JP6536460B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ制御によりインバータを制御するインバータ制御装置に関する。

従来、ＰＷＭ制御によりインバータを制御するインバータ制御装置において、搬送波周波数を拡散し、電磁音による騒音を低減する技術が知られている。例えば特許文献１、２に開示されたＰＷＭインバータの制御装置は、下式により、基本搬送波周波数Ｆｃ０に、最大変動分ΔＦｃと係数ｋ１とを乗じて得られる拡散周波数（ΔＦｃ×ｋ１）を加算して搬送波周波数Ｆｃを算出する。
Ｆｃ＝Ｆｃ０＋ΔＦｃ×ｋ１
ここで、基本搬送波周波数Ｆｃ０は、電圧指令に応じて演算される。最大変動分ΔＦｃは予め設定された定数である。係数ｋ１は、「−１」から「＋１」までの範囲でランダムに変化するテーブルデータとして規定されており、全データの平均値が約０である。

特許第４９７４４５７号公報 特許第５１２１８９５号公報

特許文献１、２の従来技術では、基本搬送波周波数Ｆｃ０が一定とすると、拡散周波数の変動分がそのまま搬送波周波数Ｆｃの変動分となる。また、係数ｋ１の変化はランダムに設定されており、仮に係数ｋ１が下限の「−１」から上限の「＋１」まで一気に変化すると、搬送波周波数Ｆｃは、最大変動分ΔＦｃの２倍の差分について急激に変化する。
したがって、搬送波周波数Ｆｃを十分に拡散させるために最大変動分ΔＦｃを比較的大きく設定すると、係数ｋ１の変化量によっては、インバータの出力電圧が急変し、制御が不安定になるおそれがある。一方、最大変動分ΔＦｃを比較的小さく設定すると、搬送波周波数Ｆｃが十分に拡散されず、電磁音による騒音を低減することができない。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、制御安定性を向上させ、且つ、電磁音による騒音を低減するインバータ制御装置を提供することにある。

本発明のインバータ制御装置は、電源（１１）から入力される直流電力を複数のスイッチング素子（３１−３６）の動作により交流電力に変換するインバータ（３０）を制御する装置である。このインバータ制御装置は、電圧指令演算部（５８０）と、ＰＷＭ信号生成部（６６）と、搬送波周波数設定部（６７）とを備える。
電圧指令演算部は、インバータに指令する電圧ベクトルを演算する。
ＰＷＭ信号生成部は、インバータが出力する電圧波形を特定する方式として、相電圧と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を生成する。搬送波周波数設定部は、ＰＷＭ信号生成部が用いる搬送波の周波数（Ｆｃ）を設定する。

搬送波周波数設定部は、基礎周波数調整部（６８）と、拡散周波数調整部（６９）とを有する。
基礎周波数調整部は、搬送波周波数の基礎となる基礎周波数を、所定の変動範囲（Ｔｂ）において周期的且つ連続的に変化させる。
拡散周波数調整部は、基礎周波数に対し最大変動分（±ΔＦ）以内の範囲で分布する拡散周波数を、基礎周波数の変動周期（Ｔｂ）よりも短い間隔で基礎周波数に加算する。

ここで、基礎周波数の変化を特定する「連続的」という用語は、基礎周波数の変動範囲を基準として解釈する。例えば、下限周波数から上限周波数までの周波数差を一段階で変化するステップ変化を「不連続」な変化として排除する。一方、変動範囲に対して相対的に小さなステップ変化を「連続的な変化」であるとみなし、本発明の構成要件を充足するものとして解釈する。

本発明では、搬送波周波数は、周期的に変化する基礎周波数と、基礎周波数の変動周期よりも短い間隔で基礎周波数に加算される拡散周波数とにより設定される。周期的且つ連続的に変化する基礎周波数が主導的に周波数を拡散させ、さらに拡散周波数が補助的な拡散機能を有する。
したがって、本発明では、電磁音による騒音を低減するために拡散周波数の最大変動分を特段に大きく設定する必要がないため、拡散周波数の変動に伴う搬送波周波数の急変を防止することができる。よって、本発明のインバータ制御装置は、制御安定性の向上と、電磁音による騒音の低減とを適切に両立することができる。

好ましくは、拡散周波数が分布する拡散範囲は、基礎周波数の変動範囲よりも小さく設定されている。これにより、拡散成分による搬送波周波数の急変を防止し、制御安定性を向上させることができる。
また好ましくは、基礎周波数調整部は、基礎周波数を、変動範囲の下限周波数（Ｆｍ）から上限周波数（ＦＭ）まで単調増加させ、且つ、上限周波数から下限周波数まで単調減少させる。これにより、さらに搬送波周波数の急変を防止し、制御安定性をより向上させることができる。

各実施形態のインバータ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 各実施形態のインバータ制御装置の制御ブロック図。 各実施形態の変調器の制御ブロック図。 変調率に応じた電圧波形特定方式の切替を説明する図。 第１実施形態による（ａ）基礎周波数の周期変動を示す図、（ｂ）拡散周波数の頻度分布図、（ｃ）搬送波周波数−頻度特性図。 第２実施形態による基礎周波数の変動周期の設定を示す図。 第３実施形態により三相の基礎周波数の変動範囲を分散させたときの（ａ）時間−周波数特性図、（ｂ）搬送波周波数−頻度特性図。 その他の実施形態による基礎周波数の周期変動を示す図。 その他の実施形態による拡散周波数の頻度分布テーブル。 従来技術による搬送波周波数の分布図。

以下、インバータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。以下の第１〜第３実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態のインバータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、ＭＧに三相交流電力を供給するインバータを制御する装置である。

［システム構成］
まず、各実施形態のインバータ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池である「電源」としてのバッテリ１１の直流電力をインバータ３０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ３０及びインバータ制御装置５０を含む。
なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ３０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ＭＧ８０の電気角θｅは、例えばレゾルバ等の回転角センサ８５により検出される。

インバータ３０は、上下アームの６つのスイッチング素子３１−３６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子３１、３２、３３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子３４、３５、３６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子３１−３６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ３０は、インバータ制御装置５０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１−３６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御装置５０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ２５は、インバータ３０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。
電圧センサ３７はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出する。

インバータ制御装置５０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

インバータ制御装置５０は、各センサが検出したシステム電圧Ｖｓｙｓ、二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅを取得する。また、インバータ制御装置５０は、微分器８６により電気角θｅが時間微分された電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を取得する。電気角速度ωは、比例定数を乗じることにより回転数Ｎ［ｒｐｍ］に換算されるため、本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して「回転数ω」という。なお、インバータ制御装置５０の内部に微分器８６を有してもよい。

さらにインバータ制御装置５０は、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力され、これらの情報に基づいて、インバータ３０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ３０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１−３６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

［インバータ制御装置の構成、作用］
インバータ制御装置５０の構成について、図２〜図４を参照して説明する。
図２に、インバータ３０に指令する電圧ベクトルを演算する「電圧指令演算部」として、トルクフィードバック制御部５４０及び電流フィードバック制御部５８０を備えるインバータ制御装置５０の構成を示す。図中、「フィードバック制御部」を「ＦＢ制御部」と記す。

本実施形態の特徴的な作用効果は、インバータ３０に出力する電圧波形を、相電圧と搬送波とを比較して生成されるＰＷＭ信号により特定する構成を前提として発現する。
なお、ハイブリッド自動車のＭＧ駆動システム９０に現実に適用される構成としては、トルクフィードバック制御部５４０と電流フィードバック制御部５８０との両方を備える構成が一般的であるため、ここでは、その構成を代表的な実施形態として説明する。

この構成では、演算した電圧ベクトルの振幅とシステム電圧Ｖｓｙｓとから算出される変調率に応じて、電圧ベクトルを演算するフィードバック方式が切り替えられる。すなわち、トルクフィードバック制御部５４０と電流フィードバック制御部５８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合と、電流フィードバック制御部５８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合とがある。

図２に示すように、インバータ制御装置５０は、ｄｑ変換部５１、トルク推定部５２、トルク減算器５３、制御器５４、電流指令演算部５５、電流減算器５６、制御器５７、制御器５８、電圧振幅／位相演算部５９、変調器６０、ゲート信号生成部７９等を含む。このうち、制御器５７と、制御器５８及び電圧振幅／位相演算部５９とは、上述のフィードバック制御部の構成に応じて選択的に設けられる。

最初に、両方のフィードバック方式に共通の構成を説明する。
ｄｑ変換部５１は、電気角θｅに基づき、電流センサ８７、８８から取得した相電流をｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流減算器５６にフィードバックする。
電流指令演算部５５は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、例えば電流当たり最大トルクが得られるように、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
電流フィードバック制御部５８０の電流減算器５６は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、ｄｑ変換部５１からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

続いて、トルクフィードバック制御部５４０と電流フィードバック制御部５８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
トルク推定部５２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、ＭＧ８０のモータ定数に基づき、式（１）を用いてトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。なお、ＭＧ８０にトルクセンサを備えたシステムでは、トルク推定部５２を設けず、トルク検出値を取得してもよい。
Ｔｒｑ＿ｅｓｔ＝ｐ×｛Ｉｑ×ψ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝ ・・・（１）
ただし、
ｐ ：ＭＧの極対数
ψ ：逆起電圧定数
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス

トルクフィードバック制御部５４０のトルク減算器５３は、トルク指令Ｔｒｑ^*とトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。制御器５４は、トルク偏差ΔＴｒｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧位相φを演算し、変調器６０に出力する。
また、電流フィードバック制御部５８０の制御器５７は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧振幅Ｖｒを演算し、変調器６０に出力する。

次に、電流フィードバック制御部５８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
電流フィードバック制御部５８０の制御器５８は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。電圧振幅／位相演算部５９は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに変換し、変調器６０１に出力する。なお、図２では電圧位相φをｄ軸基準で示しているが、ｑ軸基準で電圧位相を定義してもよい。

こうして変調器６０は、いずれかのフィードバック方式で演算された電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φが入力される。また、変調器６０は、システム電圧Ｖｓｙｓ、電気角θｅ、回転数ω等の情報が入力される。
変調器６０は、これらの情報に基づき、インバータ３０を操作するパルス電圧の出力波形として、少なくともＰＷＭ信号を出力する。ここでは、変調器６０がパルスパターン又はＰＷＭ信号を出力可能であるものとして説明する。

図３に示すように、変調器６０は、変調率算出部６１、方式切替部６２、電圧波形特定部６３を有する。電圧波形特定部６３には、パルスパターン設定部６４、記憶部６５、ＰＷＭ信号生成部６６、及び、搬送波周波数設定部６７が含まれる。
変調率算出部６１は、電流フィードバック制御部５８０が出力した電圧振幅Ｖｒ、及びシステム電圧Ｖｓｙｓに基づいて、式（２）により変調率ｍを算出する。
ｍ＝２√（２／３）×（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ） ・・・（２）

方式切替部６２は、変調率ｍ等に基づいて、電圧波形特定部６３による電圧波形の特定方式を切り替える。例えば図４に示すように、方式切替部６２は、変調率ｍが所定値α未満の範囲では搬送波比較によるＰＷＭ方式を採用し、変調率ｍが所定値α以上の範囲ではパルスパターン方式を採用する。
電圧波形特定部６３は、インバータ３０が出力する電圧波形を特定する。具体的には、インバータ３０を駆動する信号として、パルスパターン又はＰＷＭ信号を生成し、ゲート信号生成部７９に出力する。ゲート信号生成部７９は、変調器６０が出力したパルスパターン又はＰＷＭ信号に基づいて、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ３０のスイッチング素子３１−３６に出力する。

続いて、電圧波形特定部６３の詳細な構成を説明する。
パルスパターン設定部６４は、インバータ３０が出力する電圧波形を特定する方式として、記憶部６５に予め記憶された複数の電圧波形から、いずれかのパルスパターンを選択する。パルスパターンは、変調率ｍ、回転数ω等に応じて選択される。
本明細書では、パルスパターンに、電気１周期に１パルスの矩形波を出力するパターンを含む。典型的には、変調率が１．２７のとき、矩形波のパルスパターンが選択される。変調率が１．２７未満のときに選択される矩形波以外のパルスパターンは、変調率ｍ、回転数ω等に応じて、電気１周期のパルス数、各パルスの位置及び幅により規定される。

ＰＷＭ信号生成部６６は、インバータ３０が出力する電圧波形を特定する方式として、電流フィードバック制御部５８０の出力に基づいて算出される相電圧と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を生成する。インバータ３０が出力する電圧波形を特定する。
詳しくは、ＰＷＭ信号は、相電圧が換算されたｄｕｔｙと、三角波等の搬送波とが比較されることにより生成される。例えば、変調率が０〜１．１５の範囲では正弦波ＰＷＭが用いられ、変調率が１．１５〜１．２７の範囲では過変調ＰＷＭが用いられる。

搬送波周波数設定部６７は、ＰＷＭ信号生成部６６が用いる搬送波の周波数（以下「搬送波周波数Ｆｃ」）を設定する。
ところで、搬送波周波数Ｆｃは、ＰＷＭ信号の電圧波形に含まれる周波数成分に反映される。そして、その周波数でインバータ３０のスイッチング素子３１−３６が動作することにより、電磁音が発生する。この周波数が人間の可聴周波数帯に含まれる場合、同じ周波数の音がある時間にわたって継続すると、装置の近傍にいる使用者に騒音として聞こえるおそれがある。特にハイブリッド自動車のＭＧ駆動システム９０に適用されるインバータ制御装置５０では、車両の商品性に影響を及ぼすおそれがある。

そこで、本実施形態の搬送波周波数設定部６７は、インバータ３０のスイッチング動作により同じ周波数の電磁音が継続して発生することを防止するため、搬送波周波数Ｆｃを「拡散」させる。そのための構成として、搬送波周波数設定部６７は、基礎周波数調整部６８及び拡散周波数調整部６９を有する。

基礎周波数調整部６８は、搬送波周波数Ｆｃの基礎となる基礎周波数、所定の変動範囲において周期的且つ連続的に変化させる。なお、「連続的」の解釈について、「その他の実施形態」の箇所で補足する。
拡散周波数調整部６９は、基礎周波数に対し最大変動分以内の範囲で分布する拡散周波数を、基礎周波数の変動周期よりも短い間隔で基礎周波数に加算する。
基礎周波数及び拡散周波数の具体的な設定については後述する。

上述の通り、本実施形態の特徴的な作用効果は、インバータ３０に出力する電圧波形をＰＷＭ信号により特定する構成を前提として発現する。その特徴とは、ＰＷＭ信号の生成に用いる搬送波周波数Ｆｃを固定するのでなく、搬送波周波数設定部６７及び基礎周波数調整部６８により搬送波周波数Ｆｃを可変に調整する点にある。

要するに、図３に示す変調器６０において、方式切替部６２が変調率ｍに応じてＰＷＭ方式を選択する場合に特徴的な作用効果が発現する。言い換えれば、本実施形態のインバータ制御装置５０は、常に搬送波比較による制御を行う必要はなく、特定の条件下で搬送波を用いる制御を行うときのみ、搬送波周波数Ｆｃを可変に調整すればよい。
特徴的な作用効果に直接的に関係しないパルスパターン設定部６４や記憶部６５を含むインバータ制御装置５０の構成を、あえて代表的な実施形態として説明した意義は、この点を明示する点にある。

以下、搬送波周波数設定部６７の詳細な作用効果について、実施形態毎に説明する。
（第１実施形態）
第１実施形態の作用効果について、図５を参照して説明する。第１実施形態では、ある一相のＰＷＭ信号生成に用いられる搬送波の周波数Ｆｃに着目する。

ここでは、例えばＭＧ８０の回転数ωの変化に対し、基礎周波数の下限周波数Ｆｍ及び上限周波数ＦＭを固定するものとして考える。なお、他の実施形態では、ＭＧ８０の回転数ω等に応じて基礎周波数の下限周波数Ｆｍ及び上限周波数ＦＭを可変としてもよい。ただし、回転数ωの変化は、数百ｍｓ〜ｓオーダー以上の比較的長い時間軸で生じるものであるのに対し、基礎周波数の変動周期Ｔｂは、例えば数十μｓ〜数ｍｓのオーダーで設定されることを想定している。したがって、基礎周波数の周期変動を考えるに当たっては、実質的に回転数ωが一定の状態として考えればよい。

図５（ａ）に示すように、基礎周波数は、下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまで一定の正勾配で単調増加する。そして、上限周波数ＦＭに達すると折り返し、増加時の勾配を反転した一定の負勾配で下限周波数Ｆｍまで単調減少する。こうして、基礎周波数は、下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまでの変動範囲Ｒｂにおいて、変動周期Ｔｂで周期的且つ連続的に増減を繰り返す。

また、図５（ａ）の一部に、基礎周波数に拡散周波数を加えて拡散させた状態を示す。なお、図示の例では拡散周波数をランダムに加えているが、所定のパターンを短周期又は長周期で繰り返すように拡散周波数を加えてもよい。
このように、拡散周波数は、基礎周波数の変動周期Ｔｂよりも短い間隔で基礎周波数に加えられる。ＰＷＭ信号生成部６６は、こうして得られた周波数Ｆｃの搬送波と相電圧とを比較することによりＰＷＭ信号を生成し、インバータ３０の出力電圧波形を特定する。

図５（ｂ）に示すように、例えば拡散周波数は、基礎周波数Ｆｂに対し最大変動分±ΔＦ以内の拡散範囲Ｒｓｐで、正負対称の山形に分布する。すなわち、基礎周波数Ｆｂの頻度が最も高く、基礎周波数Ｆｂからの変動分が大きくなるにしたがって頻度が減少する。上限変動分＋ΔＦ、下限変動分−ΔＦを有する周波数での頻度は０に収束する。
拡散範囲Ｒｓｐ内の任意の周波数における基礎周波数Ｆｂからの変動分Δｆは、係数ｋ（−１≦ｋ≦１）を用いて、式（３）で表される。
Δｆ＝ｋ×ΔＦ ・・・（３）
また、式（４）の通り、拡散範囲Ｒｓｐの幅は、片側最大変動分ΔＦの２倍となる。
Ｒｓｐ＝２ΔＦ ・・・（４）

ここで図５（ａ）に示すように、拡散範囲Ｒｓｐは、基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さく設定されている。つまり、搬送波周波数Ｆｃの変動に関し、基礎周波数の周期変動が主導的に寄与し、拡散周波数による拡散が補助的に寄与するという関係になっている。
周期的に変化する基礎周波数を中心として拡散周波数が加算されることにより、搬送波周波数Ｆｃは、基礎周波数の下限Ｆｍ及び上限ＦＭに拡散周波数の最大変動分±ΔＦを加えた範囲で変動する。よって、搬送波周波数Ｆｃは、（Ｆｍ−ΔＦ）から（ＦＭ＋ΔＦ）の範囲で変動することになる。

したがって、図５（ｃ）に示すように、搬送波周波数Ｆｃの頻度分布は、基礎周波数の下限Ｆｍから上限ＦＭまでの範囲で一定であり、さらに、下限Ｆｍ以下、及び上限ＦＭ以上の範囲に、拡散周波数の最大変動分±ΔＦによる分布が加わる。
この搬送波周波数Ｆｃの頻度分布は、ＰＷＭ信号の電圧波形に含まれる周波数成分の分布となる。その結果、例えばインバータ母線電流を高速フーリエ変換して得られるスペクトル振幅の周波数特性に反映される。また、搬送波周波数Ｆｃの頻度分布は、インバータ３０の動作による電磁音の発生に影響する。

（効果）
（１）本実施形態の効果について、従来技術と対比しつつ説明する。
特許文献１、２（特許第４９７４４５７号公報、特許第５１２１８９５号公報）に開示された従来技術を図１０に示す。従来技術では、式（５）により、基本搬送波周波数Ｆｃ０に、最大変動分ΔＦｃと係数ｋ１とを乗じて得られる拡散周波数（ΔＦｃ×ｋ１）を加算して搬送波周波数Ｆｃを算出する。
Ｆｃ＝Ｆｃ０＋ΔＦｃ×ｋ１ ・・・（５）

特許文献１、２の従来技術では、基本搬送波周波数Ｆｃ０が一定とすると、拡散周波数の変動分がそのまま搬送波周波数Ｆｃの変動分となる。また、係数ｋ１の変化はランダムに設定されており、仮に係数ｋ１が下限の「−１」から上限の「＋１」まで一気に変化すると、搬送波周波数Ｆｃは、最大変動分ΔＦｃの２倍の差分について急激に変化する。

したがって、図１０（ａ）に示すように、搬送波周波数Ｆｃを十分に拡散させるために最大変動分ΔＦｃを比較的大きく設定すると、係数ｋ１の変化量によっては、インバータの出力電圧が急変し、制御が不安定になるおそれがある。
一方、図１０（ｂ）に示すように、最大変動分ΔＦｃを比較的小さく設定すると、搬送波周波数Ｆｃが十分に拡散されず、電磁音による騒音を低減することができない。

これに対し本実施形態では、搬送波周波数Ｆｃは、周期的に変化する基礎周波数と、基礎周波数の変動周期Ｔｂよりも短い間隔で基礎周波数に加算される拡散周波数とにより設定される。周期的且つ連続的に変化する基礎周波数が主導的に周波数を拡散させ、さらに拡散周波数が補助的な拡散機能を有する。
したがって、本実施形態では、電磁音による騒音を低減するために拡散周波数の最大変動分を特段に大きく設定する必要がないため、拡散周波数の変動に伴う搬送波周波数Ｆｃの急変を防止することができる。よって、インバータ制御装置５０は、制御安定性の向上と、電磁音による騒音の低減とを適切に両立することができる。

（２）本実施形態では、拡散周波数が分布する拡散範囲Ｒｓｐは、基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さく設定される。これにより、拡散成分による搬送波周波数Ｆｃの急変を防止し、制御安定性を向上させることができる。
（３）本実施形態では、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の変動範囲Ｒｂにおいて基礎周波数を単調増加又は単調減少させる。これにより、さらに搬送波周波数Ｆｃの急変を防止し、制御安定性をより向上させることができる。
さらに、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の単調増加又は単調減少の時間変化率を制限するようにしてもよい。

（第２実施形態）
第２実施形態について、図６を参照して説明する。第２実施形態は、インバータ３０が三相インバータであることを前提とし、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の変動周期Ｔｂを、インバータ出力電圧の電気１周期の３ｎ分の１（ｎは自然数）に設定するものである。

図６には、ｎ＝３、すなわち、基礎周波数の変動周期Ｔｂを電気１周期の９分の１に設定する例を示す。図６の横軸は、Ｕ相電圧Ｖｕの振幅が負から正にゼロクロスする位相を基準とした電気角を表している。すなわち、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相圧Ｖｖ、Ｗ相圧Ｖｗの振幅は、それぞれ電気角０、１２０、２４０［ｄｅｇＥ］で負から正にゼロクロスする。また、各相の電圧振幅は、それぞれ電気角１８０、３００、４２０［ｄｅｇＥ］で正から負にゼロクロスする。

ここで、変動周期Ｔｂを、電気１周期の９分の１に相当する４０［ｄｅｇＥ］間隔で設定することにより、各相電圧振幅が負から正にゼロクロスする位相では、いずれも基礎周波数が下限周波数Ｆｍとなり、各相電圧振幅が正から負にゼロクロスする位相では、いずれも基礎周波数が上限周波数ＦＭとなる。したがって、基礎周波数の周期変動について、三相間での対称性を確保することができる。その結果、電流オフセットを抑止し、制御安定性を向上させることができる。
一般に三相以上のＭ相インバータについて、基礎周波数調整部６８は、基礎周波数の変動周期Ｔｂを、インバータ出力電圧の電気周期の「（Ｍ×ｎ）分の１（ｎは自然数）」に設定することが好ましい。

（第３実施形態）
第３実施形態について、図７を参照して説明する。第３実施形態は、インバータ３０が三相以上の多相インバータであることを前提とし、基礎周波数調整部６８は、各相の基礎周波数の変動範囲Ｒｂが互いに重複することを避けるように設定する。言い換えれば、基礎周波数調整部６８は、各相の基礎周波数の変動範囲Ｒｂを分散させるように独立に調整する。

図７（ａ）に示すように、例えばＶ相電圧波形特定用の基礎周波数の変動範囲Ｒｂｖに対し、Ｕ相及びＷ相の電圧波形特定用の基礎周波数の変動範囲Ｒｂｕ、Ｒｂｗは、それぞれ低周波数側及び高周波数側に、互いに重複しないように分散して設定される。
図７（ｂ）に、三相の電圧波形特定用の基礎周波数の変動範囲Ｒｂを同一とした場合の搬送波周波数Ｆｃの頻度分布、或いは、その搬送波周波数Ｆｃを用いて生成される電圧波形に基づくインバータ電流スペクトルの振幅を破線で示す。この場合、インバータ電流スペクトルの振幅が特定の周波数域に集中するため、電磁音の音圧が大きくなる。

それに対し第３実施形態では、各相の基礎周波数の変動範囲Ｒｂを分散させることで、基礎周波数を拡散させて得られる搬送波周波数をＦｃ用いて生成される電圧波形に基づくインバータ電流スペクトルの振幅を低減することができる。
これにより、インバータ３０の電磁音の音圧を低減することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）基礎周波数の周期変動を規定する周期関数は、図５（ａ）、図７（ａ）に示すように、時間軸に対して直線的に増減する三角波形状のものに限られない。その他、例えば図８（ａ）、（ｂ）に示すように、正弦波や半楕円又はサイクロイドとしてもよい。これらの例では、基礎周波数は、いずれも周期的且つ連続的に変化している。また、下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまで単調増加し、上限周波数ＦＭから下限周波数Ｆｍまで単調減少している。また、他の実施形態では、単調増加又は単調減少に限らず、一回の変動周期Ｔｂに変動範囲Ｒｂ内で複数回の増減を繰り返すようにしてもよい。このように周期関数の形状を微調整することで、電磁音をより聞こえにくくすることができる可能性がある。

さらに図８（ｃ）には、ステップ状に増減する周期関数を示す。ここで、図５（ａ）及び図７（ａ）に直線で図示する三角波形状の周期関数も、厳密には、装置の分解能に応じた最小制御単位でステップ状に増減している。
しかし、図８（ｃ）に示す例は、最小制御単位レベルのステップを意味するものではなく、最小制御単位よりも大きなオーダーであり、且つ、基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さなサイズのステップである。

そして、このサイズのステップ状の変化は、特許請求の範囲で基礎周波数について特定する「連続的に変化」するものに含まれると解釈する。すなわち、図８（ｃ）の周期関数で規定される基礎周波数を用いる構成は、「特許請求の範囲に記載の発明を実施するための形態」に該当するものである。
要するに、特許請求の範囲において基礎周波数の変化を特定する「連続的」という用語は、「制御安定性を向上させる」という本発明の解決課題に鑑み、基礎周波数の変動範囲Ｒｂを基準として解釈されることが適当である。

例えば、変動範囲Ｒｂの下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまでの範囲で変化する鋸波を想定する。鋸波の上昇時には直線的に周波数が増加し、上限周波数ＦＭに到達すると同時に一気に下限周波数Ｆｍにまで低下する。このように、変動範囲Ｒｂの下限周波数Ｆｍから上限周波数ＦＭまでの周波数差を一段階で変化するステップ変化は「不連続」な変化である。基礎周波数が鋸波状に、すなわち周期的且つ不連続に変動する構成では「制御安定性を向上させる」という課題を達成することができないため、本発明から排除される。
それに比べ、基礎周波数が変動範囲Ｒｂに対して小さなレベルでステップ状に変化する構成では、制御安定性の向上効果に影響を及ぼさない。したがって、本発明では、最小制御単位レベルの変化を含め、このような相対的に小さなステップ変化を「連続的」な変化であるとみなす。

（ｂ）拡散周波数は、図５（ｂ）に示す分布曲線に代えて、図９に示すような分布テーブルにより、拡散周波数係数ｋについて離散的に規定してもよい。このテーブルにおいて係数ｋに対応する頻度は、係数ｋが０のときの頻度を最大値として、正領域と負領域とで対称に、合計が１００％となるように規定されている。例えばｋ＝１．０のときの頻度は２％であり、ｋ＝（−０．４）のときの頻度は１０％である。

ところで、図５（ｂ）に示す分布曲線は、厳密には、装置の分解能に応じた最小間隔で離散的なテーブルが規定されているに等しいとも考えられる。ただし、図９に示す例は、分解能に応じた最小間隔よりも十分に大きな間隔で、係数ｋに対応する頻度を離散的に規定することを意図したものである。これにより、拡散周波数の生成に係る演算負荷を低減することができる。

（ｃ）上記実施形態では、拡散周波数の拡散範囲Ｒｓｐを基礎周波数の変動範囲Ｒｂよりも小さく設定し、拡散成分による搬送波周波数Ｆｃの急変を防止している。ただし、例えば拡散周波数の一回の変化量を制限すること等により、拡散範囲Ｒｓｐを変動範囲Ｒｂよりも大きく設定することも可能である。
（ｄ）拡散周波数の頻度分布は、図５（ｂ）に示すように基礎周波数Ｆｂに対して正負対称に分布させる例に限らず、基礎周波数Ｆｂに対して非対称としてもよい。図９においても同様である。

（ｅ）本発明のインバータ制御装置は、相電圧と搬送波とを比較するＰＷＭ制御によりインバータ出力電圧を生成するものであればよく、インバータの負荷の種類を問わない。したがって、本発明のインバータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用モータやモータ以外の負荷を駆動するシステムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１１・・・バッテリ（電源）、
３０・・・インバータ、 ３１−３６・・・スイッチング素子、
５０・・・インバータ制御装置、
５８０・・・電流フィードバック制御部（電圧指令演算部）、
６６・・・ＰＷＭ信号生成部、
６７・・・搬送波周波数設定部、
６８・・・基礎周波数調整部、
６９・・・拡散周波数調整部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。

Claims (6)

1. 電源（１１）から入力される直流電力を複数のスイッチング素子（３１−３６）の動作により交流電力に変換するインバータ（３０）を制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータに指令する電圧ベクトルを演算する電圧指令演算部（５８０）と、
   前記インバータが出力する電圧波形を特定する方式として、相電圧と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（６６）と、
   前記ＰＷＭ信号生成部が用いる搬送波の周波数（Ｆｃ）を設定する搬送波周波数設定部（６７）と、
   を備え、
   前記搬送波周波数設定部は、
   搬送波周波数の基礎となる基礎周波数を、所定の変動範囲（Ｔｂ）において周期的且つ連続的に変化させる基礎周波数調整部（６８）と、
   前記基礎周波数に対し最大変動分（±ΔＦ）以内の範囲で分布する拡散周波数を、前記基礎周波数の変動周期（Ｔｂ）よりも短い間隔で前記基礎周波数に加算する拡散周波数調整部（６９）と、
   を有することを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記拡散周波数が分布する拡散範囲（Ｒｓｐ）は、前記基礎周波数の変動範囲よりも小さく設定されている請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記基礎周波数調整部は、
   前記基礎周波数を、変動範囲の下限周波数（Ｆｍ）から上限周波数（ＦＭ）まで単調増加させ、且つ、前記上限周波数から前記下限周波数まで単調減少させる請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記基礎周波数調整部は、
   三相以上のＭ相インバータについて、前記基礎周波数の変動周期（Ｔｂ）を、前記インバータの出力電圧の電気１周期の（Ｍ×ｎ）分の１（ｎは自然数）に設定する請求項１〜３のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
5. 前記基礎周波数調整部は、
   三相以上の多相インバータについて、各相電圧波形の特定に用いられる前記基礎周波数の変動範囲（Ｒｂｕ、Ｒｂｖ、Ｒｂｗ）が互いに重複することを避けるように設定する請求項１〜４のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
6. 前記インバータが出力する電圧波形を特定する方式として、予め記憶された複数のパルスパターンからいずれかのパルスパターンを選択するパルスパターン設定部（６４）と、
   前記ＰＷＭ信号生成部又は前記パルスパターン設定部による電圧波形の特定方式を切替える方式切替部（６２）と、
   をさらに備える請求項１〜５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。

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