合について例示している。図９の空気調和装置３００は、ヒートポンプ方式により冷房運転及び暖房運転を行うものである。空気調和装置３００は、圧縮機３０１、流路切替器３０２、室外熱交換器３０３、膨張装置３０４、室内熱交換器３０５、流路切替器３０２、そして、圧縮機３０１の順に冷媒配管によって接続され冷媒回路が構成されている。このうち、室外機３００Ａは、電力変換装置１００、圧縮機３０１、流路切替器３０２、室外熱交換器３０３及び膨張装置３０４を備えて構成され、室内機３００Ｂは、室内熱交換器３０５を備えて構成されている。

このうち、圧縮機３０１は、冷媒を圧縮する圧縮要素３０１ａ及び圧縮要素３０１ａに連結されたモータＭを有する。そして、電力変換装置１（１００、２００）は、上記実施の形態１〜３に係る電力変換装置であり、三相交流電源２から電力供給を受け、モータＭに供給して回転駆動させる。

次に、図９で示される空気調和装置の動作について説明する。冷房運転を例に説明する。この際、流路切替器３０２は、圧縮機３０１から吐出された冷媒が室外熱交換器３０３へ向かい、室内熱交換器３０５から流出した冷媒が圧縮機３０１へ向かうように流路を切り替えているものとする。そして、室外熱交換器３０３が凝縮器になり、室内熱交換器３０５が蒸発器になる。

電力変換装置１００によって圧縮機３０１のモータＭが回転駆動することによって、モータＭに連結した圧縮機３０１の圧縮要素３０１ａが冷媒を圧縮し、圧縮機３０１は高温高圧冷媒を吐出する。圧縮機３０１から吐出した高温高圧冷媒は、流路切替器３０２を経由して、室外熱交換器３０３へ流入し、室外熱交換器３０３において外部の空気と熱交換を実施して放熱する。室外熱交換器３０３から流出した冷媒は、膨張装置３０４によって膨張及び減圧され、低温低圧の気液二相冷媒となり、室内熱交換器３０５へ流入し、空調対象空間の空気と熱交換を実施して蒸発し、低温低圧のガス冷媒となって、室内熱交換器３０５から流出する。室内熱交換器３０５から流出したガス冷媒は、流路切替器３０２を経由して、圧縮機３０１に吸入され、再び圧縮される。以上の動作が繰り返される。

なお、図９においては、空気調和機の圧縮機３０１に、実施の形態１〜３に係る電力変換装置を適用した例を示したが、これに限定されるものではなく、空気調和機の他、ヒートポンプ装置、冷凍装置その他の冷凍サイクル装置一般に適用できる。

上記実施の形態４によれば、実施の形態１〜３と同様、キャリア周波数を低減できることで空気調和装置としての効率を改善するだけでなく、安価に構成でき、かつ、信頼性を向上させることができる。

本発明の実施の形態は、上記実施の形態に限定されず、種々の変更を行うことができる。例えば上記実施の形態１において、設定遅延位相が電源周期１周期に設定され、加算器４６ａはスイッチング指令値Ｄ０と１周期分遅延した制御量とを加算する場合について例示しているが、設定遅延位相はこれに限らず、回路構成に伴う遅延量に応じて適宜設定することができる。また、同じ積分器ｍ_０〜ｍ_ｎにおいて、電流偏差の入力と制御量の出力とが同じタイミングで行われるような場合、電流偏差の蓄積が完了したときに制御量が図示しないバッファに格納され、制御量の出力はバッファから出力されるようにしてもよい。

１、１００、２００ 電力変換装置、２ 三相交流電源、１０ 整流器、１１ ダイオード、２０、１２０、２２０ 変圧回路、２１、１２１、２２２ リアクトル、２２、１２２ａ、１２２ｂ、２２３ 逆流防止素子、２３、１２３ａ、１２３ｂ、２２１ スイッチング素子、２５ 平滑コンデンサ、３０ インバータ、４０、１４０、２４０ コンバータ制御手段、４１ 電圧減算器、４２ 電流制御手段、４３ 電流減算器、４４ スイッチング指令値制御手段、４５ 誤差蓄積手段、４５ａ 電流偏差蓄積手段、４５ｂ 位相角算出手段、４５ｃ 入力選択手段、４５ｄ 出力選択手段、４６、１４６ スイッチング制御手段、４６ａ 加算器、４６ｂ、１４６ｄ スイッチング信号出力手段、５１ 電源電圧検出器、５２ 出力電圧検出器、５３ 電流検出器、１２４ 中間コンデンサ、１４１ 中間電圧減算器、１４２ 中間指令値制御手段、１４６ｂ 中間減算器、１４６ｃ 中間加算器、１５４ 中間電圧検出器、３００ 空気調和装置、３００Ａ 室外機、３００Ｂ 室内機、３０１ 圧縮機、３０１ａ 圧縮要素、３０２ 流路切替器、３０３ 室外熱交換器、３０４ 膨張装置、３０５ 室内熱交換器、Ｄ０ スイッチング指令値、Ｄ１、Ｄ１１、Ｄ１２ 加算スイッチング指令値、Ｄｍ 中間スイッチング指令値、ＩＬ リアクトル電流、ＩＬ^＊ 電流指令値、Ｍ 負荷（モータ）、ｍ_０-ｍ_ｎ 積分器、Ｎ 個数、Ｓ１、Ｓ１１、Ｓ１２ スイッチング信号、Ｖｄｃ 変圧回路からの出力電圧、Ｖｄｃ^＊ 電圧指令値、Ｖｉｎ 整流器からの出力電圧、Ｖ_Ｌ リアクトル電圧、Ｖｍ 中間電圧、Ｖｍ^＊ 中間電圧指令値、Ｖｒｓ 電源電圧、θ 電源位相角。

Claims (11)

1. 三相交流電源を整流する整流器と、
   リアクトルとスイッチング素子と逆流防止素子とを有し、前記整流器において整流された電圧を変圧する変圧回路と、
   前記変圧回路の出力電圧を平滑化するコンデンサと、
   三相交流電源の少なくとも１つの線間電圧または相電圧を検出する電源電圧検出器と、
   前記リアクトルを流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、
   前記変圧回路から出力された出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
   前記電源電圧検出器において検出された前記線間電圧または前記相電圧と、前記電流検出器において検出された前記リアクトル電流とに基づいて、前記変圧回路のスイッチング素子を制御するコンバータ制御手段と
   を有し、
   前記コンバータ制御手段は、
   前記出力電圧検出器において検出された出力電圧に基づいて電流指令値を算出する電流制御手段と、
   前記電流制御手段において算出された電流指令値と前記リアクトル電流との電流偏差を算出する電流減算器と、
   前記電流減算器において算出された前記電流偏差からスイッチング指令値を算出するスイッチング指令値制御手段と、
   前記電流減算器において算出された前記電流偏差を異なる電源位相角毎に積算した制御量を生成するものであり、電源電圧の異なる電源位相角毎にそれぞれ設けられた複数の積分器を有する電流偏差蓄積手段と、
   前記電源電圧検出器において検出された前記線間電圧または前記相電圧に基づいて電源位相角を算出する位相角算出手段と、
   前記位相角算出手段において算出された電源位相角に対応する前記積分器に、前記電流偏差を蓄積させる入力選択手段と、
   前記位相角算出手段において算出された電源位相角より設定遅延位相分だけ進めた位相角に対応する前記積分器から前記制御量を出力させる出力選択手段と、
   前記出力選択手段から出力された前記制御量と前記スイッチング指令値とを用いて、前記スイッチング素子に出力するスイッチング信号を生成するスイッチング制御手段と
   を備えた電力変換装置。
2. 前記出力選択手段は、設定遅延位相分として電源電圧の１周期分進めた位相角に対応する前記積分器から前記制御量を出力させるものである請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記出力選択手段は、前記入力選択手段による前記積分器の選択に対し、制御周期の２周期分だけ進めて前記制御量を出力させる前記積分器を選択するものである請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 複数の前記積分器の個数は、電源電圧の周期と制御周期とに基づいて設定される請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記電流制御手段は、比例制御、積分制御もしくは微分制御のうち、いずれかを組み合わせて制御を行うものである請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング指令値制御手段は、比例制御、積分制御もしくは微分制御のうち、いずれかを組み合わせて制御を行うものである請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記変圧回路は、前記整流器の出力端に接続された前記リアクトルと、前記リアクトルに直列に接続された前記逆流防止素子と、前記逆流防止素子と前記リアクトルとの間に接続された前記スイッチング素子とを有する昇圧コンバータである請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記変圧回路は、前記整流器の出力端に接続された前記リアクトルと、前記リアクトルに直列に接続された２つの前記逆流防止素子と、２つの前記逆流防止素子と前記リアクトルとの間に接続された２つの前記スイッチング素子と、２つの前記逆流防止素子の間と２つの前記スイッチング素子の間とに接続された中間コンデンサとを有するマルチレベルコンバータである請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記中間コンデンサの電圧を中間電圧として検出する中間電圧検出器をさらに有し、
   前記コンバータ制御手段は、
   前記中間電圧検出器において検出された中間電圧に基づいて、中間スイッチング指令値を算出する中間指令値制御手段をさらに備え、
   前記スイッチング制御手段は、前記制御量と前記スイッチング指令値と前記中間スイッチング指令値を用いて、前記スイッチング素子に出力するスイッチング信号を生成するものである請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記変圧回路は、前記整流器の出力端に接続された前記スイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続された前記リアクトルと、前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に接続された前記逆流防止素子とを有する降圧コンバータである請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置から電力が供給される圧縮機、凝縮器、膨張装置及び蒸発器が冷媒配管により接続された冷媒回路と
    を備えた空気調和装置。

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