JP6038282B2 - 電圧変換回路 - Google Patents
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Description
この発明は、電圧変換回路に関する。
電圧変換回路の基本的な構成として、例えば下記の特許文献１に記載の構成のものがある。この電圧変換回路は、昇圧回路（昇圧チョッパ）で、リアクトルに蓄積された磁気エネルギを、スイッチ素子を任意に調整してスイッチングさせることで放出し、誘導電圧を得ることで昇圧を実現している。上記の昇圧チョッパにおいては、単独のリアクトルに昇圧のための磁気エネルギを全て蓄積するため、コアの磁気飽和を防止する等のためにリアクトルが非常に大型になるという問題がある。
そこで、上記の問題を解消するために、従来、例えば、下記の特許文献２に記載の技術が提案されている。この特許文献２記載の技術では、電圧変換回路を構成する磁性部品に磁気的に結合した変圧器を用い、直流電流による直流磁化を相殺することでコアの磁気飽和を防止しつつ、磁性部品の小型化を図っている。
上記の特許文献２に係る電圧変換回路によれば、変圧器の一次巻線と二次巻線のそれぞれの電流の向きが反対になるので、コアにおける直流磁化が相殺され、コアが磁気飽和しにくくなるので、小さい巻線（コイル）を採用でき、電圧変換回路の小型化が図れるという利点がある。
しかしながら、この従来の電圧変換回路では、平滑コンデンサに着目すると、平滑コンデンサの電流リプル（以下、単にコンデンサ電流リプルという）は、リアクトルの電流リプルに等しいため、昇圧比が決まると、リアクトルのインダクタンスで一意にリアクトルの電流リプルが決まり、このため、コンデンサ電流リプルも決定されてしまう。
上記のコンデンサ電流リプルは、平滑コンデンサの設計に影響するため、コンデンサ電流リプルの制約などにより、リアクトルのインダクタンスが決定されることになり、リアクトルの設計に制約が生じるという問題があった。
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、リアクトルの磁気飽和を緩和しながら、リアクトルと変圧器の設計の自由度を広げ、装置の小型化を図ることが可能な電圧変換回路を提供することを目的とする。
この発明における電圧変換回路は、低電圧端子と高電圧端子と基準端子とを有し、上記低電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧と、上記高電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧との電圧変換を行うものであって、コアを介して一次巻線と二次巻線が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器と、上記変圧器の上記一次巻線に接続されて当該一次巻線とは独立して設けられたエネルギ蓄積用の第１のリアクトルと、上記変圧器の上記二次巻線に接続されて当該二次巻線とは独立して設けられたエネルギ蓄積用の第２のリアクトルと、上記一次巻線から上記基準端子への通電を制御する第１のスイッチ素子と、上記一次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第２のスイッチ素子と、上記二次巻線から上記基準端子への通電を制御する第３のスイッチ素子と、上記二次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第４のスイッチ素子とを備え、上記第１のリアクトルと上記第２のリアクトルのいずれか一方は、上記変圧器の上記高電圧端子の近接側に設けられ、上記変圧器の上記一次巻線と上記二次巻線のインダクタンスは、上記第１のリアクトルと上記第２のリアクトルのインダクタンスの１倍〜１０倍の範囲に設定されている。
この発明の電圧変換回路によれば、分割されたリアクトルにより、リアクトル電流リプルは、リアクトルと変圧器のインダクタンスの組み合わせで決定されるため、リアクトルのインダクタンスは、リアクトル電流リプルに制約されることなく選択することができる。これにより、リアクトルの磁気飽和を緩和しながら、リアクトルと変圧器の設計の自由度を広げることができ、装置内に占めるリアクトルと変圧器の体積が最小化するように各インダクタンスを選択、設計することで、装置の小型化・低コスト化を図ることが可能になる。
まず、この発明の内容の理解を容易にするために、図９から図１３に基づいて参考例である電圧変換回路について先に説明する。次いで、この発明の実施の形態の内容についての説明を行う。
図９はこの発明の参考例となる電圧変換回路の構成を示す回路図である。
この電圧変換回路は、平滑コンデンサ５，６、リアクトル７、変圧器８、および４つのスイッチ素子１２，１４，１６，１８から構成されている。そして、低電圧端子２と基準端子（ＧＮＤ）４との間に平滑コンデンサ５が接続され、また、高電圧端子３と基準端子４との間に平滑コンデンサ６が接続されている。
この電圧変換回路は、平滑コンデンサ５，６、リアクトル７、変圧器８、および４つのスイッチ素子１２，１４，１６，１８から構成されている。そして、低電圧端子２と基準端子（ＧＮＤ）４との間に平滑コンデンサ５が接続され、また、高電圧端子３と基準端子４との間に平滑コンデンサ６が接続されている。
低電圧端子２にはリアクトル７の第１端が接続され、リアクトル７の第２端と高電圧端子３との間には互いに並列に接続された一対の第３、第４のＴ型回路が設けられている。第３のＴ型回路は、変圧器８の一次巻線９と２つのスイッチ素子１２，１４からなる。また、第４のＴ型回路は、変圧器８の二次巻線１０と２つのスイッチ素子１６，１８からなる。
この場合、リアクトル７は、昇圧のための磁気エネルギ蓄積用のものである。このリアクトル７には変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の各第１端が共通に接続されている。また、変圧器８は、コア１１を介して一次巻線９と二次巻線１０とが磁気的に結合して１対１の巻数比で互いに逆巻きされた磁気相殺型のものである。
第３のＴ型回路では、一次巻線９と基準端子４との間にスイッチ素子１２のコレクタ・エミッタ間が接続され、また一次巻線９と高電圧端子３との間にスイッチ素子１４のエミッタ・コレクタ間が接続されている。同様に、第４のＴ型回路では、二次巻線１０と基準端子４との間にスイッチ素子１６のコレクタ・エミッタ間が接続され、また二次巻線１０と高電圧端子３との間にスイッチ素子１８のエミッタ・コレクタ間が接続されている。
さらに、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８には、これらに並列にダイオード１３，１５，１７，１９が個別に接続されている。また、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８のゲートにはオン・オフ制御用のゲート信号が図示しない制御装置から与えられる。
次に、上記参考例の電圧変換回路の動作、特にここでは昇圧動作について、図１０〜図１３を参照して説明する。
図１０は、第３のＴ型回路のスイッチ素子１２のみをオンして変圧器８の一次巻線９に通電させるときの電圧変換回路各部の電流の流れを示している。また、図１２は第４のＴ型回路のスイッチ素子１６のみをオンして変圧器８の二次巻線１０に通電させるときの電圧変換回路各部の電流の流れを示している。
図１０に示した状態では、スイッチ素子１４，１８およびスイッチ素子１６の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて、それぞれオフになっている。また、スイッチ素子１２のゲートにはオン・オフ用のゲート信号Ｇ１２が入力される。
ここで、低電圧端子２には直流電源（図示せず）からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号Ｇ１２が入力されてオン動作すると、変圧器８の一次巻線９に励磁電流Ｉ１が流れる。この励磁電流Ｉ１は、低電圧端子２、リアクトル７、一次巻線９、スイッチ素子１２、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１２のゲート信号Ｇ１２がハイレベルである間、励磁電流Ｉ１は次第に増加する。ゲート信号Ｇ１２がローレベルに反転してスイッチ素子１２がオフになると、励磁電流Ｉ１’（図１０に破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ１’は、一次巻線９、ダイオード１５を通って高電圧端子３へ流れる。
このように、変圧器８の一次巻線９に上述の励磁電流Ｉ１，Ｉ１’が流れると、二次巻線１０には相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ２が生じる。この励起電流Ｉ２は、ダイオード１９を経由して高電圧端子３へ流れる。ここで、第３、第４のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図１１に示すように、二次巻線１０の励起電流Ｉ２は、励磁電流Ｉ１，Ｉ１’と実質的に同形の変化特性を有し、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。そして、励起電流Ｉ２と励磁電流Ｉ１’（破線）とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
次に、図１２に示した状態では、スイッチ素子１４，１８およびスイッチ素子１２の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて、それぞれオフになっている。また、スイッチ素子１６のゲートにはオン・オフ用のゲート信号Ｇ１６が入力される。
ここで、低電圧端子２には直流電源（図示せず）からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号Ｇ１６が入力されてオン動作すると、変圧器８の二次巻線１０に励磁電流Ｉ３が流れる。この励磁電流Ｉ３は、低電圧端子２、リアクトル７、二次巻線１０、スイッチ素子１６、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１６のゲート信号Ｇ１６がハイレベルである間、励磁電流Ｉ３は次第に増加する。ゲート信号Ｇ１６がローレベルに反転してスイッチ素子１６がオフになると、励磁電流Ｉ３’（図１２に破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ３’は、二次巻線１０、ダイオード１９を通って高電圧端子３へ流れる。
このように、変圧器８の二次巻線１０に上述の励磁電流Ｉ３，Ｉ３’が流れると、一次巻線９には相互誘導作用に基づき励起電流Ｉ４が生じる。この励起電流Ｉ４は、ダイオード１５を経由して高電圧端子３へ流れる。ここで、第３、第４のＴ型回路の回路定数が共に略等しい場合、図１３に示すように、一次巻線９の励起電流Ｉ４は、励磁電流Ｉ３，Ｉ３’と実質的に同形の変化特性を有し、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。そして、励起電流Ｉ４と励磁電流Ｉ３’（破線）とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
以上のように、スイッチ素子１２，１６が、制御装置（図示せず）から与えられるゲート信号Ｇ１２，Ｇ１６によって時分割で交互にオン・オフ制御されることにより、高電圧端子３には昇圧、安定化された直流電圧Ｖｏが出力される。
ここで、変圧器８の一次巻線９に流れる上記の各電流Ｉ１，Ｉ１’，Ｉ４を総称してｉｃ１と表記し、また、二次巻線１０に流れる上記の各Ｉ２，Ｉ３，Ｉ３’を総称してｉｃ２と表記すれば、リアクトル７に流れるリアクトル電流ｉｂは、一次巻線電流ｉｃ１と二次巻線電流ｉｃ２の和である。このリアクトル電流ｉｂは、スイッチ素子１２，１６がオンしている期間Ｔｏｎで変化するため、リアクトル７に生じるリアクトル電流リプルをＩｂとすると、Ｉｂは下記の式（１）で与えられる。
さらに、図１０から回路方程式を立てると、一次巻線電流ｉｃ１（Ｉ１）が流れる経路の電圧式と、二次巻線電流ｉｃ２（Ｉ２）が流れる経路の電圧式とから下記の式（２）が得られる。ただし、変圧器８の磁気結合度は１、一次巻線９のインダクタンスと二次巻線１０のインダクタンスは共に等しくＬａ、リアクトル７のインダクタンスはＬｂとする。
式（２）を変形すれば、下記の式（３）が得られる。
前述の式（１）と式（３）とから、リアクトル電流リプルＩｂは下記の式（４）で与えられる。
ここで、式（４）で表されるリアクトル電流リプルＩｂは、平滑コンデンサ５のコンデンサ電流リプルに等しい。
このように、参考例として挙げた図９に示す電圧変換回路は、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０のそれぞれの電流の向きが反対になるので、コア１１における直流磁化が相殺され、コア１１が磁気飽和しにくくなるので、小さい巻線（コイル）を採用でき、電圧変換回路の小型化が図れるという利点がある。
しかしながら、この参考例の電圧変換回路では、平滑コンデンサ５に着目すると、平滑コンデンサ電流リプルは、リアクトル電流リプルＩｂに等しいため、式（４）が示すように、昇圧比が決まるとリアクトル７のインダクタンスＬｂで一意にリアクトル電流リプルＩｂが決まり、このためコンデンサ電流リプルも決定されてしまう。
コンデンサ電流リプルは、平滑コンデンサ５の設計に影響するため、コンデンサ電流リプルの制約などにより、リアクトル７のインダクタンスＬｂが決定されることになり、リアクトル７の設計に制約が生じるという問題がある。
実施の形態１．
次に、この発明の実施の形態１における電圧変換回路について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１における電圧変換回路の構成を示す回路図であり、図９に参考例として示した電圧変換回路と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
次に、この発明の実施の形態１における電圧変換回路について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１における電圧変換回路の構成を示す回路図であり、図９に参考例として示した電圧変換回路と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
実施の形態１の電圧変換回路は、平滑コンデンサ５及び６、２つの第１及び第２のリアクトル２１及び２２、変圧器８、並びに４つのスイッチ素子１２，１４，１６，１８を備えている。そして、低電圧端子２と基準端子４（ＧＮＤ）との間に平滑コンデンサ５が接続され、また、高電圧端子３と基準端子４との間に平滑コンデンサ６が接続されている。
低電圧端子２と高電圧端子３との間には互いに並列に接続された一対の第１及び第２のＴ型回路が設けられている。第１のＴ型回路は、第１のリアクトル２１、変圧器８の一次巻線９、および２つのスイッチ素子１２，１４を備える。また、第２のＴ型回路は、第２のリアクトル２２、変圧器８の二次巻線１０、および２つのスイッチ素子１６，１８を有する。
この場合、第１及び第２のリアクトル２１、２２は、昇圧のための磁気エネルギ蓄積用のものであり、第１及び第２のリアクトル２１，２２の第１端は低電圧端子２に共通に接続されている。また、変圧器８は、コア１１を介して一次巻線９と二次巻線１０とが磁気的に結合して１対１の巻数比で互いに逆巻きされた磁気相殺型のものである。また、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８は、ここではＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用されている。
第１のＴ型回路において、第１のリアクトル２１の第２端は、変圧器８の一次巻線９の第１端側の接続端子２８に接続されている。一次巻線９の第２端側の接続端子３２と基準端子４との間には、一次巻線９から基準端子４への通電を制御するスイッチ素子１２のコレクタ・エミッタ間が接続されている。一次巻線９の第２端側の接続端子３２と高電圧端子３との間には、一次巻線９から高電圧端子３への通電を制御するスイッチ素子１４のエミッタ・コレクタ間が接続されている。
同様に、第２のＴ型回路において、第２のリアクトル２２の第２端は、変圧器８の二次巻線１０の第１端側の接続端子２９に接続されている。二次巻線１０の第２端側の接続端子３３と基準端子４との間には、二次巻線１０から基準端子４への通電を制御するスイッチ素子１６のコレクタ・エミッタ間が接続されている。二次巻線１０の第２端側の接続端子３３と高電圧端子３との間には、二次巻線１０から高電圧端子３への通電を制御するスイッチ素子１８のエミッタ・コレクタ間が接続されている。
さらに、各スイッチ素子１２，１４，１６，１８には、これらと並列に各ダイオード１３，１５，１７，１９が個別に接続されている。各スイッチ素子１２，１４，１６，１８のゲートにはオン・オフ制御用のゲート信号が図示しない制御装置から与えられる。なお、符号４１は、第１のＴ型回路のスイッチ素子１２，１４の共通接続点、符号４２は、第２のＴ型回路のスイッチ素子１６，１８の共通接続点である。
このように、実施の形態１では、第１のリアクトル２１は変圧器８の一次巻線９の接続端子２８を介して接続され、また、第２のリアクトル２２は変圧器８の二次巻線１０の接続端子２９を介して接続されている。ここで、各リアクトル２１，２２は変圧器８の一次巻線９や二次巻線１０の巻線の一部として共用されたものではなく、変圧器８の各巻線９，１０とは物理的および作用的に分割されて独立した構成となっている。
なお、特許請求の範囲における第１のスイッチ素子がスイッチ素子１２に、第２のスイッチ素子がスイッチ素子１４に、第３のスイッチ素子がスイッチ素子１６に、第４のスイッチ素子がスイッチ素子１８に、それぞれ対応している。
このような構成を有する電圧変換回路の動作、特にここでは昇圧動作について、図２および図３を参照して説明する。
図２は、第１のＴ型回路のスイッチ素子１２のみをオンして変圧器８の一次巻線９に通電させるときの電圧変換回路各部の電流の流れを示している。また、図３は第２のＴ型回路のスイッチ素子１６のみをオンして変圧器８の二次巻線１０に通電させるときの電圧変換回路各部の電流の流れを示している。
図２に示した状態では、スイッチ素子１４，１８およびスイッチ素子１６の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて、それぞれオフになっている。また、スイッチ素子１２のゲートにはオン・オフ用のゲート信号が入力される。
ここで、低電圧端子２には直流電源（図示せず）からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１２のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の一次巻線９に励磁電流Ｉ５が流れる。この励磁電流Ｉ５は、低電圧端子２、第１のリアクトル２１、一次巻線９、スイッチ素子１２、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１２のゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ５は次第に増加する。スイッチ素子１２のゲート信号がローレベルに反転すると、励磁電流Ｉ５’（図２に破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ５’は、第１のリアクトル２１、一次巻線９、ダイオード１５を通って高電圧端子３へ流れる。
変圧器８の一次巻線９に上記の励磁電流Ｉ５，Ｉ５’が流れると、相互誘導作用に基づき二次巻線１０に励起電流Ｉ６が生じる。この励起電流Ｉ６は、ダイオード１９を経由して高電圧端子３へ流れる。ここで、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しいとき、図１１に示した場合と同様に、二次巻線１０の励起電流Ｉ６は、励磁電流Ｉ５，Ｉ５’と実質的に同形の変化特性を有し、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。そして、励起電流Ｉ６と励磁電流Ｉ５’とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
次に、図３に示した状態では、スイッチ素子１４，１８およびスイッチ素子１２の各ゲートには共にローレベルのゲート信号が入力されて、それぞれオフになっている。また、スイッチ素子１６のゲートにはオン・オフ用のゲート信号が入力される。
ここで、低電圧端子２には直流電源（図示せず）からの直流電圧Ｖｉが入力されているので、スイッチ素子１６のゲートにハイレベルのゲート信号が入力されてオン動作すると、変圧器８の二次巻線１０に励磁電流Ｉ７が流れる。すなわち、この励磁電流Ｉ７は、低電圧端子２、第２のリアクトル２２、二次巻線１０、スイッチ素子１６、基準端子４を経由して流れる。スイッチ素子１６のゲート信号がハイレベルである間、励磁電流Ｉ７は次第に増加する。スイッチ素子１６のゲート信号がローレベルに反転してスイッチ素子１６がオフになると、励磁電流Ｉ７’（破線で示す）は減少し、最後にゼロになる。この励磁電流Ｉ７’は、第２のリアクトル２２、二次巻線１０、ダイオード１９を通って高電圧端子３へ流れる。
変圧器８の二次巻線１０に上記の励磁電流Ｉ７，Ｉ７’が流れると、相互誘導作用に基づき一次巻線９に励起電流Ｉ８が生じる。この励起電流Ｉ８は、ダイオード１５を経由して高電圧端子３へ流れる。ここで、第１、第２のＴ型回路の回路定数が共に略等しいとき、図１３に示した場合と同様に、一次巻線９の励起電流Ｉ８は、励磁電流Ｉ７，Ｉ７’と実質的に同形の変化特性を有し、かつ巻数比（１：１）に基づき実質的に同じ値で生じる。そして、励起電流Ｉ８と励磁電流Ｉ７’とによって平滑コンデンサ６が充電され、その結果、高電圧端子３には昇圧された直流電圧Ｖｏが出力される。
このようにして、スイッチ素子１２，１６が、制御装置（図示せず）から与えられるゲート信号によって時分割で交互にオン・オフ制御されることにより、高電圧端子３には昇圧、安定化された直流電圧Ｖｏが出力される。
ここで、変圧器８の一次巻線９に流れる上記の各電流Ｉ５，Ｉ５’，Ｉ８を総称してｉｃ３と表記し、また、二次巻線１０に流れる上記の各Ｉ６，Ｉ７，Ｉ７’を総称してｉｃ４と表記すれば、第１のリアクトル２１に流れる電流はｉｃ３に等しく、第２のリアクトル２２に流れる電流はｉｃ４に等しい。
いま、第１、第２のリアクトル２１，２２に流れる電流の合計を入力電流ｉｅと表記すれば、この入力電流ｉｅは、一次巻線９に流れる電流ｉｃ３と二次巻線１０に流れる電流ｉｃ４の和である。入力電流ｉｅは、スイッチ素子１２，１６がオンしている期間Ｔｏｎで変化するため、入力電流ｉｅのリプル（以下、単に入力電流リプルという）をＩｅとすると、Ｉｅは下記の式（５）で与えられる。
また、図２から回路方程式を立てると、一次巻線電流ｉｃ３（Ｉ５）が流れる経路の電圧式と、二次巻線電流ｉｃ４（Ｉ６）が流れる経路の電圧式とから下記の式（６）が得られる。ただし、ここでは変圧器８の磁気結合度は１、一次巻線９のインダクタンスと二次巻線１０のインダクタンスは共に等しくＬｃ、両リアクトル２１，２２のインダクタンスは共に等しくＬｄとする。
式（６）において、（ｄｉｃ３／ｄｔ）と（ｄｉｃ４／ｄｔ）について解くと、下記の式（７）が得られる。
前述の式（５）と式（７）とから、入力電流リプルＩｅは、下記の式（８）で与えられる。
ここで、式（８）で表される入力電流リプルＩｅは、平滑コンデンサ５のコンデンサ電流リプルに等しい。
式（８）は、この実施の形態１による入力電流リプルＩｅすなわちコンデンサ電流リプルＩｅが、第１、第２のリアクトル２１，２２のインダクタンスＬｄと、変圧器８の一次巻線９、二次巻線１０のインダクタンスＬｃによって決定されることを示している。
ここで、各リアクトル２１，２２のインダクタンスＬｄと、変圧器８の一次巻線９，二次巻線１０のインダクタンスＬｃの関係に着目して、両者Ｌｃ，Ｌｄの比をインダクタンス比Ｐと表記して、次の式（９）を定義する。
前述の式（８）と式（９）とから、コンデンサ電流リプルＩｅは次式で与えられる。
ここで、式（１０）より、変圧器８の一次巻線９及び二次巻線１０のインダクタンスＬｃをゼロとしたときのコンデンサ電流リプルＩｅを１として正規化し、上述のインダクタンス比Ｐ（＝Ｌｃ／Ｌｄ）とコンデンサ電流リプルＩｅとの相関を求めると、図４に示すグラフが得られる。図４から分かるように、インダクタンス比Ｐ（＝Ｌｃ／Ｌｄ）を大きくしていくと、コンデンサ電流リプルＩｅは小さくなるという傾向が示されている。
図４に示す関係から、第１、第２のリアクトル２１，２２のみの場合よりも、第１、第２のリアクトル２１，２２に対して更に変圧器８を設けてインダクタンス比Ｐを大きくすれば、コンデンサ電流リプルＩｅを小さくできるという利点が得られるが、各リアクトル２１，２２や変圧器８の外形もこれに準ずるとは限らない。
そこで、コンデンサ電流リプルＩｅが一定の条件の下で、実際に各リアクトル２１，２２と変圧器８を設計し、変圧器８を省き第１、第２のリアクトル２１，２２のみ設けた場合の装置の体積を基準として、その状態から、所定のインダクタンスＬｃをもつ変圧器８を設けた場合に、装置全体としての体積がどのように変化するかを調べた結果を図５に示す。
図５において、第１、第２のリアクトル２１、２２の合計の体積（以下、リアクトル体積という）をＶｄ、変圧器８の体積（以下、変圧器体積という）をＶｃ、上記リアクトル体積Ｖｄと変圧器体積Ｖｃの合計の体積（以下、装置体積という）をＶｌ（＝Ｖｄ＋Ｖｃ）とし、変圧器８を設けない場合（したがって、Ｌｃがゼロ、つまりリアクトル比Ｐ＝０の場合）を基準として、そのときのリアクトル体積Ｖｄを１０として正規化したときの、Ｖｄ，Ｖｃ，Ｖｌの各体積の関係を示している。
コンデンサ電流リプルＩｅの発生をできるだけ小さく抑えながら電圧変換回路の小型化を図るためには、変圧器８を設けない場合（すなわちインダクタンス比Ｐ＝０の場合）のリアクトル体積Ｖｄを基準として、これよりも変圧器８を設けた場合の装置体積Ｖｌが小さくなることが望ましい。
ここで、図５から分かるように、第１、第２のリアクトル２１，２２に対して変圧器８を新たに設けてインダクタンス比Ｐをゼロより大きくすれば、変圧器８の各巻線９，１０として所定のインダクタンスＬｃを得るために最低限の構造的な体積が必要となるため、装置体積Ｖｌは増加する。
引き続き、インダクタンス比Ｐを増加させていくと、変圧器体積Ｖｃもこれに伴って次第に増加するものの、各リアクトル体積Ｖｄは顕著に減少し、インダクタンス比Ｐ＝１のときに装置体積Ｖｌは初期値と等しい１０となった。
さらに、インダクタンス比Ｐを増加させていくと、装置体積Ｖｌは極小値をとった後、増加に転じる。これは、リアクトル体積Ｖｄの減少が鈍化するとともに、変圧器体積Ｖｃの増加が大きくなっていることに起因している。装置体積Ｖｌが再び初期値の１０に達するときのインダクタンス比Ｐは１０であった。
以上のことから、コンデンサ電流リプルＩｅの発生をできるだけ小さく抑えながら電圧変換回路の小型化を図る上では、インダクタンス比Ｐ（＝Ｌｃ／Ｌｄ）の選択範囲は１〜１０、したがって各リアクトル２１，２２のインダクタンスＬｄに対して、変圧器８の一次巻線９、二次巻線１０のインダクタンスＬｃを１〜１０倍の範囲で選択するのが望ましい。特に、インダクタンス比Ｐの選択範囲を３〜６とすることで、装置体積Ｖｌは、初期値の１０に対して６程度の最小レベルまで小さくすることができるため、より一層好ましい選択範囲である。
このように、図４から、要求される平滑コンデンサ５のコンデンサ電流リップルＩｅとインダクタンス比Ｐの関係が分かる。また、図５から、装置体積Ｖｌとインダクタンス比Ｐとの関係が分かる。そのため、装置体積Ｖｌをできるだけ小さくなるようにしつつ、要求される平滑コンデンサ５のコンデンサ電流リップルＩｅとなる第１、第２のリアクトル２１，２２のインダクタンスＬｄと、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０のインダクタンスＬｃの値を具体的に決定することができる。これにより、第１、第２のリアクトル２１，２２と変圧器８に対して最適な構造設計を行うことが可能となるため、従来よりも電力変換装置の小型化・低コスト化が図れるという効果が得られる。
以上のように、この実施の形態１の電圧変換回路は、２つに分割された第１及び第２のリアクトル２１，２２と変圧器８とを組み合わせて配置するとともに、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０のインダクタンスＬｃを、各リアクトル２１，２２のインダクタンスＬｄの１〜１０倍の範囲で選択することで、各リアクトル２１，２２の磁気飽和を緩和しながら、各リアクトル２１，２２と変圧器８の設計の自由度を広げ、装置の小型化、低コスト化を実現することが可能となる。
なお、この発明は、上記の図１に示した実施の形態１の回路構成に限定されるものではなく、例えば図６に示すように、変圧器８の一次巻線９と両スイッチ素子１２，１４の共通接続点４１との間に第１のリアクトル２１を配置した構成としても良い。また、図示しないが、変圧器８の二次巻線１０と両スイッチ素子１６，１８の共通接続点４２との間に第２のリアクトル２２を配置した構成としても、上記と同様の効果が得られる。
実施の形態２．
図７は、この実施の形態２における電圧変換回路の構成を示す回路図であり、図１に示した実施の形態１の回路図と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
図７は、この実施の形態２における電圧変換回路の構成を示す回路図であり、図１に示した実施の形態１の回路図と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
機器を製造する場合、製造や組み立て易さは重要な要素である。これは部品コストや生産効率に直結し、常に改善が求められている。そこで、この実施の形態２では、第１、第２のリアクトル２１，２２と変圧器８の配置関係や変圧器８の一次巻線９および二次巻線１０の巻線構造について考慮を払うことで、製造や組み立ての易さを改善した構成について説明する。
この実施の形態２の特徴は、以下の通りである。すなわち、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０の各第１端が共通化されて一つの接続端子３１として低電圧端子２に接続されていること、一次巻線９の第２端の接続端子３２と両スイッチ素子１２，１４の共通接続点４１との間に第１のリアクトル２１が配置、接続されること、二次巻線１０の第２端の接続端子３３と両スイッチ素子１６，１８の共通接続点４２との間に第２のリアクトル２２が配置、接続されていることである。その他の構成は、図１に示した実施の形態１の場合と同様である。
このような構成とした場合の変圧器８の構造を図８に示す。図８の変圧器８は、トロイダル状のコア１１に巻線３４が巻回されており、巻線３４の中間にはタップ３０を介してワイヤ３５の第１端が接続され、ワイヤ３５の第２端が低電圧端子２に接続するための接続端子３１となっている。また、巻線３４の両末端はそれぞれ一次巻線９側の接続端子３２と二次巻線１０側の接続端子３３となっている。
次に、図８の変圧器と図７の回路図との対応について説明する。図８の一方の接続端子３２から中間のタップ３０までの巻線３４の部分が図７の一次巻線９となり、また、他方の接続端子３３から中間のタップ３０までの巻線３４の部分が図７の二次巻線１０となる。そして、接続端子３１は、図７の低電圧端子２に接続され、一次巻線９側の接続端子３２は第１のリアクトル２１の第１端に接続され、二次巻線１０側の接続端子３３は第２のリアクトル２２の第１端に接続される。
この実施の形態２の構成によれば、変圧器８のコア１１に巻線３４を巻装するだけで一次巻線９と二次巻線１０とを一体化して構成することが可能となる。そのため、配線接続点を削減でき、組み立て工程を簡素化して生産効率を向上させる効果が得られる。また、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０とを一工程で形成することが可能となるため、製造コストを削減できる効果も得られる。
なお、電圧変換回路としての動作や付随する効果などは、全て実施の形態１と同様である。
なお、電圧変換回路としての動作や付随する効果などは、全て実施の形態１と同様である。
なお、この実施の形態２における変圧器８のコア１１の形状は、上記トロイダルに限定されるものではなく、動作上で同じ機能を有するコアであれば、あらゆる形状に適用可能であることは言うまでもない。
上記の実施の形態１、２において、回路構成のスイッチ素子１２，１４，１６，１８としてＩＧＢＴを用いて説明したが、この発明はこれに限定するものではなく、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ素子などを用いることができることは言うまでもない。
また、上記実施の形態１、２では、変圧器８の結合度を１として説明したが、この発明はこれに限定するものではなく、結合度が１以下の回路構成においても同様の効果が得られることは言うまでもない。
また、上記の各実施の形態１、２では、低電圧端子２と基準端子４との間に直流電源が接続されて昇圧動作を行う場合を例にとって説明したが、降圧動作を行うこともできる。降圧動作については、高電圧端子３と基準端子４との間に直流電源が接続され、制御装置（図示せず）から与えられるゲート信号によって、スイッチ素子１２，１６が共にオフされた状態で、スイッチ素子１４，１８が時分割で交互にオン・オフ制御されることにより、低電圧端子２に降圧された安定化された直流電圧Ｖｉが得られる。
実施の形態３．
上記の実施の形態１、２では、回路構成のスイッチ素子１２，１４，１６，１８やダイオード１３，１５，１７，１９としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなど、主に珪素（Ｓｉ）で構成されたものについて説明した。
上記の実施の形態１、２では、回路構成のスイッチ素子１２，１４，１６，１８やダイオード１３，１５，１７，１９としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなど、主に珪素（Ｓｉ）で構成されたものについて説明した。
近年になり、スイッチ素子やダイオードとしてこのような珪素によって形成されるもののほか、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成されたものが実用化されている。この場合のワイドバンドギャップ半導体の素材としては、例えば、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドで構成することができる。
このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチ素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチ素子やダイオードの小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチ素子やダイオードを用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
そこで、この実施の形態３では、特にスイッチ素子１２，１４，１６，１８の素材として、炭化珪素（ＳｉＣ）を適用したものである。
その他の構成は、図１に示した実施の形態１の場合と同様である。
その他の構成は、図１に示した実施の形態１の場合と同様である。
一般に、例えば６００Ｖを超えるような高電圧回路において、炭化珪素で構成されたスイッチ素子は、ＩＧＢＴのような珪素で構成されたスイッチ素子と比較して、スイッチング損失を小さく抑えることができるため、当該素子のスイッチング周波数を高くすることができる。
例えば、実施の形態１（図１）の電圧変換回路では、コンデンサ電流リプルＩｅを一定に維持した場合に、スイッチング周波数を高くすると、これに比例して各リアクトル２１，２２のインダクタンスＬｄや変圧器８の一次巻線９，１０のインダクタンスＬｃを小さくすることができる。これは、電圧変換回路を小型化するには非常に効果的な方法である。つまり、スイッチ素子の高周波駆動が求められている。
しかしながら、各リアクトル２１，２２や変圧器８に用いられる鉄心は、それらの巻線に流れる電流のリプルによって損失（鉄損）を発生し、その鉄損は同一のリプル量でもリプル周波数が高いほど大きくなる。
ここで、鉄心は材料によって周波数特性が異なり、同じリプルを与えても発生する鉄損は異なる。さらに、鉄損はインダクタンスと依存関係があるため、各リアクトル２１，２２と変圧器８の鉄心材料とインダクタンスＬｃ，Ｌｄの関係は電圧変換回路の小型化に大きな影響を与える要素となる。
つまり、電圧変換回路に炭化珪素で構成されたスイッチ素子１２，１４，１６，１８を適用する場合、各リアクトル２１，２２や変圧器８を小型化するために高周波駆動するときに、例えば変圧器８の鉄心に高周波でも損失が少ない特性を持つフェライトなどの材料を用いてインダクタンス比Ｐ（＝Ｌｃ／Ｌｄ）を大きく、つまり変圧器８の各巻線９，１０のインダクタンスＬｃの方をリアクトル２１，２２のインダクタンスＬｄよりも大きくなるように構成することで、リアクトル２１，２２と変圧器８における鉄損の分布を変え、全体の鉄損を小さく抑えることができる。
以上のように、この実施の形態３では、２つに分割された第１、第２のリアクトル２１，２２と変圧器８とを組み合わせて配置するとともに、変圧器８の一次巻線９と二次巻線１０のインダクタンスＬｃを各アクトル２１，２２のインダクタンスＬｄの１〜１０倍の範囲で選択することで、小型化・低コスト化を実現することが可能となることに加えて、炭化珪素で構成されたスイッチ素子１２，１４，１６，１８を高周波駆動することにより、発熱を抑えて冷却器を小さくすることができるため、実施の形態１の場合よりも更に電圧変換回路の小型化と低コスト化が可能になる。
その他の作用、効果は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
その他の作用、効果は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
なお、この発明は、上記の実施の形態１〜３の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲において、各実施の形態１〜３を自由に組み合わせたり、各実施の形態１〜３の構成を適宜変更したり、省略したりすることが可能である。
Claims (7)
- 低電圧端子と高電圧端子と基準端子とを有し、上記低電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧と、上記高電圧端子と上記基準端子との間の直流電圧との電圧変換を行う電圧変換回路であって、
コアを介して一次巻線と二次巻線が磁気的に結合して１対１の巻数比で逆巻きされた磁気相殺型の変圧器と、
上記変圧器の上記一次巻線に接続されて当該一次巻線とは独立して設けられたエネルギ蓄積用の第１のリアクトルと、
上記変圧器の上記二次巻線に接続されて当該二次巻線とは独立して設けられたエネルギ蓄積用の第２のリアクトルと、
上記一次巻線から上記基準端子への通電を制御する第１のスイッチ素子と、
上記一次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第２のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記基準端子への通電を制御する第３のスイッチ素子と、
上記二次巻線から上記高電圧端子への通電を制御する第４のスイッチ素子と、
を備え、
上記第１のリアクトルと上記第２のリアクトルのいずれか一方は、上記変圧器の上記高電圧端子の近接側に設けられ、
上記変圧器の上記一次巻線と上記二次巻線のインダクタンスは、上記第１のリアクトルと上記第２のリアクトルのインダクタンスの１倍〜１０倍の範囲に設定されている電圧変換回路。 - 上記第１のリアクトルは、第１端が上記一次巻線に接続され、第２端が上記第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子との共通接続点に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
- 上記第２のリアクトルは、第１端が上記二次巻線に接続され、第２端が上記第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子との共通接続点に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
- 上記第１のリアクトルは、第１端が上記一次巻線の第２端に接続され、第２端が上記第１、第２のスイッチ素子との共通接続点に接続され、かつ、上記第２のリアクトルは、第１端が上記低電圧端子に接続され、第２端が上記二次巻線の第１端に接続されるとともに、上記一次巻線の第１端が上記低電圧端子に接続され、かつ、上記二次巻線の第２端が上記第３、第４スイッチ素子との共通接続点に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
- 上記第１のリアクトルは、第１端が上記低電圧端子に接続され、第２端が上記一次巻線の第１端に接続され、かつ、上記第２のリアクトルは、第１端が上記二次巻線の第２端に接続され、第２端が上記第３、第４スイッチ素子との共通接続点に接続されるとともに、上記一次巻線の第２端が上記第１、第２スイッチ素子との共通接続点に接続され、かつ、上記二次巻線の第１端が上記低電圧端子に接続されている請求項１に記載の電圧変換回路。
- 各々の上記スイッチ素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電圧変換回路。
- 上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項６に記載の電圧変換回路。
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