JP4173322B2 - スイッチトリラクタンス駆動システムに関する制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチトリラクタンス駆動システムにおける過渡電圧の低減方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチトリラクタンスシステムの特性および動作は、当該技術において周知であり、たとえば、参照によって本願に組み込まれる、StephensonおよびBlakeによる「スイッチトリラクタンスモータおよび駆動装置の特性、設計および用途」（"The characteristics, design and application of switched reluctance motors and drives" by Stephenson and Blake, PCIM'93, Nuernberg, 21-24 June 1993）に記載されている。図１はスイッチトリラクタンスモータ１２が負荷１９を駆動する、典型的なスイッチトリラクタンス駆動装置を概略形式で示している。入力ＤＣ電源１１は、電池または、整流ろ波されたＡＣ主電源とすることができる。電源１１によって供給されたＤＣ電圧は、電子制御装置１４の制御下でパワーコンバータ１３によってモータ１２の相巻線１６間で切換えられる。切換えは、駆動装置の適正な動作のために回転子の回転角度と正しく同期していなければならない。回転子の角位置に対応する信号を供給するために、回転子位置検出器１５が一般に使用される。回転子位置検出器１５は、ソフトウェアアルゴリズムの形態を含む、多くの形態をとることができる。その出力はまた、速度フィードバック信号を生成するために使用され得る。電流フィードバックは電流変換器１７によって相巻線またはそれぞれの相巻線に供給される。上述のStephensonの論文で検討されているように、リラクタンス機械は電動モードまたは発電モードにおいて動作することができる。入力要求１８は電動に必要なトルクもしくは速度または発電に必要な電流もしくは電圧とすることができる。
【０００３】
多様なパワーコンバータトポロジが知られており、そのいくつかは上述の
Stephensonの論文において検討されている。最も普通の構成の１つが、図２に多相システムの単相に関して示されており、ここにおいて、機械の相巻線１６は母線２６，２７間の２個のスイッチング素子２１，２２と直列に接続されている。母線２６，２７は集合的に、コンバータの「ＤＣリンク」と呼ばれる。エネルギーリカバリダイオード２３，２４は，スイッチ２１，２２が開かれたときに相巻線電流がＤＣリンクに流れ戻ることができるように、相巻線と接続されている。「ＤＣリンクコンデンサ」として知られるコンデンサ２５は、電源から引出されることができないまたは電源に戻ることができないＤＣリンク電流（すなわち、いわゆる「リプル電流」）のあらゆる交番成分をソースまたはシンクするためにＤＣリンク間に接続されている。実際には、コンデンサ２５は、直列および／または並列に接続された数個のコンデンサを含んでもよく、並列接続が使用される場合、それらの素子のいくつかはコンバータ全体に分散されていてもよい。このコンデンサのコストおよび／またはサイズは、駆動装置のコストおよび／または駆動装置が占めるスペースに影響されやすい設備、たとえば航空宇宙または自動車用途において、重要である。
【０００４】
スイッチトリラクタンス駆動装置は本質的に、可変速システムであり、交流電流が供給される従来の形式の機械に見られるものとはまったく異なる、機械の相巻線における電圧および電流によって特徴づけられる。周知のとおり、スイッチトリラクタンスシステムの動作の２つの基本的なモード、すなわち単一パルスモードとチョッピングモードとが存在し、両方とも上述のStephensonの論文に記載されている。これらはここで次のとおりに簡潔に記載されている。
【０００５】
所定の回転子角度において、電圧は、パワーコンバータ１３のスイッチをオンに切換え、導通角である任意の角度θ_cについて一定の電圧を与えることによって印加される。θ_cを過ぎると、スイッチが開かれ、エネルギーリターンダイオードの動作が巻線間に負電圧を与え、機械における磁束をもたらし、したがって電流をゼロまで減衰させる。そのサイクルが繰返されるまで、一般にゼロ電流期間が存在する。位相はθ_cの間に電源からエネルギーを引出しており、その後少量を電源に戻していることが明白であろう。このことは図３（ａ）に示されている。このモードは、一般に単一パルスモードとして知られている。なぜなら一位相周期に位相に印加される電圧が１パルスだけ存在するからである。単一パルスモードは、典型的な駆動装置の速度範囲のうち、通常は中速度および高速度に使用される。両方のスイッチを同時に開く代りに、第１のスイッチよりも遅い角度θ_fで第２のスイッチを開くことで、閉じたスイッチ、相巻線、ダイオードによって形成されるループを電流が循環できるようにすることに利点がある。この技術は「フリーホイーリング」として知られており、ピーク電流の制限および音響雑音の低減を含む、様々な理由のために使用されている。フリーホイーリングを含めたものが図３（ｂ）に示されている。フリーホイーリングは広い速度範囲にわたって使用されることができる。フリーホイーリングの開始のタイミングとその期間とは速度に左右される。
【０００６】
しかしながら、ゼロおよび低速度では、単一パルスモードは、生起し得る高ピーク電流のために適当ではなく、導通期間全体におけるある所定値の範囲内のピーク電流において、チョッピングモードが使用される。単一パルスモードについて言えば、チョッピングモードの２つの主要な変形が存在する。最も簡単な方法は相巻線に関係する２個のスイッチ、たとえば図２のスイッチ２１，２２を同時に開くことである。これは、エネルギーを機械からＤＣリンクに戻すもので、時として「ハードチョッピング」として知られている。どのようなチョッピング方式によっても、使用される電流レベルを決定するための方策の選択肢が存在する。多くのそうした方策が当該技術において周知である。１つの方式は上側電流と下側電流との間でのチョッピングを可能にするヒステリシスコントローラを使用する。典型的な方式がハードチョッピングに関して図４（ａ）に示されている。選択されたスイッチオン角度θ_on（これはしばしば、位相が最小インダクタンスを有する際の位置であるが、他のいずれかの位置としてもよい）において、電圧は相巻線に印加され、相電流は上側ヒステリシス電流Ｉ_uに達するまで上昇することができる。その時点で、両方のスイッチが開かれ、電流は下側電流Ｉ_lに達するまで下降し、再びスイッチが閉じられ、そのチョッピングサイクルを繰返す。他の方法は、スイッチの一方だけを開き、フリーホイーリングが生起し得るようにするものであり、「フリーホイールチョッピング」または「ソフトチョッピング」として知られている。図４（ｂ）はフリーホイーリングチョッピングまたはソフトチョッピングを使用するヒステリシスコントローラの対応する相電流波形を示す。
【０００７】
米国特許公報第４９３３６２１号（MacMinn）は、スイッチの周波数を低減することによって、スイッチング素子の損失を低減し、コンデンサの定格リプル電流を低減するためのフリーホイールチョッピングの使用を提案している。米国特許公報５９４２８６５号（Kim）は、一連のＰＷＭパルスの終期におけるフリーホイールのためのシステムを記載しており、その遅延時間は固定子にかかる放射状の力を低減して音響雑音の放出を低減するために選択される。類似のものは、フリーホイーリング期間は固定子の共振周波数に関係して選択されるとした欧州特許公報７００９４５号（Wu）に記載されており、その趣旨は、固定子の振動を等しい大きさの減殺するパルスで能動的に除去することにある。フリーホイーリングのさらに長い期間の使用が、国際特許公開公報ＷＯ９０／１６１１１号（Hedlund）および米国特許公報５７６０５６５号（Randall）によって提案されており、ピーク磁束を低減して高速度における関連する鉄損を低減している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ＤＣリンクコンデンサの定格電圧の低減のためにフリーホイーリングの使用を検討している先行技術は存在しない。コンデンサのコストは、多数の要件、たとえば、動作温度、耐用期間要件、定格リプル電流、内部インピーダンスなどに影響されるが、最も重要なものの１つは、定格電圧である。この定格は、ＤＣリンクの公称値によるものではなく、そのリンクに現れる過渡電圧と、最も高く予期された過渡現象よりも高い安全マージンを有するための要件とによって決定されるものである。特に、２４Ｖまたは４８Ｖの電池からの低電圧システム動作において、コンデンサのコストは過渡電圧の仕様に左右され易い。
【０００９】
本発明の目的は、ＤＣリンクコンデンサの過渡電圧を低減するスイッチトリラクタンス駆動システムに関する制御方法を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に従えば、少なくとも１つの相巻線を有する固定子および該固定子に対して移動可能な可動部を有するリラクタンス機械と、該相巻線または各相巻線間に接続されたスイッチ手段であって、位相導通期間に電源からスイッチ手段を通して相巻線が励磁される励磁モード、印加される電圧はなく相巻線の電流が循環を繰返すフリーホイーリングモード、および少なくとも１つの相巻線の両端間の電圧が反転する消勢モードに切換え可能なスイッチ手段と、該スイッチ手段の該電源側間に接続されたＤＣリンクコンデンサとを含むスイッチトリラクタンス駆動システムにおける過渡電圧の大きさを低減する方法において、少なくとも１つの相巻線の位相導通期間の初期に励磁モードを開始し、前記コンデンサの両端間の第１の過渡電圧スパイクをもたらすフリーホイーリングモードを開始し、フリーホイーリングモードを開始して所定の期間後、前記コンデンサの両端間の第２の過渡電圧スパイクをもたらす消勢モードを開始することを含むことを特徴とする方法が提供される。
【００１１】
スイッチトリラクタンス駆動装置におけるスイッチング時間が可能な限り短くあるべきであるというのは通常の考えである。これは明らかに、高速度において特に重要である。過渡電圧を低減するためにフリーホイーリング段階を導入することは、本質的にはこの理解と矛盾する。フリーホイーリングモードと消勢モードとを開始する間の所定の時間の選択は、好ましくは、スイッチング動作全体に要する時間との兼ね合いになる。スイッチング動作に利用できる時間は機械の速度が増加するにつれて減少すると認識されるであろう。今まではＤＣリンクコンデンサの過渡電圧負担を和らげるためにフリーホイーリング段階を用いる機会は認識されていなかった。
【００１２】
第２の過渡電圧スパイクの大きさは、ＤＣリンクコンデンサの両端間の電圧の減衰の度合いに、部分的に依存するであろう。本発明の好適な形態に従えば、消勢モードに入る時点は、追加の第２の電圧スパイクが第１のスパイクを超えないＤＣリンク電圧の減衰の時点を、越えないようにまたはそれと同時になるように選択される。このことは両スパイクの大きさと、フリーホイーリングから消勢までのスイッチング間の時間との兼ね合いによることを意味する。
【００１３】
本発明の好適な実施形態に従えば、所定の期間は第１の過渡電圧スパイクの減衰に従って定められる。
【００１４】
本発明の特定の形態に従えば、少なくとも１つの相巻線を有する固定子および該固定子に対して移動可能な可動部を有するリラクタンス機械と、該相巻線または各相巻線間に接続されたスイッチ手段であって、位相導通期間に電源からスイッチ手段を通して相巻線が励磁される励磁モード、印加される電圧はなく相巻線の両端間の電圧が減衰しながら、相巻線の電流が循環を繰返すフリーホイーリングモード、および少なくとも１つの相巻線の両端間の電圧が反転する消勢モードに切換え可能なスイッチ手段と、該スイッチ手段の該電源側間に接続されたＤＣリンクコンデンサとを含むスイッチトリラクタンス駆動システムにおける過渡電圧の大きさを低減する方法において、少なくとも１つの相巻線の位相導通期間の初期に励磁モードを開始し、前記コンデンサの両端間の第１の過渡電圧スパイクをもたらすフリーホイーリングモードを開始し、フリーホイーリングモード開始後、前記コンデンサの両端間の第２の過渡電圧スパイクをもたらす消勢モードを開始し、第２の過渡電圧スパイクの大きさを相巻線の消勢に要する時間で埋合わせるように、第１および第２の過渡電圧スパイク間の期間を調整することを含むことを特徴とする過渡電圧を低減する方法が提供される。
【００１５】
さらに詳しくは、本発明は、少なくとも１つの相巻線を有する固定子および該固定子に対して移動可能な可動部を有するリラクタンス機械と、該相巻線または各相巻線間に接続されたスイッチ手段であって、位相導通期間に電源からスイッチ手段を通して相巻線が励磁される励磁モード、印加される電圧はなく相巻線の電流が循環を繰返すフリーホイーリングモード、および少なくとも１つの相巻線の両端間の電圧が反転する消勢モードに切換え可能なスイッチ手段と、該スイッチ手段の該電源側間に接続されたＤＣリンクコンデンサとを含むスイッチトリラクタンス駆動システムにおける過渡電圧の大きさを低減する方法において、
少なくとも１つの相巻線の位相導通期間の初期に励磁モードを開始し、
前記コンデンサの両端間の第１の過渡電圧スパイクをもたらすフリーホイーリングモードを開始し、
フリーホイーリングモードを開始して所定の期間後、前記コンデンサの両端間の第２の過渡電圧スパイクをもたらす消勢モードを開始することを含むことを特徴とする方法である。
【００１６】
本発明において、前記第２の過渡電圧スパイクは、前記第１の過渡電圧スパイクの大きさを超えない大きさを有することを特徴とする。
【００１７】
本発明において、前記消勢モードが前記第１の過渡電圧スパイクの減衰に従って定められる所定の期間後に開始することを特徴とする。
【００１８】
本発明において、前記所定の期間が、前記第２の過渡電圧スパイクが前記第１の過渡電圧スパイクと実質的に同じ大きさとなるように、定められることを特徴とする。
【００１９】
本発明は、少なくとも１つの相巻線を有する固定子および該固定子に対して移動可能な可動部を有するリラクタンス機械と、該相巻線または各相巻線間に接続されたスイッチ手段であって、位相導通期間に電源からスイッチ手段を通して相巻線が励磁される励磁モード、印加される電圧はなく相巻線の両端間の電圧が減衰しながら、相巻線の電流が循環を繰返すフリーホイーリングモード、および少なくとも１つの相巻線の両端間の電圧が反転する消勢モードに切換え可能なスイッチ手段と、該スイッチ手段の該電源側間に接続されたＤＣリンクコンデンサとを含むスイッチトリラクタンス駆動システムにおける過渡電圧の大きさを低減する方法において、
少なくとも１つの相巻線の位相導通期間の初期に励磁モードを開始し、
前記コンデンサの両端間の第１の過渡電圧スパイクをもたらすフリーホイーリングモードを開始し、
フリーホイーリングモード開始後、前記コンデンサの両端間の第２の過渡電圧スパイクをもたらす消勢モードを開始し、
第２の過渡電圧スパイクの大きさを相巻線の消勢に要する時間で埋合わせるように、第１および第２の過渡電圧スパイク間の期間を調整することを含むことを特徴とする過渡電圧を低減する方法である。
【００２０】
本発明において、前記第１および第２の過渡電圧スパイクが実質的に等しい大きさになるように、前記期間が調整されることを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明は様々な態様で実施することができ、それらのいくつかの実施形態を添付図面を参照して例示として説明する。
【００２２】
本発明は、図２で示されるようなそれぞれの位相に関するスイッチング回路を備えた図１で示されるような駆動システムにおける第１の実施形態において実施される。本発明に従えば、その制御方策は、電子制御装置１４のプログラミングによって、スイッチング回路のフリーホイーリング構成を利用するように適合される。
【００２３】
図５（ａ）は、図２の回路の１つの位相が従来の方法で動作されて、図３（ａ）の相電流波形を生成するときの、ＤＣリンクコンデンサ２５の端子間における電圧（すなわち、ＤＣリンク電圧）の波形を示す。このグラフは、電圧源１１とＤＣリンクコンデンサとが最小インダクタンスを有している理想的な条件で描かれたものである。ＤＣリンク電圧は、位相のスイッチがオフに切換わる時点で短期の極小のスパイクを伴うが、実質的に一定のように見える。
【００２４】
しかしながら、実際の回路では、電圧源は電気抵抗とインダクタンスとの両方を有し、コンデンサと接続線とは幾分かの寄生インダクタンスも有する。これらのインダクタンスが結合した結果、スイッチング素子２１，２２が開かれるとき、ＤＣリンク電圧が急上昇する。これは図５（ｂ）に示されており、スイッチがＸ点で開かれたとき、過渡電圧は公称ＤＣリンク電圧の１３６％に上昇している。グラフの領域Ｙにわたる電圧曲線の落込みは、ソースインピーダンスを通して流れる相電流によってもたらされ、特別なことではない。
【００２５】
本発明に従えば、過渡電圧は非常に短い期間でフリーホイーリングすることによって低減されるが、その期間は、第１のスイッチをオフに切換えることで生成される過渡電圧のパルス幅に関係する。図６（ａ）では、公称電源電圧は１３．５Ｖであり、電源、コンデンサ、スイッチおよび巻線のパラメータは、図５と同じである。Ａと示された第１の電圧スパイクは、巻線１６の電流が循環して相対的に徐々に減衰するように位相をフリーホイーリングするために、第１のスイッチ２１が開くことによる。Ｂと示された第２の電圧スパイクは、位相を消勢するために第２のスイッチ２２を開き、磁束および相電流を下げることによる。第２のスパイクＢは、第１のスパイクよりも小さい。なぜなら相巻線電流がフリーホイーリングするに従ってパルス間隔中に減衰するからであり、したがって電流が小さくなるほど生成されるスパイクも小さくなる。電圧オーバーシュートは１１６％に、すなわち、従来の動作によって生成されたものの約半分に低減されることが判るであろう。
【００２６】
本発明の別の実施形態に従えば、第２のスイッチ２２は第１のスイッチ２１から所定の時間経過した後に開かれ、相巻線の消勢が始まった時点における追加の減衰している第１スパイクおよびより小さい第２スパイクは実質的に第１パルスのピークと等しい。これは図６（ｂ）に示され、波形の２つのピークが実質的に等しい。上述で用いられた要素の値および固定子極数６／回転子極数４のスイッチトリラクタンス駆動装置に対して、スイッチ動作間隔は３６μｓｅｃである。これはコンデンサの過渡電圧が可能な限り低く維持され、スイッチング動作全体が可能な限り短周期で終了する条件による。本発明は、特別のスイッチング段階を課す。これは迅速なスイッチングという基本的な切実な要求と矛盾している。しかしながら、２つの段階のタイミングは十分に接近しているので、スイッチング全体に重大な有害な影響はない。その遅れはどの駆動装置でも定められ、その駆動装置の速度またはその駆動装置を制御するのに使用される制御法則とは無関係であることに注目されたい。いくつかの状況では、スイッチング段階間の所定の時間を、スパイクの大きさが等しくなるように電圧を十分に減衰させるために必要な長さにすることはできないであろう。この場合、第１のスパイクを超過する第２のスパイクは、エネルギーが依然としてその２つの段階に分散されているので、ＤＣリンクコンデンサにおける過渡電圧スパイクの負担の緩和を依然として意味するであろう。
【００２７】
電子制御装置１４は異なる形態で実施され得る。一般に、それはプログラム可能なまたは特定目的用の装置であって、ＡＳＩＣ（application-specific
integrated circuit）のようなものである。スイッチングのタイミングはプログラミングの一部である。２段階のスイッチング動作に関する配置は、当業者に認識され得るような、装置の基本的なプログラムの作り直しを必要とする。あるいは、そのタイミングは図７で示されるような特別なカウンタ回路に影響される。この実施例では、電子制御装置１４は、電流変換器１７および回転子位置検出器１５からフィードバックされた情報と、入力要求１８とに基づく制御信号３０を生成するために配置される。制御信号３０は、シーケンサ３２によって受信され、スイッチ２１，２２の一方を開くことによってコンバータ１３のフリーホイールモードを第一にすぐに開始する。同時にカウンタ３４が動き始め、残りのスイッチが開くことによってコンバータ１３の消勢構成に入るまでの所定の時間（たとえば３６μｓ）の間循環する。
【００２８】
カウンタ３４は、その後、次の位相または単一相の次のサイクルの準備のためにカウントをゼロにする。
【００２９】
図５および図６の波形は、明確にするために１つの位相分だけ描かれたものである。もし機械に他の位相が存在するなら、当業者によって容易に理解されるように、それらの波形への寄与が差込まれるであろう。
【００３０】
上述の実施形態は電動モードに関して記載されていたが、本発明は発電モードにも等しく適用可能であり、コンデンサの電圧の付随的低減をもたらすことは、容易に理解されるであろう。この場合、第２パルスは一般にその２つのうちのより高い方になり（発電の場合フリーホイーリングの間は電流が一般に上昇するため）、そのため、最も良い方策は、パルスを重複させることではなく、第２のスイッチが開く前に第１パルスが実質的にゼロに減衰するまで待つことである。
【００３１】
上述の記載は特定のセットの回路パラメータを使用していたが、本発明は位相数、機械トポロジ、素子、回路電圧または機械トポロジの特定値に限定されないことは、容易に理解されるであろう。必要とされるのは、機械のスイッチング回路が、選択された所定の時間の間、フリーホイーリングを行う能力を有していることのみである。
【００３２】
当業者は、開示された構成の変更が本発明を逸脱することなく可能であることを理解するであろう。したがって、いくつかの実施形態の上述の説明は、限定の目的ではなく、例示として行われている。上述の動作に対する著しい変更を伴わずに若干の修正が構成に対して行い得ることが、当業者には明白であろう。本発明は、特許請求の範囲のみによって限定されるものである。
【００３３】
【発明の効果】
フリーホイーリングを使用することによって、ＤＣリンクに現れる過渡電圧を低減させ、コンデンサの定格電圧を低減することができる。これにより、コンデンサのコスト削減が可能となる。また、スイッチの切換えのタイミングを所定の周期に調整することにより、さらにそのピーク電圧を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】周知のスイッチトリラクタンスシステムの略図を示す。
【図２】１つの相巻線とパワーコンバータとの接続を示す。
【図３】図３（ａ）はフリーホイーリングを有しない周知の単一パルスモードの動作に関する電圧の波形および相電流を示し、図３（ｂ）はフリーホイーリングを有する周知の単一パルスモードの動作に関する電圧の波形および相電流を示す。
【図４】図４（ａ）は周知のハードチョッピングモードの動作に関する相電流を示し、図４（ｂ）は周知のフリーホイールチョッピングモードの動作に関する相電流を示す。
【図５】図５（ａ）は理想的な回路に関するＤＣリンク電圧の波形を示し、図５（ｂ）は実際上の回路に関するＤＣリンク電圧の波形を示す。
【図６】図６（ａ）は本発明の一局面に従って動作する回路に関するＤＣリンク電圧の波形を示し、図６（ｂ）は本発明の好ましい実施例に従って動作する回路に関するＤＣリンク電圧の波形を示す。
【図７】本発明の実施に関する変更された回路を示す。
【符号の説明】
１１ 入力ＤＣ電源
１２ スイッチトリラクタンスモータ
１３ パワーコンバータ
１４ 電子制御装置
１５ 回転子位置検出器
１６ 相巻線
１７ 電流変換器
１９ 負荷
２１，２２ スイッチング素子
２３，２４ エネルギーリカバリダイオード
２５ コンデンサ
２６，２７ 母線
３０ 制御信号
３２ シーケンサ
３４ カウンタ

Claims (5)

1. 少なくとも１つの相巻線を有する固定子および該固定子に対して移動可能な可動部を有するリラクタンス機械と、該相巻線または各相巻線間に接続された第１および第２のスイッチを有するスイッチ手段であって、第１および第２のスイッチが閉じて、位相導通期間に電源からスイッチ手段を通して相巻線が励磁される励磁モード、第１および第２のスイッチのいずれか一方が閉じ、第１および第２のスイッチのいずれか他方が開いて、印加される電圧はなく相巻線の電流が循環を繰返すフリーホイーリングモード、および第１および第２のスイッチが開いて、少なくとも１つの相巻線の両端間の電圧が反転する消勢モードに切換え可能なスイッチ手段と、該スイッチ手段の該電源側間に接続されたＤＣリンクコンデンサとを含むスイッチトリラクタンス駆動システムにおける過渡電圧の大きさを低減する方法において、
   少なくとも１つの相巻線の位相導通期間の初期に励磁モードを開始し、
   前記コンデンサの両端間の第１の過渡電圧スパイクをもたらすフリーホイーリングモードを開始し、
   フリーホイーリングモードを開始して所定の期間後、前記コンデンサの両端間の第２の過渡電圧スパイクをもたらす消勢モードを開始し、
   前記第２の過渡電圧スパイクは、前記第１の過渡電圧スパイクの大きさを超えない大きさを有することを含むことを特徴とする方法。
2. 前記消勢モードが前記第１の過渡電圧スパイクの減衰に従って定められる所定の期間後に開始することを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記所定の期間が、前記第２の過渡電圧スパイクが前記第１の過渡電圧スパイクと実質的に同じ大きさとなるように、定められることを特徴とする請求項２記載の方法。
4. 少なくとも１つの相巻線を有する固定子および該固定子に対して移動可能な可動部を有するリラクタンス機械と、該相巻線または各相巻線間に接続された第１および第２のスイッチを有するスイッチ手段であって、第１および第２のスイッチが閉じて、位相導通期間に電源からスイッチ手段を通して相巻線が励磁される励磁モード、第１および第２のスイッチのいずれか一方が閉じ、第１および第２のスイッチのいずれか他方が開いて、印加される電圧はなく相巻線の両端間の電圧が減衰しながら、相巻線の電流が循環を繰返すフリーホイーリングモード、および第１および第２のスイッチが開いて、少なくとも１つの相巻線の両端間の電圧が反転する消勢モードに切換え可能なスイッチ手段と、該スイッチ手段の該電源側間に接続されたＤＣリンクコンデンサとを含むスイッチトリラクタンス駆動システムにおける過渡電圧の大きさを低減する方法において、
   少なくとも１つの相巻線の位相導通期間の初期に励磁モードを開始し、
   前記コンデンサの両端間の第１の過渡電圧スパイクをもたらすフリーホイーリングモードを開始し、
   フリーホイーリングモード開始後、前記コンデンサの両端間の第２の過渡電圧スパイクをもたらす消勢モードを開始し、
   第２の過渡電圧スパイクの大きさを相巻線の消勢に要する時間で埋合わせるように、第１および第２の過渡電圧スパイク間の期間を調整することを含むことを特徴とする過渡電圧を低減する方法。
5. 前記第１および第２の過渡電圧スパイクが実質的に等しい大きさになるように、前記期間が調整されることを特徴とする請求項４記載の方法。

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