JP6970871B2 - モータ駆動装置および、これを用いた冷蔵庫 - Google Patents

Description

本発明はインバータ制御によりブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置および、これを用いた冷蔵庫に関するものである。

従来この種のモータ駆動装置は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の矩形波１２０度通電を基本としてブラシレスＤＣモータを駆動し、ＰＷＭ制御のオンデューティが１００％となったとき通電区間を１２０度以上に広げることで、高速・高負荷駆動領域を拡張している（例えば特許文献１参照）。

図９は特許文献１に記載されたモータ駆動装置を示すものである。図９に示すように、インバータ回路３を構成する、各スイッチング素子３ａから３ｆが、オフからオンに移行する際、オンタイミング制御手段１０３により進角制御を行い、オンからオフに移行する際は、オフタイミング制御手段１０４で進角制御を行わないことで、オーバーラップ通電を行う。

またモータ駆動電力が目標電力値となるように導通角と進み角およびインバータ入力直流電圧を制御して高出力、高回転を可能としつつ低損失化している（例えば特許文献２参照）。図１０は特許文献２に記載されたモータ駆動装置を示すものである。図１０に示すようにブラシレスＤＣモータの駆動制御手段２０１は、駆動電力を検出する電力検出手段２０２と、インバータの駆動信号パターンの生成とインバータ入力電圧を設定する通電パルス信号生成制御手段２０３を有し、駆動電力が目標設定電力値に一致するように、インバータ入力電圧値と通電角および進角を制御する。

特開２００６−５０８０４号公報 特開２００８−１６７５２５号公報

しかしながら上記特許文献１の構成では、スイッチング素子のターンオンを早くしてブラシレスＤＣモータへの電力供給区間を１２０度以上に広げることで高負荷・高速駆動領域を拡張することは可能であるが、ＰＷＭ制御を行うためスイッチング素子のオン／オフに伴う損失が発生する。さらにＰＷＭ制御による高周波スイッチングはモータ鉄損の増加が伴うという課題を有していた。

また、上記特許文献２に記載の構成では、ブラシレスＤＣモータの通電角増減により速度制御を行うため、速度制御が可能なタイミングは通電角を変更する転流時（例えば４極モータの場合１回転中に１２回）に限られる。従って、外乱により急激にインバータ入力電圧が変動（特に上昇）した場合、応答性が遅れ、電圧の過剰印加による大幅な遅れ位相状態によるブラシレスＤＣモータの脱調停止や、脱調時における大電流の発生で、回転子の永久磁石の減磁破損といった信頼性上の課題を有していた。

本発明は前記従来の課題を解決するものであり、モータ駆動装置の低損失化による機器の高効率化と、信頼性の向上を図ることを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給する６個のスイッチング素子で構成されるインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、前記インバータの出力電圧を前記インバータのスイッチング素子を高周波数でオン／オフを行うことで前記ブラシレスＤＣモータ供給する電圧を調整するＰＷＭ制御手段と、ＰＷＭ制御による前記インバータのスイッチング素子のオン時間の時比率が最大となるように前記ブラシレスＤＣモータの３相巻線の通電相を決める通電相制御手段と、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力を直流電圧にする平滑回路と、前記整流回路の整流方式を全波整流と倍電圧整流に切り替える切換え手段を有し、前記切換え手段により前記整流回路の整流方式が全波整流から倍電圧整流に切り替えたとき、前記ＰＷＭ制御手段は、前記スイッチング素子のオン時間の時比率を下げるようにしている。

これにより安定した駆動状態ではＰＷＭ制御のオン時間の時比率は１００％となりインバータのスイッチング損失が大幅に低減できる。さらにＰＷＭ制御による高周波電流も大幅に抑制でき、モータ鉄損も低減できる。また入力電圧が大きく上昇した場合、ＰＷＭ制御のオン時間の時比率を下げることで、モータ印加電圧の急激な上昇を抑え、過剰な電圧印加による脱調および大電流の発生を抑制することができる。
また、ブラシレスＤＣモータの低速・低負荷での駆動では全波整流入力でインバータ損失を抑制した高効率駆動、高速・高負荷時は倍電圧入力による高出力駆動と、駆動状態に応じた最適な駆動が可能となる。更に、全波整流から倍電圧整流への切り替えに伴う急峻な入力電圧の上昇に対しても、ブラシレスＤＣモータの脱調停止、過電流による減磁、あるいは急激なブラシレスＤＣモータの速度変動を抑制でき、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することができる。

本発明のモータ駆動装置は、インバータとブラスレスＤＣモータの損失低減で高効率化を図るとともに、入力電圧の変動時も安定した駆動ができ高い信頼性を確保するものである。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図 （ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明の実施の形態１における各部の波形とタイミングチャート図 スイッチング素子オフタイミング調整制御開始判定フローチャート図 ＰＷＭ制御からオフタイミング調整制御への移行フローチャート図 インバータ入力電圧上昇時の動作フローチャート図 オフタイミング調整制御の動作を示すフローチャート図 （ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれブラシレスＤＣモータの端子電圧波形を示す図 ブラシレスＤＣモータの相電流波形を示す図 特許文献１のモータ駆動装置のブロック図 特許文献２のモータ駆動装置の制御ブロック図

第１の発明は、ブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給する６個のスイッチング素子で構成されるインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、前記インバータの出力電圧を前記インバータのスイッチング素子を高周波数でオン／オフを行うことで前記ブラシレスＤＣモータ供給する電圧を調整するＰＷＭ制御手段と、ＰＷＭ制御による前記インバータのスイッチング素子のオン時間の時比率が最大となるように前記ブラシレスＤＣモータの３相巻線の通電相を決める通電相制御手段と、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力を直流電圧にする平滑回路と、前記整流回路の整流方式を全波整流と倍電圧整流に切り替える切換え手段を有し、前記切換え手段により前記整流回路の整流方式が全波整流から倍電圧整流に切り替えたとき、前記ＰＷＭ制御手段は、前記スイッチング素子のオン時間の時比率を下げるようにしている。
これにより安定した駆動状態ではスイッチング素子の高周波でのオン／オフ動作が行われないので、インバータのスイッチング損失とモータの鉄損が大幅に低減でき、さらに入力電圧が大きく上昇した時、ＰＷＭ制御のオン時間の時比率を下げることで、モータ印加電圧の急激な上昇を抑え、過剰な電圧印加による脱調および大電流の発生を抑制できるので、高効率で高信頼性のモータ駆動装置を提供できる。
また、ブラシレスＤＣモータの低速・低負荷での駆動では全波整流入力でインバータ損失を抑制した高効率駆動、高速・高負荷時は倍電圧入力による高出力駆動と、駆動状態に応じた最適な駆動が可能となる。更に、全波整流から倍電圧整流への切り替えに伴う急峻な入力電圧の上昇に対しても、ブラシレスＤＣモータの脱調停止、過電流による減磁、あるいは急激なブラシレスＤＣモータの速度変動を抑制でき、信頼性の高いモータ駆動装置を提供することができる。

第２の発明は、第１の発明のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータが、冷凍サイクルの圧縮機を駆動するものである。これにより本発明のモータ駆動装置によって圧縮機のＣＯＰを向上することが出来、高効率かつ高信頼性の冷凍サイクルを提供できる。

第３の発明は、第１または第２の発明のモータ駆動装置により駆動される圧縮機を有する冷蔵庫である。これにより高効率高信頼性の冷凍サイクルにより、低消費電力で信頼性の高い冷蔵庫が提供できる。更に高周波スイッチングに伴う高周波数帯域の騒音が抑制され冷蔵庫の静音化が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるわけではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。

図１において、交流電源１は一般的な商用電源であり、日本国内の場合実効値１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである。コンバータ回路２は交流電源１を直流電圧に変換する。図１におけるコンバータ回路２は４個のダイオードをブリッジ接続した整流回路２ａとコンデンサによる平滑回路２ｂ、出力電圧を切換えるスイッチ部２ｃで構成することで、出力電圧を倍電圧整流と全波整流の２段階に切り替える構成としている。

インバータ回路３は６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆで構成され、本実施の形態１ではＭＯＳＦＥＴを用いる。そして、各スイッチング素子を３相ブリッジ接続し、任意のスイッチング素子のオン／オフを切り替えることで、入力直流電圧を３相交流電圧に変換する。

ブラシレスＤＣモータ４は３相巻線を有する固定子と永久磁石を有する回転子により構成され、インバータ回路３からの３相交流電力により駆動される。

位置検出手段５はブラシレスＤＣモータ４の磁極位置を検出するものであり、本実施の形態１ではモータ端子電圧から、回転子の回転により固定子巻線に発生する誘起電圧の位相（ゼロクロスポイント）を検出する方式としている。ただし、ホールＩＣ等の位置センサを用いる方法や、電流センサ等による電流検出方法等でも構わない。

速度検出手段６は位置検出手段５の出力信号からブラシレスＤＣモータ４の駆動速度を検出するものであり、本実施の形態１ではブラシレスＤＣモータ４の回転子の回転により固定子巻線に生じる誘起電圧のゼロクロス周期を基に算出する。

速度誤差検出手段７は、速度検出手段６により得たブラシレスＤＣモータ４の駆動速度と目標速度との差を検出する。

通電相制御手段８は位置検出手段５からの信号を基に、前記ブラシレスＤＣモータ４の固定子巻線に電気角９０度以上１５０度以下の通電角範囲で電力を供給する相を設定する。また通電相制御手段８はスイッチング素子３ａ〜３ｆをターンオンおよびターンオフするタイミングを設定するオンタイミング制御部９と、オフタイミング制御部１０とを有しているため、インバータ回路３のスイッチング素子のオン、オフのそれぞれのタイミングを個別に設定することができる。

ＰＷＭ制御手段１１は、インバータ回路３の３相交流出力をＰＷＭ制御で調節し、ブラシレスＤＣモータ４が目標速度で駆動するように制御する。ここで『ブラシレスＤＣモータ巻線への電力を供給する電気角最小値の２倍から電気角１２０度を引いた値』を『電気角１２０度』で除した値より大きいＰＷＭオン時間時比率で駆動している場合、ＰＷＭ制御手段１１はオン時間の時比率が最大値（１００％）となるようにオフタイミング制御部１０はスイッチング素子のターンオフタイミングを早く行っていく。具体的には、各スイッチング素子のオン区間の最小値が９０度の場合、（９０度×２−１２０）÷１２０＝５０［％］となり、ＰＷＭオン時間比率が５０％以上で駆動している場合、オン時間比率１００％となるように、スイッチング素子のオフタイミングを早く行うようにしていく。

ターンオフタイミングの変更は、ブラシレスＤＣモータ４の動作状態への急激な変化を防ぐため、徐々に早めて行くことが望ましいが、１度の制御周期で行っても特に問題ない。尚、ＰＷＭ制御手段１１によるオン時間時比率調整でのブラシレスＤＣモータ４の速度制御は、先述したＰＷＭ制御のオン時間時比率以下で駆動している場合に限られるため、起動時や、低速駆動時、低負荷駆動時、および倍電圧入力時における、比較的低負荷、低速駆動時に行われる。それ以外の安定した駆動状態では、ＰＷＭ制御手段１１はオン時間時比率が１００％となるように、通電相制御手段８によるスイッチング素子のオフタイミングを調整してブラシレスＤＣモータ４の速度制御を行う。

波形合成手段１２はＰＷＭ制御手段１１により生成したＰＷＭ信号と通電相制御手段８により生成した信号を合成し、合成した信号を基にドライブ手段１３によりインバータ回路３の各スイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ状態にして、生成した任意の３相交流電圧をブラシレスＤＣモータ４に供給し駆動する。

電圧検出回路１４は、直列に接続した複数の抵抗を平滑回路の出力部に接続し、任意の抵抗の両端電圧を取り出すようにしている。入力電圧検出手段１５は電圧検出回路１４から取り出した電圧からインバータ回路３の入力電圧を検出し、ＰＷＭ制御手段１１に入力する。

ＰＷＭ制御手段１１は入力電圧が急峻に変動（特に上昇）したことを検出したとき、その電圧の上昇率に応じて、ＰＷＭ制御によるインバータ回路３のスイッチング素子のオン時間の時比率を設定（電圧上昇時は時比率を下げる）し、波形合成手段１２に出力する。すなわち、インバータ入力電圧が急激に上昇したとき、ブラシレスＤＣモータの入力電圧が大きく変化しないように、ＰＷＭ制御のオン時間時比率が瞬時に下げられ、任意の通電角でＰＷＭ制御により駆動が行われる。以降、通電相制御手段８のオフタイミング制御部１０により、ＰＷＭ制御のオン時間時比率が１００％となるように、スイッチング素子のオフタイミングが進めていく。

なお、インバータ回路３への入力電圧が急激に低下した場合、ＰＷＭ制御を行っているときは入力電圧の低下度合いに応じて、ＰＷＭ制御のオン時間時比率を増加して、ブラシレスＤＣモータ４の入力電圧の変化を抑制することも可能であるが、時比率１００％で駆動している場合は対応することはできない。しかしながら、瞬時停電等で入力電圧が急激に低下した場合は、平滑回路２ｂに蓄積された電荷からブラシレスＤＣモータ４に電力が供給されるため、急激な電圧低下は回避される。したがって、電圧の急激な低下によるブラシレスＤＣモータ４の脱調は発生しにくく、入力電圧変化を抑制することは特に必要でない。

圧縮要素１６は、ブラシレスＤＣモータ４の回転子の軸に接続され、冷媒ガスを吸入し、圧縮して吐出する。このブラシレスＤＣモータ４と圧縮要素１６とを同一の密閉容器に収納し、圧縮機１７を構成する。圧縮機１７で圧縮された吐出ガスは、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を通って圧縮機１７の吸い込みに戻るような冷凍空調システムを構成し、凝縮器１８では放熱、蒸発器２０では吸熱を行うので、加熱や吸熱を行うことができる。尚、必要に応じて凝縮器１８や蒸発器２０に送風機などを使い、熱交換をさらに促進することもある。また本実施の形態１では、冷凍空調システムは冷蔵庫２１の冷凍サイクルとして用い、蒸発器２０は断熱壁２２で囲われた食品貯蔵室２３内を冷却するために用いる。

以上のように構成されたモータ駆動装置について以下その動作と作用を説明する。

図２は本実施の形態１におけるモータ駆動装置のタイミングチャート図である。図２（ａ）は一般的な１２０度通電での駆動波形およびタイミング図であり、（ｂ）はオフタイミング制御部１０によりスイッチング素子のオフタイミングを調整してブラシレスＤＣモータ４を駆動したときの波形とタイミングを示している。ブラシレスＤＣモータ４の回転により発生する誘起電圧をＥ、端子電圧をＶｕとして示している。両波形ともＵ相のみを示しているが、Ｖ相およびＷ相波形はそれぞれ位相が１２０度ずれた同形状の波形となっている。高圧側に接続したスイッチング素子３ａ、３ｂ、３ｃの駆動信号をＵ＋、Ｖ＋、Ｗ＋として示し、低圧側接続のスイッチング素子３ｄ、３ｅ、３ｆの駆動信号はそれぞれの高圧側ＳＷ素子の駆動信号から１８０度位相がずれた波形となる。

固定子巻線の通電相の切換えタイミング（図示せず）を図るために、回転子磁極相対位置検出に誘起電圧のゼロクロスポイントを位置信号として検出する。ゼロクロスポイントの検出は当該相巻線への電圧印加がされていない（図２に示すＵ相では、スイッチング素子３ａ、３ｄの両方がオフとなる）区間（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４）に現れる誘起電圧とインバータ入力電圧Ｖｄｃの１／２との大小関係が反転するポイント（Ｐ１、Ｐ２）を検出する。よって電気角１周期あたり各相２回、３相合計で６回、電気角６０度毎に位置信号が発生する。

図２（ａ）に示す１２０度通電におけるスイッチング素子（高圧側接続の３ａ、３ｂ、３ｃ）の通電パターン（Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋）を見ると、位置検出後（Ｐ１）電気角３０度後にＷ＋のオフと同時にＵ＋（スイッチング素子３ａ）をオンすることで、電気角３６０度全範囲で常に３相いずれかの巻線が通電される。一方、図２（ｂ）では位置検出（Ｐ１）後、電気角３０度経過する前にＷ＋（スイッチング素子３ｃ）をオフにしたのち、電気角３０度後にＵ＋をオンするようにしている。

Ｃ１〜Ｃ４区間で誘起電圧が現れるのは他相のスイッチング素子がオンしている、即ちＰＷＭ制御のオン期間のみである。従って、スイッチング素子のターンオフは、ターンオンより早く行い、ブラシレスＤＣモータ４への電力供給区間を短くしている。これにより固定子巻線の電力供給区間が短くなり、ＰＷＭ制御によるオン・オフ回数が少なくなるので、インバータ回路３の損失が抑制できる。更に、電力供給区間を短くすることで、ＰＷＭ制御のオン時間が長くなり、位置検出信号の取得可能期間が長くなるので、位置検出精度が向上することになる。

さらに、スイッチング素子をオフするタイミングは位置検出直後から、位置検出後電気角３０度経過（位置検出Ｐ１に対して区間Ａ１の範囲）後までとして、当該位置検出（Ｐ１）で確実に転流可能な範囲且つ、誘起電圧に対して進み位相となるようにして、遅れ位相によるトルク低下が発生しないように考慮している。

このようにスイッチング素子（３ａ〜３ｆ）のオフタイミングを位置検出直後から３０度以内とすることで、３相巻線への電力供給区間を９０度以上１２０度以下に調節して、電力供給休止区間（Ａ１、Ａ２、Ａ３）が短いほど大きな進角Ｂ（電力無供給区間の電気角の１／２）が自動的に付加されるようになる。これにより、モータトルクが増加し電力無供給区間があるにもかかわらず脱調等の無い安定した駆動が可能となる。

負荷の増加等によりスイッチング素子のオフタイミングが位置検出後３０度となったときが、１２０度通電で駆動可能な最大負荷である。この時オフタイミングを位置検出後３０度の位置に固定し、ＰＷＭ制御のオン時間時比率を１００％とした状態で、オンタイミングを最大３０度まで進める（即ち位置検出信号取得と同時に転流）ことで１５０度まで通電角を広げることができる。このときブラシレスＤＣモータ４の入力電流は最大１７％程度増加し、駆動領域の拡張が可能となる。

次にスイッチング素子のオフタイミング調整動作について、フローチャートを用い、その動作を説明する。

図３はスイッチング素子のオフタイミング制御の開始を判断するフローチャート図である。図３において、まずＳ１１において、ＰＷＭ制御手段１１で生成したスイッチング素子のオン時間時比率が所定値より大きくなっているかを確認し、所定値より大きい場合はＳ１２に進みオフタイミング調整制御を開始し、所定値より小さい場合はＰＷＭ制御を行うようにする。オン時間時比率の所定値の設定は、本実施の形態１では各スイッチング素子の最低オン区間を電気角９０度としているため、｛（９０度×２）−１２０度｝／１２０度から５０％としているが、用途により適正な任意の値を選定する。

このようにスイッチング素子のオフタイミング調整制御の開始を所定のＰＷＭオン時間時比率以上の時としてＰＷＭ制御と併用することで、起動時等の極端に駆動速度が低い場合や、低速駆動時で非常に負荷が低い場合、倍電圧入力時で比較的負荷が軽い時や低速時などで、巻線への電力供給区間が極端に短くなることによる起動の失敗や不安定な運転状態、あるいは極端なトルク低下等を防止し、あらゆる負荷条件でも安定した駆動ができるようにしている。

図４はＰＷＭ制御からオフタイミング調整への移行を示すフローチャート図である。図３に示したフローにより、オフタイミング調整制御の開始を決定したとき、Ｓ２１においてスイッチング素子のオフタイミングを任意の時間早く行い、Ｓ２２でＰＷＭ制御により速度制御を行う。オフタイミングを早くすることで、ブラシレスＤＣモータ４への電力供給区間が短くなっていくため、ＰＷＭ制御によるオン時間の時比率は増加することになる。Ｓ２３でＰＷＭ制御によるオン時間時比率が１００未満であるときＳ２１に戻りその動作を続ける。Ｓ２３でオン時間時比率が１００％に到達した時、Ｓ２４に進みオン時間時比率を１００％の状態を保持して、以降はＳ２５でスイッチング素子のオフタイミングの調整でブラシレスＤＣモータ４が目標速度で駆動するように速度制御を行う。さらに、スイッチング素子のオフタイミングが位置検出後３０度（即ち１２０度通電状態）となったときは、オンタイミングを位置検出直後から位置検出後３０度までの間で調整を行うオンタイミング制御を行い、ブラシレスＤＣモータの駆動可能領域を拡張し、目標速度で駆動する。

ここでインバータ回路３への入力電圧が急激に上昇した場合の動作について説明する。これは商用電源に瞬時停電が生じたことでインバータ回路３の入力電圧低下状態からの復帰時や、コンバータ回路２の整流方式が全波整流から倍電圧整流に切り替わった瞬間を想定している。

図５は本発明の実施の形態１におけるインバータ回路３への入力電圧が大きく上昇した場合の動作フローチャートであり、図１と合わせてその動作を説明する。

まずＳ３１において入力電圧検出手段１５は電圧検出回路１４から取得した電圧からインバータ回路３の入力電圧を検出する。次にＳ３２においてＰＷＭ制御手段１１は、インバータ回路３の入力電圧が前回検出値より規定値以上上昇していないかを確認し、規定値以上の上昇が無い場合はＳ３５で今回の検出値を前回値として格納し処理を抜ける。

一方Ｓ３２で電圧上昇が大きいと判断した場合Ｓ３３において、検出した入力電圧に応じたＰＷＭ制御のオン時間時比率を計算する。本発明の実施の形態１でのオン時間時比率計算は、電圧変動が生じる前後でブラシレスＤＣモータ４の印加電圧を等しくするように、「オン時間時比率［％］＝（前回検出電圧［Ｖ］／今回検出電圧［Ｖ］）×１００」として算出し、ＰＷＭ制御手段１１は、Ｓ３４で算出したオン時間時比率でＰＷＭ波形を出力したあと、Ｓ３５で今回の検出値を前回値として格納する。

このようにインバータ回路３への入力電圧が急激に上昇した時、インバータ回路３への入力電圧の変化前後でのブラシレスＤＣモータ４への入力電圧が同等となるようなＰＷＭ制御のオン時間時比率を瞬時に計算し出力することで、ブラシレスＤＣモータへの入力電圧の急激な変化を抑制し、脱調および回転子永久磁石の減磁の原因となる過電流の発生を防止している。

また、インバータ回路３への入力電圧を全波整流から、倍電圧整流に変更して、ブラシレスＤＣモータ４の出力範囲を拡張する際においても、ブラシレスＤＣモータ４を一旦停止することなく切換えることが出来るので、非常に使い勝手の良いモータ駆動装置を提供できる。

なお、入力電圧の検出周期は、電圧変動に対する応答性を良くするために、ＰＷＭタイマ周期で行うことが一番好ましいが、使用するプロセッサの計算能力やＡ／Ｄ変換速度などを考慮して設定する。

次にスイッチング素子のオフタイミング調整制御への移行後のブラシレスＤＣモータの速度制御について図１および図６を用いてその動作を説明する。

図６は本実施の形態１のスイッチング素子のオフタイミング調整制御の動作フローチャート図である。図６においてまずＳ４１において、速度検出手段６で検出したブラシレスＤＣモータ４の駆動速度と目標速度との偏差を速度誤差検出手段７で検出し、目標速度より早い場合はＳ４２に進む。Ｓ４２では、ＰＷＭ制御手段１１でのオン時間時比率１００％を保持して、オフタイミング制御部１０によりオフタイミングを早くすることが可能か否かを判断し、可能であればスイッチング素子のオフ時間を早めることで巻線への電力供給区間を減じてブラシレスＤＣモータ４の速度が低下するように速度制御を行い（Ｓ４３）、不可能であればＰＷＭ制御手段１１におけるＰＷＭ制御を併用する（Ｓ４４）。本実施の形態１において、オフタイミングを早くすることが可能か否かの判断は、スイッチング素子のオフタイミングが位置検出後すぐである場合はこれ以上タイミングを早めることが出来ないと判断する。本実施の形態１では進角を０度としているので固定子巻線への最低電力供給区間は電気角９０度となる。

ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が目標速度より遅いと判断（Ｓ４５）した時Ｓ４６に進み、スイッチング素子のオフが位置検出から電気角３０度経過するまでに行われているかを判断する。オフタイミングが電気角３０度経過より前に行われている場合Ｓ４７に進みスイッチング素子のオフタイミングを遅らせて、ブラシレスＤＣモータの巻線への電力供給区間を増やし、駆動速度が上昇するように速度制御を行う。Ｓ４６でオフスイッチング素子のオフタイミングが電気角３０度経過位置である場合はＳ４８に進む。Ｓ４８ではこれ以上スイッチング素子のオフタイミングを遅らせた場合、誘起電圧に対して印加電圧位相が遅れ位相となり、モータトルクの低下およびこれに伴う脱調等の可能性があるため、オンタイミングを早めることで巻線への電力供給区間を増やしてブラシレスＤＣモータの駆動速度が上昇するように速度制御を行う。

本実施の形態１では、オンタイミングを早める上限は位置検出直後までとして、このときの巻線への最大電力供給区間は電気角１５０度となり、このときブラシレスＤＣモータの電流は約１７％増加し、出力範囲も拡張することができる。

なお、駆動速度が目標速度と等しい場合はＳ４５にて制御を抜けることになる。

また、本実施の形態１では進角を０度としているため、電気角１２０度通電でスイッチング素子のオフタイミングとオンタイミングが位置検出後３０度のタイミングで一致して行われることになる。固定子内部に永久磁石が埋め込まれたＩＰＭモータでは、最適な駆動実現のためには最適な進角を設ける必要がある。従ってＩＰＭモータ等、あらゆるモータを最適に駆動出来るように、スイッチング素子のオフタイミング調整範囲は、位置検出直後から、位置検出タイミングから「（電気角３０度）−（進角）」まで経過した位置。スイッチング素子のオンタイミングは、位置検出タイミングから「（電気角３０度）−（進角）」だけ経過したタイミング（例えば進角１０度の場合、ターンオフは位置検出から電気角２０度経過までの範囲で調整し、ターンオンは位置検出後電気角２０度後）で行い、かつ位置検出からターンオフまでの電気角と、位置検出からターンオンまでの電気角の和を６０度以下として、ターンオフをターンオンより電気角０度から３０度までの任意の範囲で調整できるようにして、位置検出から電気角３０度までの間で進角とオン・オフのタイミングを自由に設定可能としている。

尚、進角を付加したときの各スイッチング素子のオン区間は電気角で「９０度＋進角」から１２０度の範囲で調整されることになる。

さらにブラシレスＤＣモータ４を高速・高負荷で駆動する場合は、ターンオフタイミングを位置検出から「（電気角３０度）−（進角）」経過したタイミングとして、ターンオンタイミングを位置検出直後から、位置検出から「電気角３０度−進角」だけ経過したタイミングの範囲で調整することで各スイッチング素子のオン区間を電気角１２０度から「電気角１５０−進角」の範囲で調整できる。

従って、スイッチング素子のターンオン、ターンオフタイミングの調整により電気角９０度から１５０度までの範囲（進角０度の時）でブラシレスＤＣモータへの電力供給区間を調整できることになり、低速・低負荷の駆動から高速・高負荷の駆動まで幅広い負荷・速度状態での駆動に対応可能である。

次に本実施の形態１におけるブラシレスＤＣモータの端子電圧について図６を用いて説明する。図７（ａ）および（ｂ）は図２（ａ）における区間Ｃ１、Ｆ１を示し、図７（ｃ）および（ｄ）は図２（ｂ）における区間Ｃ３，Ｆ２を示している。

図７（ａ）、（ｂ）に示すように１２０度通電のＰＷＭ制御での波形を示す図２（ａ）は高周波のＰＷＭキャリア周波数成分（周期ｆ）が重畳されている。また図７（ａ）に示すようにＣ１区間では、ＰＷＭ制御がオンした瞬間にモータ巻線や浮遊容量等の影響によるリンギングノイズ成分も重畳する。Ｃ１区間はブラシレスＤＣモータの端子電圧Ｖｕとインバータ入力電圧の１／２を比較して、その大小関係が反転するポイントをブラシレスＤＣモータの誘起電圧のゼロクロス点（Ｐ点）として検出するが、リンギングノイズ成分によりＰｘ点と誤検出してしまう。この位置検出ズレは、ブラシレスＤＣモータの駆動速度の脈動や振動、騒音の増大、駆動効率の低下などの原因となる。

一方で図７（ｃ）に示すように、ＰＷＭ制御のオン時間時比率を１００％とした場合、端子電圧Ｖｕには誘起電圧波形が現れ、正確なゼロクロスポイント（Ｐ点）での位置検出が可能であり、低騒音、低振動、低損失な安定した駆動が実現できる。

また区間Ｆ１区間では、図７（ｂ）に示すようにＰＷＭ制御による高周波でのスイッチング素子のオン・オフに伴うスイッチング損失が発生するが、図７（ｄ）に示すようにオン時間時比率１００％の駆動ではスイッチング動作は行われないためスイッチング損失は発生せず、回路損失の低減による高効率化が実現できる。

さらにブラシレスＤＣモータに流れる電流を図８に示す。図８（ａ）は１２０度通電によるＰＷＭ制御での波形であり、ＰＷＭ制御でのスイッチング素子のオン・オフに伴う高周波電流成分が重畳していることが分かる。この高周波電流成分はモータ鉄損の原因となる一方、図８（ｂ）に示すＰＷＭ制御のオン時間時比率１００％での運転では高周波電流成分の発生はないため、モータ損失の低減によるモータ駆動装置の高効率化が図れる。

以上のように構成したモータ駆動装置で圧縮機を駆動する冷却システムを持つ冷蔵庫について説明する。

近年の冷蔵庫は、真空断熱材の採用など断熱技術の向上により、外部からの熱侵入が非常に少なくなっている。このため扉開閉が頻繁に行われる朝夕の家事時間帯を除けば、１日の大半で冷蔵庫内は安定した冷却状態にあり、圧縮機は冷凍能力を下げた低速・低負荷での駆動が行われている。従って、冷蔵庫の消費電力を削減するためには、圧縮機すなわちブラシレスＤＣモータの低速・低出力時の駆動効率を上げることが非常に有効である。

本発明の実施の形態１では、ブラシレスＤＣモータが低速・低負荷で駆動している状態において、ＰＷＭ制御による高周波のオン・オフ制御を行わず、ＰＷＭオン時間時比率を１００％となるように、スイッチング素子のオンまたはオフタイミングを調整しながらブラシレスＤＣモータの駆動速度制御を行う。これによりインバータ回路３はＰＷＭ制御によるスイッチングロスの発生が無くインバータの回路効率を大幅に向上することが出来る。

本実施の形態１では、インバータ回路３のスイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴを用いている。ＭＯＳＦＥＴはその構造的特徴から、オン時の出力電流の経路にＰＮ接合を持たないため、特に低電流出力時におけるオン時の損失は、ＩＧＢＴ等の他のパワーデバイスと比較して非常に低くなる。

先述したように冷蔵庫は１日の大半で低速・低負荷での駆動がされているためブラシレスＤＣモータに流れる電流が低い。従って、本発明のモータ駆動装置を冷蔵庫の圧縮機に用いるとき、インバータ回路３のスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いることは、冷蔵庫の消費電力の低減に非常に有効となる。

また、ＰＷＭ制御によるオン・オフ制御を行わないことでブラシレスＤＣモータの巻線電流には高周波電流成分が無く、モータ鉄損を大幅に抑制できモータ効率の向上が図れる。

さらにＰＷＭ制御は一般的に１ｋＨから２０ｋＨｚ程度のＰＷＭ周波数でのスイッチング動作が行われ、この周波数成分が騒音として発生する。冷蔵庫は昼夜にかかわらず１日中運転しているため、静音設計は非常に重要である。本実施の形態１のモータ駆動装置は、オン時間の時比率が１００％であり、ＰＷＭ制御に起因する騒音の発生が無いため、冷蔵庫の静音設計に非常に有効である。また、冷蔵庫は圧縮機が一旦停止した場合、圧縮機の機械部の信頼性の観点から、低圧側と高圧側の圧力差が平衡するまで再起動を遅延する必要があるが、ブラシレスＤＣモータの入力電圧が急上昇したときも、停止することなく安定した駆動を継続できるので、圧縮機停止による庫内温度の上昇もなく、安定した冷却状態を保つことができる。

さらに冷蔵庫の負荷増大に伴い、高速駆動により冷凍能力を上げた運転を行いたい場合も、ブラシレスＤＣモータの入力電圧を、圧縮機の停止による庫内冷却のロス無く、切換えることが出来る。

以上のように本発明にかかるモータ駆動装置は、モータ駆動装置の回路損失の低減およびモータ効率の向上、高信頼性、駆動騒音と振動の低減が可能となるため、冷蔵庫、エアコン、洗濯機、ポンプ、扇風機、ファン、電気掃除機など、ブラシレスＤＣモータを用いたあらゆる機器にも適用できる。

３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
５ 位置検出手段
８ 通電相制御手段
１１ ＰＷＭ制御手段
１７ 圧縮機
２１ 冷蔵庫

Claims (3)

1. ブラシレスＤＣモータと、前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給する６個のスイッチング素子で構成されるインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの回転子の回転位置を検出する位置検出手段と、前記インバータの出力電圧を前記インバータのスイッチング素子を高周波数でオン／オフを行うことで前記ブラシレスＤＣモータ供給する電圧を調整するＰＷＭ制御手段と、ＰＷＭ制御による前記インバータのスイッチング素子のオン時間の時比率が最大となるように前記ブラシレスＤＣモータの３相巻線の通電相を決める通電相制御手段と、前記インバータの入力電圧を検出する入力電圧検出手段と、交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力を直流電圧にする平滑回路と、前記整流回路の整流方式を全波整流と倍電圧整流に切り替える切換え手段を有し、前記切換え手段により前記整流回路の整流方式が全波整流から倍電圧整流に切り替えたとき、前記ＰＷＭ制御手段は、前記スイッチング素子のオン時間の時比率を下げることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記ブラシレスＤＣモータは、冷凍サイクルの圧縮機を駆動することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 請求項１または２に記載のモータ駆動装置により駆動される圧縮機を有する冷蔵庫。

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