JP6272798B2 - モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、Ｈブリッジを構成してステッピングモータを駆動するモータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法に関する。

特許文献１には、回生電流と転流電流とを組み合わせて誘導性負荷に流すスイッチング電流を好適にする誘導性負荷駆動方法が開示されている。
特許文献１の段落００２３には、「四個の半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるようにＨブリッジ回路を構成し、電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供給動作を行う際には、各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態にし、誘導性負荷に対して所望方向に電流を流しており、そのような電流供給動作により、誘導性負荷に流れる電流が大きくなり、所定の基準電流値以上になった場合には、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させ、誘導性負荷に流れる電流を制御している。」と記載されている。

段落００２４には、「その際には、半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって、その導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードとで閉電流経路を形成させ、その閉電流経路に電流を流す動作と、半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホイールダイオードに電流を流し、電源を充電する動作との二種類の動作によって制御できる。」と記載されている。
なお、前者の閉電流経路に電流を流す場合は転流動作と呼ぶものとする。

さらに、特許文献１の段落００２６には、「所定周波数の駆動周期を作成し、その駆動周期の開始により電流供給動作を開始させ、電流供給動作中に誘導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させており、その際、駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間としたときに、電流供給動作が終了した後、電源回生期間内では電源回生動作を行い、前記転流期間内では転流動作を行うようにした。」と記載されている。

特開平１０−８０１９４号公報

モータは、複数の駆動コイルを双方向（バイポーラ）駆動で、位相を切り替えて通電することにより回転する。この回転の際に、コイルを挟んだモータ供給電圧側（ハイサイド側）とグランド側（ロウサイド側）の両方のスイッチング素子を同時にオフすると、コイルに蓄えられたエネルギーにより、高い電圧のフライバックパルス（キックバック）が発生する。

コイル電流は、位相切り替え時に最大となる。フライバックパルスが発生すると、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）のＣＭＯＳ（Complementary MOS）製造プロセスによる寄生トランジスタ効果により、コイル電流がグランドに流出して電力損失が生じる。これによりＡＳＩＣが発熱し、高温時での動作が制限されてしまう。

フライバックパルスが発生している期間に、全スイッチング素子をオフする代わりにハイサイド側スイッチング素子を一時的にオンし、グランドに流出する電流を、このハイサイド側スイッチング素子を経由するように転流させてモータ供給電源に還流させると、電力損失を小さくすることが可能である。
しかしフライバックパルスの発生時間は、モータ駆動電圧、モータの駆動負荷および回転速度により変化するので、モータ動作状況に応じて適切な転流時間を管理することは困難である。よって転流動作の時間が最適でない場合が発生して電力損失が発生するという問題があった。

例えば、転流動作の時間がフライバックパルスの発生期間より短い場合には、スイッチング素子を流れていた電流が並列接続されたフライホイールダイオードを経由して還流されることから電力損失が生じる。一方、転流動作の時間がフライバックパルスの発生期間より長い場合には、誘導性負荷が短絡となることからモータ回転のブレーキとして作用し、モータの速度制御が悪化するとともに、この制御が行われた後に実施される脱調検出のための逆起電圧の測定ができなくなる。

また、ＡＳＩＣにヒートシンクを装着し、基板サイズを大型化して銅を増量するなどにより放熱させ、発熱の影響を小さくすることが可能である。しかし、この方法では基板または筐体サイズが大型化して、コストアップするおそれがある。

モータ出力端子毎に外付けダイオードを追加して、寄生トランジスタ効果に影響されずにコイル電流をモータ電源に還流させることで、電力損失を小さくすることが可能である。しかし、この方法でも、実装部品点数と実装面積の増加により基板サイズが大型化して、コストアップするおそれがある。

そこで、本発明は、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法について、グランドに流出する電流を電源に環流して電力損失を低減することを課題とする。

前記した課題を解決するため、本発明のモータ駆動制御装置は、スイッチング素子とフライホイールダイオードとを有し、モータに設けられたモータコイルに接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路と、前記モータコイルに流れるモータ電流を検知する電流検知手段と、前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、前記電流検知手段による検知結果に応じて前記スイッチング素子を駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、前記モータコイルのフライバックパルスを発生させ、かつエネルギー損失が高い高損失モード、前記高損失モードよりも損失が低い低損失モード、または前記モータコイルのフライバックパルスの減衰後に前記ゼロクロス検知手段により前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するフリーモード、のうち何れかの動作モードを指定する制御手段とを有している。
前記制御手段は、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替え、前記Ｈブリッジ回路の直前の位相のＨブリッジ回路に接続されたモータコイルの逆起電圧がゼロクロスしたことを前記ゼロクロス検知手段により検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高損失モードに切り替え、所定時間が経過した後に前記Ｈブリッジ回路を前記低損失モードに切り替え、前記電流検知手段により前記Ｈブリッジ回路に接続されたモータコイルに流れるモータ電流が前記チャージモードとは逆方向に流れだしたことを検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記フリーモードに切り替える。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、モータ駆動制御装置およびモータ駆動制御方法について、グランドに流出する電流を電源に環流して電力損失を低減することが可能となる。

本実施形態および比較例のモータ制御システムの全体ブロック図である。 本実施形態および比較例のモータ駆動制御装置の詳細ブロック図である。 本実施形態のＨブリッジ回路の動作モードの説明図である。 Ｈブリッジ回路のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。 Ｈブリッジ回路のＸ相の各部電圧と電流の波形図である。 本実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。 本実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。 比較例のＨブリッジ回路の動作モードの説明図である。 比較例のＨブリッジ回路のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。 比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。 比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
《第１の実施形態と比較例に共通する構成》
図１は、本実施形態および比較例のモータ制御システムの全体ブロック図である。

図１において、モータ１２０は、バイポーラ型２相ステッピングモータであり、永久磁石を有し回動自在に設けられた回転子１２６と、回転子１２６の周囲の周回方向４等分位置に設けられた固定子とを有している。これらの固定子は、Ｘ相の固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮと、Ｙ相の固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮとからなる。これらの固定子には各々巻線が巻回されている。固定子１２２ＹＰ，１２２ＹＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「コイル１２４Ｙ」という。同様に、固定子１２２ＸＰ，１２２ＸＮに巻回された巻線は直列に接続されており、両巻線を合わせて「コイル１２４Ｘ」という。

上位装置１３０は、モータ１２０の回転速度を指令する速度指令信号を出力する。モータ制御装置１００は、この速度指令信号に応じてモータ１２０を駆動制御するものである。モータ制御装置１００には、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙが設けられており、それぞれコイル１２４Ｘ，１２４Ｙに対して、Ｘ相の電圧ＶＭＸとＹ相の電圧ＶＭＹを印加する。
Ｘ相のコイル１２４Ｘの一端は端子Ｍout0であり、他端は端子Ｍout1である。Ｘ相の電圧ＶＭＸは、端子Ｍout1の電圧と端子Ｍout0の電圧との差である。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1への方向を正とする。
またＹ相のコイル１２４Ｙの一端は端子Ｍout2であり、他端は端子Ｍout3である。Ｙ相の電圧ＶＭＹは、端子Ｍout3の電圧と端子Ｍout2の電圧との差である。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3への方向を正とする。

次に、図２を参照し、モータ制御装置１００の詳細を説明する。
図２は、本実施形態および比較例のモータ駆動制御装置の詳細ブロック図である。なお、図１には２系統のコイル１２４Ｘ，１２４Ｙと、２系統のＨブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙを示したが、図２では、これらを代表して１系統のコイル１２４と、１系統のＨブリッジ回路２０として示している。

モータ制御装置１００の内部に設けられたＣＰＵ（Central Processing Unit）１０１は、ＲＯＭ（Read Only Memory）１０３に記憶された制御プログラムに基づいて、バス１０６を介して各部を制御する。ＲＡＭ（Random Access Memory）１０２は、ＣＰＵ１０１のワークメモリとして使用される。タイマ１０４は、ＣＰＵ１０１の制御の下、リセットされたタイミングからの経過時間を測定する。Ｉ／Ｏポート１０５は、図１に示した上位装置１３０、その他外部装置との間で信号を入出力する。ブリッジ制御部１０７は、ＣＰＵ１０１からの指令に基づいて、ブリッジ制御回路１１０の各部を制御する。

ここで、ブリッジ制御回路１１０は、一体の集積回路として構成されている。その内部においてＰＷＭ信号発生器１１３は、ブリッジ制御部１０７による制御に基づいて、ＰＷＭ信号を生成しＨブリッジ回路２０に供給する。Ｈブリッジ回路２０には、ＦＥＴ（Field-Effect Transistor）で構成されたスイッチング素子２，４，６，８が含まれており、ＰＷＭ信号とは、これらスイッチング素子２，４，６，８にゲート電圧として印加されるオン／オフ信号である。なお、図中において、これらスイッチング素子２，４，６，８の下側の端子がソース端、上側の端子がドレイン端になる。

スイッチング素子２，４は直列に接続され、その直列回路に対して、直流電源１４０およびグランド１４２が接続され、所定の電源電圧ＭＶddが印加される。同様に、スイッチング素子６，８も直列に接続され、その直列回路に対して電源電圧ＭＶddが印加される。ダイオード１２，１４，１６，１８は、還流用のダイオード（フライホイールダイオード）であり、スイッチング素子２，４，６，８に対して並列に接続されている。スイッチング素子１５，１７は、電流検出用に設けられているものであり、それぞれスイッチング素子４，８とともにカレントミラー回路を形成している。これにより、スイッチング素子４，８に流れる電流に比例する電流が、それぞれスイッチング素子１５，１７に流れる。

スイッチング素子２，４の接続点である端子Ｍout0の電圧ＶＭout0は、モータ１２０のコイル１２４Ｘの一端に印加される。また、スイッチング素子６，８の接続点である端子Ｍout1の電圧ＶＭout1は、コイル１２４の他端に印加される。よってコイル１２４には、両者の差であるモータ電圧ＶＭ（＝電圧ＶＭout0−ＶＭout1）が印加される。このモータ電圧ＶＭとは、実際には図１に示したＸ相の電圧ＶＭＸおよびＹ相の電圧ＶＭＹである。なお、Ｙ相のコイル１２４Ｙの一端には電圧ＶＭout2が印加され、Ｙ相のコイル１２４Ｙの他端には電圧ＶＭout3が印加される。

電流検出部１１６は、スイッチング素子１５，１７に流れる電流値を電流方向に応じて測定することにより、コイル１２４に流れる電流の電流測定値Ｉcoilを出力する。Ｄ／Ａコンバータ１１５は、ブリッジ制御部１０７から、電流基準値Ｉrefのデジタル値を受信し、これをアナログ値に変換する。比較器１１４は、アナログ値の電流測定値Ｉcoilと電流基準値Ｉrefとを比較し、前者が後者以上になると“１”信号を出力するとともに、それ以外の場合は“０”信号を出力する。

また、電圧ＶＭout0，ＶＭout1は、ＢＥＭＦ（逆起電圧）検出部１１８にも供給される。ＢＥＭＦ検出部１１８は、ゼロクロス検出手段であって、モータ電圧ＶＭが逆起電圧である場合、すなわちＨブリッジ回路２０から電圧が印加されていない期間に電圧方向の切り替わり（ゼロクロス）に応じてフラグＺＣを出力する。

《比較例の動作》
図８（ａ）〜（ｃ）は、比較例のＨブリッジ回路２０の動作モードの説明図である。
図８（ａ）は、チャージモードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
コイル１２４にモータ電流を通電させる場合には、斜めに対向する２つのスイッチング素子をオン状態にする。図示の例では、スイッチング素子４，６がオン状態であり、スイッチング素子２，８がオフ状態である。この状態では、スイッチング素子６、コイル１２４、スイッチング素子４を介して太実線で示す方向にモータ電流が流れる。Ｈブリッジ回路２０がチャージモードで動作する期間を「通電期間」という。

ところで、何れかのスイッチング素子のゲート電圧をオフにしたとしても、当該スイッチング素子の寄生容量によって、当該スイッチング素子は暫くの間はオン状態に留まる。このため、斜めに対向する一方のスイッチング素子４，６をオンからオフに切り替え、同時に斜めに対向する他方のスイッチング素子２，８をオフからオンに切り替えると、瞬間的に直列するスイッチング素子２，４がオン状態となって貫通する。これにより、直流電源１４０とグランド１４２との間が短絡してスイッチング素子２，４が破壊されるおそれがある。スイッチング素子６，８についても同様である。このような事態を防止するため、Ｈブリッジ回路２０は、「チャージモード」に次いで、図８（ｂ）に示す「高損失モード」に設定される。
則ち、図８（ａ）に示したチャージモードから、スイッチング素子２，８をオフ状態にしたままスイッチング素子４，６をオフ状態にすると、図８（ｂ）の高損失モードに遷移する。Ｈブリッジ回路２０が高損失モードで動作する期間を、「高損失期間」という。

図８（ｂ）は、高損失モードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
高損失モードにおいて、Ｈブリッジ回路２０は、スイッチング素子２，４，６，８を全てオフする。このときコイル１２４に蓄えられたエネルギーにより、ダイオード１８、コイル１２４、ダイオード１２を介して太実線で示す方向に電流が流れる。すなわち、コイル１２４に蓄積されたエネルギーにより、太実線で示すモータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側のダイオード１２と、太実線で示すモータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイド側のダイオード１８とで形成される閉回路に電流が流れる。この高損失モードでは、ダイオード１２，１８それぞれの順方向電圧降下Ｖfに応じた電力損失が生じる。更に、このＨブリッジ回路２０をＣＭＯＳプロセスで構成すると、高損失モードにて、寄生トランジスタ効果により電流がグランド１４２に流出して発熱するため、更にエネルギー損失が大きくなるという問題がある。
図８（ｂ）に示して高損失モードから、コイル１２４がエネルギーを十分に放出すると電流が流れなくなり、図８（ｃ）に示す「フリーモード」に遷移する。Ｈブリッジ回路２０がフリーモードで動作する期間を、「フリー期間」という。

図８（ｃ）は、フリーモードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
フリーモードにおいて、Ｈブリッジ回路２０は、スイッチング素子２，４，６，８を全てオフする。このときコイル１２４に蓄えられていたエネルギーは放出されている。このフリーモードにて、コイル１２４には逆起電圧が出現する。ブリッジ制御回路１１０は、フリー期間にてモータ１２０の逆起電圧のゼロクロスを検知することにより、次の象限へ移行する。そしてＨブリッジ回路２０は、再び図８（ａ）に示したチャージモードに移行する。

図９は、Ｈブリッジ回路２０のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。
図９の波形図は、Ｘ相の電圧ＶＭout0を太実線で、スイッチング素子６の設定を太破線で示している。Ｘ相の電圧ＶＭout1を太実線で、スイッチング素子２の設定を太破線で示している。この太破線は、各スイッチング素子がオンしているときＨレベルに、オフしているときＬレベルに描かれている。更にその下に、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸと動作モードとを示している。
図９の波形図は更に、Ｙ相の電圧ＶＭout2を実線で、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子の設定を破線で示している。Ｙ相の電圧ＶＭout3を実線で、端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子の設定を破線で示している。更にその下に、Ｙ相のコイル電流ＩＭＹと動作モードとを示している。

比較例のモータ制御装置１００は、モータ１２０を、モータ駆動電圧と負荷に応じた１相励磁で駆動する。モータ１２０は、４つの位相（象限）で１つの電気角を構成して回転する。或る象限にてＸ相が通電期間（図８（ａ）参照）ならば、Ｙ相は、高損失期間（図８（ｂ）参照）の後にフリー期間（図８（ｃ）参照）となる。

モータ駆動電圧が高い場合、または、負荷が小さい場合に、モータ１２０の回転速度は速くなり、コイル１２４の最大電流は小さくなる。モータ駆動負荷が小さい場合、フライバックパルスの時間は短くなる。逆起電圧は、各相のフリー期間に生じる電圧である。この逆起電圧は、モータ回転速度が速いと高く、停止時に０［Ｖ］になり、かつ脱調検出に利用可能である。

《第１象限》
図９において第１象限は、時刻ｔ111から時刻ｔ121までの期間である。この第１象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とがオン状態になる。これにより端子Ｍout0は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout1はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第１象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ111から時刻ｔ112までは高損失モードで動作し、時刻ｔ112以降はフリーモードで動作する。なお、図９では高損失モードを「Ｋ」と省略記載している。
時刻ｔ111の直後に、Ｙ相の端子Ｍout2の電圧ＶＭout2はフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオードによってクランプされる。また、端子Ｍout3の電圧ＶＭout3は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオードによってクランプされる。端子Ｍout2の電圧ＶＭout2と端子Ｍout3の電圧ＶＭout3はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。時刻ｔ112に、電圧ＶＭout2は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout3はそれに遅れて僅かに増大したのちに緩やかに減少して時刻ｔ121にて再び０［Ｖ］となる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、時刻ｔ111の直後に端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ112の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ121まで０［ｍＡ］となる。

《第２象限》
第２象限は、時刻ｔ121から時刻ｔ131までの期間である。この第２象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ121から時刻ｔ122までは高損失モードで動作し、時刻ｔ122以降はフリーモードで動作する。
時刻ｔ121の直後に、Ｘ相の端子Ｍout1の電圧ＶＭout1は、フライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１２によってクランプされる。また、端子Ｍout0の電圧ＶＭout0は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオード１８によってクランプされる。端子Ｍout1の電圧ＶＭout1と端子Ｍout0の電圧ＶＭout0はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。時刻ｔ122に、電圧ＶＭout1は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout0はそれに遅れて僅かに増大したのちに緩やかに減少して時刻ｔ131にて再び０［Ｖ］となる。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ121の直後に端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ122の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ131まで０［ｍＡ］となる。

第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout2は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout3はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。

《第３象限》
第３象限は、時刻ｔ131から時刻ｔ141までの期間である。この第３象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と、端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とがオン状態になる。これにより端子Ｍout1は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout0はグランド１４２と導通して印加電圧が０［Ｖ］になる。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第３象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ131から時刻ｔ132までは高損失モードで動作し、時刻ｔ132以降はフリーモードで動作する。
時刻ｔ131の直後に、Ｙ相の端子Ｍout3の電圧ＶＭout3はフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオードによってクランプされる。また端子Ｍout2の電圧ＶＭout2は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオードによってクランプされる。端子Ｍout3の電圧ＶＭout3と端子Ｍout2の電圧ＶＭout2はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。時刻ｔ132に、電圧ＶＭout3は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout2はそれに遅れて僅かに増大したのちに緩やかに減少して時刻ｔ141にて再び０［Ｖ］となる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、時刻ｔ131の直後に端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ132の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ141まで０［ｍＡ］となる。

《第４象限》
第４象限は、時刻ｔ141から時刻ｔ151までの期間である。この第４象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ141から時刻ｔ142までは高損失モードで動作し、時刻ｔ142以降はフリーモードで動作する。
時刻ｔ141の直後に、Ｘ相の端子Ｍout0の電圧ＶＭout0は、フライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１６によってクランプされる。また、端子Ｍout1の電圧ＶＭout1は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオード１４によってクランプされる。端子Ｍout0の電圧ＶＭout0と端子Ｍout1の電圧ＶＭout1はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。時刻ｔ142に、電圧ＶＭout0は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout1はそれに遅れて僅かに増大したのちに緩やかに減少して時刻ｔ151にて再び０［Ｖ］となる。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ141の直後に端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ142の直前に０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ151まで０［ｍＡ］となる。

第４象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout2側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout3は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout2はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。
以下、第１象限から第４象限までの波形を繰り返しながら、モータ１２０が回転する。

《電力損失の計算》
通電期間の電力損失Ｐ_onは、以下の式（１）にて算出可能である。

高損失期間の電力損失Ｐ_off1は、寄生トランジスタ効果により、直流電源１４０に還流せず、全ての電流がグランド１４２に流出した場合には、以下の式（２）にて算出可能である。

フリー期間にはコイル１２４に電流はほとんど流れないため、電力損失は無い。この２相ステッピングモータの１電気角での電力損失Ｐは、以下の式（３）にて算出可能である。

式（１）ないし式（３）で表したように、電力損失Ｐは、電源電圧ＭＶdd、コイル電流と高損失時間比率に大きく影響される。このため、寄生トランジスタ効果の影響により、大きな電力損失が発生する。

図１０は、比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。なおフローチャートに示した八角形の図面記号は、Ｈブリッジ回路２０Ｘ，２０Ｙの状態を示している。
Ｘ相は、第１象限を通電期間から開始する。ブリッジ制御回路１１０は、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘにて、端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオンする（ステップＳ３０）。これにより、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは第1象限の通電を行う。このとき、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1との差は、電源電圧ＭＶddとなる（ステップＳ３１）。端子Ｍout0から端子Ｍout1に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＸの絶対値が次第に増大する（ステップＳ３２）。
ここでＹ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスすると（ステップＳ３３→Ｙｅｓ）、Ｘ相の端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオフし（ステップＳ３４）、Ｘ相は高損失期間に移行する。これにより電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とは等しくなり（ステップＳ３５）、第１象限を終了する。

《第１象限のＹ相の動作》
第１象限にてＹ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第１象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第４象限の最後に全てのスイッチング素子をオフした影響により、コイル１２４Ｙによるフライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。このフライバック電圧により、電圧ＶＭout2が電源電圧ＭＶddとダイオードの順方向電圧降下Ｖfの和以上になるとともにダイオードによってクランプされ、かつ電圧ＶＭout3がダイオードの順方向電圧降下Ｖf以下になるとともにダイオードによってクランプされる。電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。

よって、グランド１４２からコイル１２４Ｙを介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＹの絶対値は、０［ｍＡ］になるまで高速に減衰して、フライバック電圧が解消する。Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧の解消により、フリー期間に移行する。これにより、端子Ｍout2と端子Ｍout3との間には、モータ回転による逆起電圧が出現する。Ｙ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスしたときに、前記したステップＳ３２の処理が行われて、第１象限が終了する。

図１１は、比較例のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。
第２象限にてＸ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第２象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第１象限の最後に全てのスイッチング素子をオフした影響により、フライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。
第２象限の最初において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とが等しい（ステップＳ４０）。その後、コイル１２４Ｘに蓄えられたエネルギーが放出されてコイル電流ＩＭＸが減少し（ステップＳ４１）、端子Ｍout1と端子Ｍout0との間にフライバック電圧が発生する（ステップＳ４２）。
Ｘ相のフライバック電圧により、電圧ＶＭout0が電源電圧ＭＶddとダイオード１２の順方向電圧降下Ｖfの和以上になるとともにダイオード１６によってクランプされ、かつ電圧ＶＭout1がダイオード１８の順方向電圧降下Ｖf以下になるとともにダイオード１４によってクランプされる。電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。よって、グランド１４２からダイオード１８、コイル１２４Ｘ、ダイオード１２を介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＸの絶対値は、０［ｍＡ］になるまで高速に減衰し（ステップＳ４３）、フリー期間に移行する。
フリー期間にて端子Ｍout1と端子Ｍout0との間には、モータ回転による逆起電圧が出現する（ステップＳ４４）。Ｘ相の電圧ＶＭＸの逆起電圧のゼロクロスにより（ステップＳ４５→Ｙｅｓ）、第２象限が終了する。

《第２象限のＹ相の動作》
第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、図１０のＸ相の動作に相当する動作を行う。つまり、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオンして（図１０のステップＳ３０相当）通電を行う。電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3との差は、電圧ＭＶddとなる（図１０のステップＳ３１相当）。このとき端子Ｍout2から端子Ｍout3に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＹの絶対値が次第に増大する（図１０のステップＳ３２相当）。
ここでＸ相の電圧ＶＭＸの逆起電圧がゼロクロスすると（図１０のステップＳ３３相当→Ｙｅｓ）、Ｙ相の端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオフし（図１０のステップＳ３４相当）、Ｙ相は高損失期間に移行する。これにより電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3とは等しくなり（図１０のステップＳ３５相当）、第２象限を終了する。

《本実施形態の動作》
図３（ａ）〜（ｅ）は、本実施形態のＨブリッジ回路２０の動作モードの説明図である。
図３（ａ）は、チャージモードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図であり、図８（ａ）に示したＨブリッジ回路２０の動作と同様である。このときＨブリッジ回路２０は、チャージモードの後に、比較例と同様に図３（ｂ）に示す高損失モードに移行する。

図３（ｂ）は、高損失モードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図であり、図８（ｂ）に示したＨブリッジ回路２０の高損失モードの動作と同様である。比較例のＨブリッジ回路２０は、フライバック電圧発生中は高損失モードを維持する。しかし、本実施形態のＨブリッジ回路２０は、所定時間が経過すると、スイッチング素子２がオフからオンに切り替わり、図３（ｃ）に示す低損失モードに遷移する。

図３（ｃ）は、低損失モードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
このときコイル１２４に蓄えられたエネルギーにより、スイッチング素子８、コイル１２４、スイッチング素子２を介して太実線で示す方向に電流が流れる。すなわち、太実線で示すモータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側のスイッチング素子２を導通状態として、コイル１２４に蓄積されたエネルギーにより、導通状態にあるハイサイド側のスイッチング素子２と太実線で示すモータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイド側のスイッチング素子８とで形成される閉回路に電流が流れる。図３（ｃ）の低損失モードでは、スイッチング素子８，２のオン抵抗による電力損失のみとなり、電力損失は、高損失モードよりも低くなる。本実施形態のＨブリッジ回路２０は、ＣＭＯＳ製造プロセスで構成された場合であっても、寄生トランジスタ効果により電流がグランド１４２に流出して発熱することがなく、更にエネルギーの損失を防ぐことができる。Ｈブリッジ回路２０が低損失モードで動作する期間を「フライバック対応期間」という。

また、図３（ｃ）の状態から、コイル１２４がエネルギーを十分に放出すると電流の向きが反転し、図３（ｄ）の状態に遷移する。
図３（ｄ）は、低損失モードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図である。
このとき、スイッチング素子２、コイル１２４、スイッチング素子８を介して太実線で示す方向に電流が流れる。この電流のミラー電流がスイッチング素子１７に流れ、予めＤ／Ａコンバータ１１５に設定した最小電流閾値クロスが比較器１１４で検出されたならば、図３（ｅ）の状態に遷移する。なお、比較器１１４は、電流制御検出用にコイル１２４の正電流を測定するものを流用している。
図３（ｅ）は、フリーモードにおけるＨブリッジ回路２０の動作を示す図であり、図８（ｃ）に示したＨブリッジ回路２０の動作と同様である。ブリッジ制御回路１１０は、このフリー期間にてモータ１２０の逆起電圧のゼロクロスを検知することにより、次の象限へ移行する。そしてＨブリッジ回路２０は、再び図３（ａ）に示したチャージモードに移行する。

図４は、Ｈブリッジ回路２０のＸ相とＹ相の転流順序を説明する波形図である。
図４の波形図は、図９と同様に、Ｘ相の電圧ＶＭout0を実線で、スイッチング素子６の設定を破線で示している。Ｘ相の電圧ＶＭout1を太実線で、スイッチング素子２の設定を太破線で示している。この太破線は、各スイッチング素子がオンしているときＨレベルに、オフしているときＬレベルに描かれている。更にその下に、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸと動作モードとを示している。
図４の波形図は更に、Ｙ相の電圧ＶＭout2を太実線で、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子の設定を太破線で示している。Ｙ相の電圧ＶＭout3を太実線で、端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子の設定を太破線で示している。更にその下に、Ｙ相のコイル電流ＩＭＹと動作モードとを示している。
本実施形態のモータ制御装置１００は、比較例と同様に、モータ１２０をモータ駆動電圧と負荷に応じた１相励磁で駆動する。モータ１２０は、４つの位相（象限）で１つの電気角を構成して回転する。或る象限にてＸ相が通電期間（図３（ａ）参照）ならば、Ｙ相は、高損失期間（図３（ｂ）参照）を経てフライバック対応期間（図３（ｃ）と図３（ｄ）参照）となり、その後にフリー期間（図３（ｅ）参照）となる。

モータ駆動電圧が高い場合、または、負荷が小さい場合に、モータ１２０の回転速度は速くなり、コイル１２４の最大電流は小さくなる。モータ駆動負荷が小さい場合、フライバックパルスの時間は短くなる。逆起電圧は、各相のフリー期間に生じる電圧である。この逆起電圧は、モータ回転速度が速いと高く、停止時に０［Ｖ］になり、かつ脱調検出に利用可能である。

《第１象限》
図４において第１象限は、時刻ｔ11から時刻ｔ21までの期間である。この第１象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とがオン状態になる。これにより端子Ｍout0は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout1はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第１象限の当初において、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ11後の短時間（所定期間）に亘り高損失モードで動作する。このときＹ相の電圧ＶＭout2はフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオードによってクランプされる。また、電圧ＶＭout3は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオードによってクランプされる。電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れる。なお、図４では高損失モードの記載を省略している。

時刻ｔ11から所定期間が経過後、Ｈブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になり、時刻ｔ13まで低損失モードで動作する。なお、図４では低損失モードを「Ｔ」と省略して記載している。
このときＹ相の電圧ＶＭout2は（＋ＭＶdd）［Ｖ］となり、電圧ＶＭout3は０［Ｖ］となる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れるとともに、次第に絶対値が減少して時刻ｔ12にゼロクロスして反転する。時刻ｔ13にコイル電流ＩＭＹは、最小電流閾値をクロスする。

低損失モードにおいて、ブリッジ制御回路１１０は、最小電流閾値を予めＤ／Ａコンバータ１１５に設定し、コイル電流ＩＭＹが最小電流閾値をクロスしたことを比較器１１４で周期的に検出する。ブリッジ制御回路１１０は、コイル電流ＩＭＹが最小電流閾値をクロスしたならば、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオフする。これは時刻ｔ13に行われる。このような制御方式により、モータ１２０に供給する電源電圧ＭＶddや負荷などの動作状況に応じて最適の電力損失対応が可能になる。

このフライバック対応期間の終了時にスイッチング素子のオフが遅れた場合、コイルを挟んだ両方の電圧がモータ１２０に供給する電源電圧ＭＶddで平衡化され、電圧波形が乱れるおそれがある。コイル電流ＩＭＹは、フライバックパルスのピーク時と比べて大幅に減衰しているが、モータ１２０に供給する電源電圧ＭＶddがモータ駆動の逆方向に印加されることで、モータ回転のブレーキとして作用する。これは、比較器１１４で検出可能なＤ／Ａコンバータ１１５の最小電流閾値の設定、および、比較器１１４のサンプリング周期を短くすることで対処可能である。

時刻ｔ13には、全てのスイッチング素子がオフ状態になり、これ以降はフリーモードで動作する。このとき電圧ＶＭout2は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout3は急激に増大したのちにランプ状に減少し、時刻ｔ21にて再び０［Ｖ］となる。コイル電流ＩＭＹは、０［ｍＡ］となる。

《第２象限》
第２象限は、時刻ｔ21から時刻ｔ31までの期間である。この第２象限の当初において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ21後の短時間（所定期間）に亘り高損失モードで動作する。このときＸ相の電圧ＶＭout1はフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１２によってクランプされる。また、電圧ＶＭout0は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオード１８によってクランプされる。電圧ＶＭout1と電圧ＶＭout0はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れるとともに、次第に絶対値が減少して時刻ｔ22にゼロクロスして反転する。時刻ｔ23にコイル電流ＩＭＸの絶対値は、最小電流閾値をクロスする。

低損失モードにおいて、ブリッジ制御回路１１０は、最小電流閾値を予めＤ／Ａコンバータ１１５に設定し、コイル電流ＩＭＸが最小電流閾値をクロスしたことを比較器１１４で周期的に検出する。ブリッジ制御回路１１０は、コイル電流ＩＭＸが最小電流閾値をクロスしたならば、端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とをオフする。これは時刻ｔ23に行われる。
時刻ｔ23には、全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態になり、これ以降はフリーモードで動作する。このとき電圧ＶＭout1は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout0は急激に増大したのちにランプ状に減少し、時刻ｔ31にて再び０［Ｖ］となる。コイル電流ＩＭＸは、０［ｍＡ］となる。

第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout2は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout3はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。

《第３象限》
第３象限は、時刻ｔ31から時刻ｔ41までの期間である。この第３象限にて、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と、端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とがオン状態になる。これにより端子Ｍout1は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout0はグランド１４２と導通して印加電圧が０［Ｖ］になる。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。

第３象限の当初において、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは全てのスイッチング素子がオフ状態であり、時刻ｔ31後の短時間（所定期間）に亘り高損失モードで動作する。このときＹ相の電圧ＶＭout3はフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオードによってクランプされる。また、電圧ＶＭout2は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオードによってクランプされる。電圧ＶＭout3と電圧ＶＭout2はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れる。

時刻ｔ31から所定期間が経過後、Ｈブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout2側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になり、時刻ｔ33まで低損失モードで動作する。
このときＹ相の電圧ＶＭout3は（＋ＭＶdd）［Ｖ］となり、電圧ＶＭout2は０［Ｖ］となる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout2から端子Ｍout3の方向に流れるとともに、次第に絶対値が減少して時刻ｔ32にゼロクロスして反転する。時刻ｔ33にコイル電流ＩＭＹは、最小電流閾値をクロスする。

低損失モードにおいて、ブリッジ制御回路１１０は、最小電流閾値を予めＤ／Ａコンバータ１１５に設定し、コイル電流ＩＭＹが最小電流閾値をクロスしたことを比較器１１４で周期的に検出する。ブリッジ制御回路１１０は、コイル電流ＩＭＹが最小電流閾値をクロスしたならば、端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子と端子Ｍout2側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオフする。これは時刻ｔ33に行われる。

時刻ｔ33には、全てのスイッチング素子がオフ状態になり、これ以降はフリーモードで動作する。このとき電圧ＶＭout3は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout2は急激に増大したのちにランプ状に減少し、時刻ｔ41にて再び０［Ｖ］となる。コイル電流ＩＭＹは、０［ｍＡ］となる。

《第４象限》
第４象限は、時刻ｔ41から時刻ｔ51までの期間である。この第４象限の当初において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは全てのスイッチング素子２，４，６，８がオフ状態であり、時刻ｔ41後の短時間（所定期間）に亘り高損失モードで動作する。このときＸ相の電圧ＶＭout0はフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１６によってクランプされる。また、電圧ＶＭout1は（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオード１４によってクランプされる。電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れるとともに、次第に絶対値が減少して時刻ｔ42にゼロクロスして反転する。時刻ｔ43にコイル電流ＩＭＸの絶対値は、最小電流閾値をクロスする。

低損失モードにおいて、ブリッジ制御回路１１０は、最小電流閾値を予めＤ／Ａコンバータ１１５に設定し、コイル電流ＩＭＸが最小電流閾値をクロスしたことを比較器１１４で周期的に検出する。ブリッジ制御回路１１０は、コイル電流ＩＭＸが最小電流閾値をクロスしたならば、端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオフする。これは時刻ｔ43に行われる。
時刻ｔ43には、全てのスイッチング素子がオフ状態になり、これ以降はフリーモードで動作する。このとき電圧ＶＭout0は急激に減少して０［Ｖ］となり、電圧ＶＭout1は急激に増大したのちにランプ状に減少し、時刻ｔ51にて再び０［Ｖ］となる。コイル電流ＩＭＸは、０［ｍＡ］となる。

第４象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、チャージモードで動作する。このときＨブリッジ回路２０Ｙの端子Ｍout3側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout2側レッグのロウサイド側スイッチング素子とがオン状態になる。これにより端子Ｍout3は直流電源１４０と導通して電源電圧ＭＶddが印加され、端子Ｍout2はグランド１４２と導通して０［Ｖ］になる。Ｙ相のコイル電流ＩＭＹは、端子Ｍout3から端子Ｍout2の方向に流れると共に、次第にその電流の絶対値が増加する。
以下、第１象限から第４象限までの波形を繰り返しながら、モータ１２０が回転する。

本実施形態では、例えばＸ相が通電期間の場合、Ｙ相は高損失期間、フライバック対応期間、フリー期間を移行する。このフライバック対応期間への移行により電力損失を低減する。

《電力損失の計算》
本実施形態の高損失モードにおいて、寄生トランジスタ効果により直流電源１４０に還流せず、全ての電流がグランド１４２に流出した場合を考える。このときの電力損失Ｐ_off2は、以下の式（４）で示される。

フライバック対応期間の電力損失Ｐ_off3は、スイッチング素子を経由するため、以下の式（５）で表される。

この２相ステッピングモータの１電気角での電力損失Ｐは、以下の式（６）で表される。

式（５）で表したように、「フライバック対応期間」ではスイッチング素子を経由するため、電力損失は、電源電圧ＭＶddと寄生トランジスタ効果の影響を受けない。このため、電力損失を縮減することが可能である。

図５は、Ｈブリッジ回路２０のＸ相の各部電圧と電流の波形図である。
図５の波形図は、Ｘ相の電圧ＶＭＸおよびコイル電流ＩＭＸと、Ｘ相の電圧ＶＭout0，ＶＭout1とを全てオシロスコープの波形で示している。

《第１象限》
第１象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とがオン状態になる。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは（−ＭＶdd）［Ｖ］となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。
端子Ｍout0は直流電源１４０と導通するので、電圧ＶＭout0は、（＋ＭＶdd）［Ｖ］となる。端子Ｍout1はグランド１４２と導通するので、電圧ＶＭout1は、０［Ｖ］となる。

《第２象限》
第２象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの全てのスイッチング素子２，４，６，８はオフ状態になる。Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ21の直後にフライバックパルスにより（＋ＭＶdd＋２Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１２，１８によってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（＋ＭＶdd）［Ｖ］となる。この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ23の直前に急激に減少してゼロクロスし、所定電圧まで減少したのちに緩やかに増加して時刻ｔ31にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ21の直後に端子Ｍout0から端子Ｍout1の方向（正方向）に流れるが、次第に電流の絶対値が減少し、時刻ｔ23に電流（−ＩＭＸ）が最小電流閾値よりも大きくなったのちに再び０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ31まで０［ｍＡ］となる。

端子Ｍout0の電圧ＶＭout0は、フライバックパルスにより、時刻ｔ21の直後に（−Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオード１８によってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により時刻ｔ23までは０［Ｖ］となり、時刻ｔ23以降はモータ１２０の逆起電圧により緩やかに所定値に増加したのち減少し、時刻ｔ31にて再び０［Ｖ］となる。
端子Ｍout1の電圧ＶＭout1は、フライバックパルスにより、時刻ｔ21の直後に（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１２によってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（＋ＭＶdd）［Ｖ］となる。この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭout1は、時刻ｔ23には急激に減少して０［Ｖ］となり、時刻ｔ31まで０［Ｖ］となる。

《第３象限》
第３象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と、端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とがオン状態になる。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは（＋ＭＶdd）［Ｖ］となり、Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向に流れると共に、次第に電流の絶対値が増加する。
端子Ｍout0はグランド１４２と導通するので、電圧ＶＭout0は、０［Ｖ］となる。端子Ｍout1は直流電源１４０と導通するので、電圧ＶＭout1は、（＋ＭＶdd）［Ｖ］となる。

《第４象限》
第４象限にて、Ｈブリッジ回路２０Ｘの全てのスイッチング素子２，４，６，８はオフ状態になる。
Ｘ相の電圧ＶＭＸは、時刻ｔ41の直後にフライバックパルスにより（−ＭＶdd−２Ｖf）［Ｖ］以下になるとともにダイオード１４，１６によってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（−ＭＶdd）［Ｖ］となる。この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭＸは、時刻ｔ43の直前に急激に増加してゼロクロスし、所定電圧まで増加したのちに緩やかに減少して時刻ｔ51にて再びゼロクロスする。Ｘ相のコイル電流ＩＭＸは、時刻ｔ41の直後に端子Ｍout1から端子Ｍout0の方向（負方向）に流れるが、次第に電流の絶対値が減少して時刻ｔ43に最小電流閾値よりも大きくなったのちに再び０［ｍＡ］となり、以降は時刻ｔ51まで０［ｍＡ］となる。

端子Ｍout0の電圧ＶＭout0は、フライバックパルスにより、時刻ｔ41の直後に（＋ＭＶdd＋Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１６によってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により（＋ＭＶdd）［Ｖ］となる。この電圧値が所定期間に亘って継続する。電圧ＶＭout0は、時刻ｔ43には急激に減少して０［Ｖ］となり、時刻ｔ51まで０［Ｖ］となる。
端子Ｍout1の電圧ＶＭout1は、フライバックパルスにより、時刻ｔ41の直後に（−Ｖf）［Ｖ］以上になるとともにダイオード１４によってクランプされ、その後に低損失モードへの切替により時刻ｔ43までは０［Ｖ］となり、時刻ｔ43以降はモータ１２０の逆起電圧により緩やかに所定値に増加したのち減少し、時刻ｔ51にて再び０［Ｖ］となる。

図６は、本実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第１象限の処理を示すフローチャートである。図１０に示す比較例のフローチャートと同様であるが、Ｙ相の動作が異なっている。
Ｘ相は、第１象限を通電期間から開始する。ブリッジ制御回路１１０は、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘにて、端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオンする（ステップＳ１０）。これにより、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは第1象限の通電を行う。このとき、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1との差は、電源電圧ＭＶddとなる（ステップＳ１１）。端子Ｍout0から端子Ｍout1に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＸの絶対値が次第に増大する（ステップＳ１２）。

ここでＹ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスすると（ステップＳ１３→Ｙｅｓ）、Ｘ相の端子Ｍout0側レッグのハイサイド側スイッチング素子６と、端子Ｍout1側レッグのロウサイド側スイッチング素子４とをオフし（ステップＳ１４）、Ｘ相は高損失期間に移行する。これにより電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とは等しくなり（ステップＳ１５）、第１象限を終了する。

《第１象限のＹ相の動作》
第１象限にてＹ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第１象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第４象限の最後に全てのスイッチング素子をオフした影響により、コイル１２４Ｙによるフライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。このフライバック電圧により、電圧ＶＭout2が電源電圧ＭＶddとダイオードの順方向電圧降下Ｖfの和以上になるとともにダイオードによってクランプされ、かつ電圧ＶＭout3がダイオードの順方向電圧降下Ｖf以下になるとともにダイオードによってクランプされる。電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。よって、グランド１４２からコイル１２４Ｙを介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成される。

その後所定期間が経過すると、Ｈブリッジ回路２０Ｙは、コイル電流ＩＭＹの方向のハイサイド側スイッチング素子と、その逆方向のロウサイド側スイッチング素子とを導通状態として、低損失モードに遷移する。グランド１４２からコイル１２４Ｙを介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＹの絶対値は、０［ｍＡ］になるまで減衰して、フライバック電圧が解消する。その後、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、コイル電流ＩＭＹの方向が反転し、（−ＩＭＹ）が最小電流閾値を超えたときにフリー期間に移行する。これにより、端子Ｍout2と端子Ｍout3との間には、モータ回転による逆起電圧が出現する。Ｙ相の電圧ＶＭＹの逆起電圧がゼロクロスしたときに、前記したステップＳ１４の処理が行われて、第１象限が終了する。

図７は、本実施形態のモータ駆動制御装置のＸ相の第２象限の処理を示すフローチャートである。
第２象限にてＸ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、フライバック電圧と逆起電圧が相殺される電圧波形となる。第２象限の当初はモータ回転により逆起電圧が発生しているが、同時に直前の第１象限の最後に全てのスイッチング素子２，４，６，８をオフした影響により、フライバック電圧が直前の通電の逆方向に発生し、高損失期間に移行する。

第２象限の最初において、Ｘ相のＨブリッジ回路２０Ｘは、電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1とが等しい（ステップＳ２０）。その後、コイル１２４Ｘに蓄えられたエネルギーが放出されてコイル電流ＩＭＸが減少し（ステップＳ２１）、端子Ｍout1と端子Ｍout0との間にフライバック電圧が発生する（ステップＳ２２）。
所定時間が経過すると、Ｘ相のフライバック電圧により、電圧ＶＭout0が電源電圧ＭＶddとダイオード１２の順方向電圧降下Ｖfの和以上になるとともにダイオード１６によってクランプされ、かつ電圧ＶＭout1がダイオード１８の順方向電圧降下Ｖf以下になるとともにダイオード１４によってクランプされる。電圧ＶＭout0と電圧ＶＭout1はそれらの電圧値が所定期間に亘って継続する。よって、グランド１４２からダイオード１８とコイル１２４Ｘとダイオード１２を介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成される。

ブリッジ制御回路１１０は、端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８をオンし（ステップＳ２３）、フライバック対応期間に移行する。フライバック対応期間にて、グランド１４２からスイッチング素子８とコイル１２４Ｘとスイッチング素子２を介して直流電源１４０に還流する電流経路が形成され、コイル電流ＩＭＸは０［ｍＡ］になるまで高速に減衰する。これを低損失モードと言い、高損失モードよりも損失が低い。

このフライバック対応期間においてブリッジ制御回路１１０は、コイル電流ＩＭＸのゼロクロスしたのち（ステップＳ２４）、電流（−ＩＭＸ）が最小電流閾値以上になったか否かを判断する（ステップＳ２５）。ブリッジ制御回路１１０は、電流（−ＩＭＸ）が最小電流閾値以上になったならば（ステップＳ２５→Ｙｅｓ）、端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とをオフし（ステップＳ２６）、フリー期間に移行する。このステップＳ２５にてブリッジ制御回路１１０は、コイル１２４に流れるコイル電流ＩＭＸがチャージモードとは逆方向に流れだしたことを検知したならば、フリー期間に移行している。

フリー期間にて、端子Ｍout0と端子Ｍout1との間に逆起電圧が出現する（ステップＳ２７）。ブリッジ制御回路１１０は、ＢＥＭＦ検出部１１８にて電圧ＶＭＸに発生している逆起電圧のゼロクロス検出を試みる（ステップＳ２８）。逆起電圧がゼロクロスしたならば（ステップＳ２８→Ｙｅｓ）、第２象限が終了する。

ブリッジ制御回路１１０は、端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と、端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とをオンし（ステップＳ２３）て、高損失モードよりも損失が低い低損失モードで動作する。これにより、電力損失を低減することができる。更にブリッジ制御回路１１０は、電流（−ＩＭＸ）が最小電流閾値以上になったならば、端子Ｍout1側レッグのハイサイド側スイッチング素子２と端子Ｍout0側レッグのロウサイド側スイッチング素子８とをオフして、この低損失モードを終了している。これにより、フライバックパルスの終了後における逆起電圧の測定と、脱調検出に影響を与えることがなく、更にモータ１２０に対するブレーキが発生しないという効果を奏する。

《第２象限のＹ相の動作》
第２象限にて、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、図６のＸ相の動作に相当する動作を行う。つまり、Ｙ相のＨブリッジ回路２０Ｙは、端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオンして（図６のステップＳ１０相当）通電を行う。電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3との差は、ＭＶddの電圧となる（図６のステップＳ１１相当）。このとき端子Ｍout2から端子Ｍout3に電流が流れてモータ１２０が回転し、コイル電流ＩＭＹの絶対値が次第に増大する（図６のステップＳ１２相当）。

ここでＸ相の電圧ＶＭＸに発生した逆起電圧がゼロクロスすると（図６のステップＳ１３相当→Ｙｅｓ）、Ｙ相の端子Ｍout2側レッグのハイサイド側スイッチング素子と、端子Ｍout3側レッグのロウサイド側スイッチング素子とをオフし（図６のステップＳ１４相当）、Ｙ相は高損失期間に移行する。瞬間的にＹ相の電圧ＶＭout2と電圧ＶＭout3とが等しくなり（図６のステップＳ１５相当）、かつ第２象限が終了する。

本実施形態では、マイクロステップ電流制御用の比較器１１４とＤ／Ａコンバータ１１５と電流検出部１１６を流用してフライバックの終了を検知しているので、コストアップすることなく実施可能である。また電源電圧ＭＶddや負荷トルクや回転速度が変化した場合でも、電力損失やブレーキが発生することがない。

本実施形態では更に、フライバックパルスの終了タイミングを検出して、そのタイミングにスイッチング素子をオフさせることができる。これにより、フライバックパルスの終了後における逆起電圧の測定と、脱調検出に影響を与えることがない。更にモータ１２０に対するブレーキが発生しないので、モータの最高速度性能に悪影響を与えることがないという利点がある。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｉ）のようなものがある。
（ａ） 本発明は２相ステッピングモータに限定されず、任意相のモータでもよく、例えば３相ステッピングモータであってもよい。また、モータコイルがスター結線やデルタ結線となっているブラシレスモータであってもよい。
（ｂ） スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限られず、任意種類の半導体スイッチ素子であってもよい。
（ｃ） 駆動制御装置の各構成要素は、少なくともその一部がハードウェアによる処理ではなく、ソフトウェアによる処理であってもよい。
（ｄ） 駆動制御装置は、少なくともその一部を集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）としてもよい。
（ｅ） 図１、図２に示した駆動制御装置の回路ブロック構成は具体例であって、これに限定されない。
（ｆ） 図６、図７に示した制御フローは一例であって、これらのステップの処理に限定されるものではなく、例えば、各ステップ間に他の処理が挿入されてもよい。
（ｇ） 高損失モードから低損失モードへの遷移は、所定時間の経過に限られず、フライバック電圧のゼロクロスによって遷移してもよく、限定されない。
（ｈ） 本発明のＨブリッジ回路は、ハーフブリッジを組み合わせたものであってもよく、限定されない。

２，４，６，８ スイッチング素子
１２，１４，１６，１８ ダイオード
２０，２０Ｘ，２０Ｙ Ｈブリッジ回路
１００ モータ制御装置 （モータ駆動制御装置の一例）
１０１ ＣＰＵ
１０７ ブリッジ制御部
１１０ ブリッジ制御回路
１１３ ＰＷＭ信号発生器
１１４ 比較器
１１５ Ｄ／Ａコンバータ
１１６ 電流検出部
１１８ ＢＥＭＦ検出部 （ゼロクロス検知手段の一例）
１２０ モータ
１２２ＹＰ，１２２ＸＮ，１２２ＹＮ，１２２ＸＰ 固定子
１２４ コイル
１２６ 回転子
１４０ 直流電源
１４２ グランド

Claims (6)

1. スイッチング素子とフライホイールダイオードとを有し、モータに設けられたモータコイルに接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路と、
   前記モータコイルに流れるモータ電流を検知する電流検知手段と、
   前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、
   前記電流検知手段による検知結果に応じて前記スイッチング素子を駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、前記モータコイルのフライバックパルスを発生させ、かつエネルギー損失が高い高損失モード、前記高損失モードよりも損失が低い低損失モード、または前記モータコイルのフライバックパルスの減衰後に前記ゼロクロス検知手段により前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するフリーモード、のうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、を有し、
   前記制御手段は、前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替え、前記Ｈブリッジ回路の直前の位相のＨブリッジ回路に接続されたモータコイルの逆起電圧がゼロクロスしたことを前記ゼロクロス検知手段により検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高損失モードに切り替え、所定時間が経過した後に前記Ｈブリッジ回路を前記低損失モードに切り替え、前記電流検知手段により前記Ｈブリッジ回路に接続されたモータコイルに流れるモータ電流が前記チャージモードとは逆方向に流れだしたことを検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記フリーモードに切り替える、
   ことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 前記制御手段は、
   前記低損失モードにて前記Ｈブリッジ回路のスイッチング素子のうち、前記モータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側の１個と、前記モータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイドの１個とを導通状態として、前記モータコイルに蓄積されたエネルギーにより、導通状態にあるハイサイド側のスイッチング素子とロウサイド側のスイッチング素子とで形成される閉回路に電流を流す、
   ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記制御手段は、
   前記高損失モードにて前記Ｈブリッジ回路のスイッチング素子を全て非導通状態として、前記モータコイルに蓄積されたエネルギーにより、前記モータ電流が流れる方向の側にあるハイサイド側のフライホイールダイオードと、前記モータ電流が流れる方向の反対側にあるロウサイド側のフライホイールダイオードとで形成される閉回路に電流を流す、
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記Ｈブリッジ回路を構成する前記スイッチング素子と前記フライホイールダイオードとは、ＣＭＯＳプロセスで形成されている、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記電流検知手段は、カレントミラー回路と比較器とで構成される、
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のモータ駆動制御装置。
6. スイッチング素子を有し、モータに設けられたモータコイルに接続されたハーフブリッジを組み合わせたＨブリッジ回路と、
   前記モータコイルに流れるモータ電流を検知する電流検知手段と、
   前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するゼロクロス検知手段と、
   前記電流検知手段による検知結果に応じて前記スイッチング素子を駆動し、前記Ｈブリッジ回路に対して、前記モータコイルに流れるモータ電流を増加させるチャージモード、前記モータコイルのフライバックパルスを発生させ、かつエネルギー損失が高い高損失モード、前記高損失モードよりも損失が低い低損失モード、または前記モータコイルのフライバックパルスの減衰後に前記ゼロクロス検知手段により前記モータコイルの逆起電圧のゼロクロスを検知するフリーモード、のうち何れかの動作モードを指定する制御手段と、を有するモータ駆動制御装置のモータ駆動制御方法であって、
   前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路を前記チャージモードに切り替えるステップと、
   前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路の直前の位相のＨブリッジ回路に接続されたモータコイルの逆起電圧がゼロクロスしたことを前記ゼロクロス検知手段により検知したならば、前記Ｈブリッジ回路を前記高損失モードに切り替えるステップと、
   前記高損失モードに切り替えてから所定時間が経過した後に前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路を前記低損失モードに切り替えるステップと、
   前記電流検知手段により前記Ｈブリッジ回路に接続されたモータコイルに流れるモータ電流が前記チャージモードとは逆方向に流れだしたことを検知したならば、前記制御手段が前記Ｈブリッジ回路を前記フリーモードに切り替えるステップと、
   を実行することを特徴とするモータ駆動制御方法。

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