JPH02111258A

JPH02111258A - 非線形共振スイッチ及び変換器

Info

Publication number: JPH02111258A
Application number: JP1227311A
Authority: JP
Inventors: Jr Robert W Erickson; ロバート・ダブリュー・エリックソン・ジュニアー
Original assignee: Motors Liquidation Co
Current assignee: Motors Liquidation Co
Priority date: 1988-09-02
Filing date: 1989-09-01
Publication date: 1990-04-24
Also published as: EP0357265A3; JPH0586144B2; CA1290809C; KR930000966B1; US4829232A; EP0357265A2; KR900005698A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は共振スイッチ（ｒｅｓｏｎａｎｔ　５ｗ１ｔ
ｃｈ）に関し、特に、電力変換装置に有用な非線形共振
スイッチ及びこうしたスイッチを使用する変換器に関す
る。

（従来の技術）電力変換の分野においては、変換器の大きさ、重量及び
コストを低減する目的で、周波数作動の変換器が増加す
る傾向がある。スイッチング周波数の増大により、変換
器用変成器やりアクティブフィルタ要素の大きさをかな
り低減することができる。

通常のパルス中変調変換器は各パルスの端部で電流を終
わらせるように切り換わるトランジスタを使用する。ス
イッチング周波数と共に線形に増大するトランジスタ・
スイッチング損失は、スイッチング周波数の増大に対す
る主要な障害である。

漏洩インダクタンスや巻線容量のような変成器の非理想
性も高い周波数では一層重大となり、変換器効率を低下
させる。

共振スイッチ変換器に関する最近の努力は、これら電力
損失源のうちのいくつか又は全部を除去し、高い作動周
波数において良好な効率を達成することに向けられた。

これらの類の変換器は、トランジスタ電力スイッチと共
に動作する線形共振タンク素子より成り、トランジスタ
は電圧ゼロ又は電流ゼロでオン、オフに切り換わってス
イッチング損失を大きく低減する。また、共振タンク要
素は変成器非理想性と直列又は並列に現われ、したがっ
て、変成器漏洩インダクタンス及び／又は巻線容量は変
換器の動作には悪影響を及ぼさない。

こうした技術を用いると、変換器作動周波数を１桁又は
２桁だけ増大させることができる。

米国特許第４，４１５，９５９号明細書は、エネルギー
源に直列に接続されたスイッチング装置と該スイッチに
より電流パルスをもたらすＬＣ回路とを有する直流−直
流変換器を開示している。制御回路によって、電流ゼロ
のときにスイッチがオン、オフされ、こうしてスイッチ
ング損失を除去する。

リュー及びり−による論文「共振スイッチ−トポロジー
及び特性Ｊ　ｒＥＥＥパワー・エレクトロニクス専門家
会議、１９８５レコード、第１０６−１１６ページは、
共振スイッチの半波及び全波の形態（ｃｏｎｆｉｇｕｒ
ａｔｉｏｎ）及びバック（ｂｕｃｋ　）、ブースト（ｂ
ｏｏｓｔ　）及びバック／ブースト共振スイッチ変換器
を含む種々の変換器回路への応用を検討している。

エヌゴによる論文「共振スイッチの一般化及び擬共振直
流−直流変換器、ＩＥＥＥエレクトロニクス専門家会議
、１９８７．第３９５−４０３ページは、変換器へ応用
される共振スイッチを更らに検討し解析している。

種々のパルス中変調（ＰＷＭ）変換器は、ゼロ電流スイ
ッチングを達成し、したがってスイッチング損失無しを
実現するために共振スイッチの動牛に適合させることが
できるということは一般的に認識されている。一方、す
でに提案された共振スイッチ変換器には、同一の出力電
流及び出力電力に対しては、従来のパルス巾変調変換器
の矩形波よりも共振ｗ１似正弦波の方が高いピーク値を
示すという欠点があった。したがって、共振スイッチ変
換器の方がトランジスタに高い導通損失を示し、こうし
た増大した導通損失は、スイッチング損失の除去によっ
てなされる利得を部分的に又は全面的に打ち消すことに
なる。電力ＦＥＴは、電力変換装置でのスイッチングに
対して好ましい特性を有するとはいえ、大きな抵抗を持
つ。したがって、損失を最小とするためにピーク電流を
最小とすることが重要である。

（発明が解決しようとする課題）したがって、この発明の目的は、従来のＰ　Ｗ　Ｍ装置
の低ピーク電流を保持しながらスイッチング損失を除去
する電力変換用のスイッチ及びこうしたスイッチを用い
た変換器を提供することである。

（課題を解決するための手段）この目的のために、この発明に係る非線形共振スイッチ
及び非線形共振スイッチ変換器は、それぞれ特許請求の
範囲の請求項１及び７の特徴部で特定された事項によっ
て特徴付けられる。

この発明は、１次巻線と２次巻線とが巻かれた磁気コア
を有する非線形リアクトルと、低１次巻線電流で磁気コ
アを飽和させ、高１次巻線電流で飽和させない飽和手段
と、前記１次巻線とコンデンサとをかむ共振タンク回路
に直列に接続され、ピーク・タンク回路電流が不飽和状
態の非線形リアクトルのインダクタンスによって減衰さ
れる半導体スイッチ手段を有する１次回路と、半導体ス
イッチ手段を通る電流がセロのときに切り換わるように
タンク共振に関して半導体スイッチ手段のスイッチング
時点を調節してスイッチング効率を最適１ヒするタイミ
ング手段と、前記コンデンサに並列に組み合わされたダ
イオードと、前記２次巻線と直列のダイオードとコンデ
ンサとの組み合わせを有する２次回路とを具崗する非線
形共振スイッチによって実現される。

この発明に係る非線形共振スイッチを利用する変換器に
よっても、この発明は実現される。

（実施例）添付図面と結合してなされる以下の詳細な記述と関連さ
せて、この発明を例を用いて説明する。

ここで記述される非線形共振スイッチは、従来の共振ス
イッチ＠横のゼロ電流スイッチングを従来のパルス中変
調変換器の低ピーク電流と結合したものである。非線形
タンク回路は、ピーク値が小さくなるようにリンギング
電流を歪ませる形に工夫されている。トランジスタ・ス
イッチングはゼロ電流で依然として生じるが、ピーク電
流は従来のＰＷＭ変換器のそれよりも１０〜２０％大き
いのみである。こうした波形は制御された飽和インダク
タンス・コイルの使用によって得ることができる。非線
形共振の概念は極めて一般的であり、広く種々の共振、
擬似共振線形トポロジーに対して適用できる。

第１図は、バック変換器配置に適用された非線形共振ス
イッチ１０の一般的な事例を示している９入力端子１２
は電源１４の両端間に接続され、出力端子１６は、フィ
ルタ・インダクタンス・コイル１８、コンデンサ１９及
び負荷２０を有するＬＣフィルタに接続される。半波又
は全波で動作するようになされたスイッチ素子２２（半
導体スイッチ手段）は線形タンク素子即ち、インダクタ
ンス・コイルＬ、＜２４）及びコンデンサＣ（２６）と
非線形インダクタンスＬ！（２８）とに直列に接続され
る。非線形インダクタンスは磁気コア３０上の１次巻線
２８を含む、磁気コア３０は２次巻線３２を備え、巻線
比はＮである。一般に、巻線比Ｎはピーク電流値を決定
する。２次巻線３２の’４Ａは出力端子１６の一方と結
合され、また、曲端はダイオード３６を介し゛ζ出力端
子１６の他方と結合される。ダイオード３６はコンデン
サ２（。

に並列である。磁気コア３０を飽和させるようバイアス
するために、イ・１加巻線３４を含めるようにしてもよ
い。１次巻線２８．２次巻線３２及び磁気コア３０は非
線形リアクトルな規定する。

１１加巻線３４を採用する場合、磁気コア３０の飽和は
コア・バイアス回路３８及び２次巻線３２の電流によっ
て決定される。コア・バイアス回路３８は、小さな１次
巻線電流の存在下で、２次巻線電流と結合されて磁気コ
ア３０を飽和するようバイアスするに足る一定の直流電
流を付加巻線３４に午える。しかし、バイアス電流及び
２次巻線電流の磁束とは逆向きの磁束を作る大きな１次
電流によってバイアスが負けてしまい、磁気コア３０は
不飽和状態へ移行される。これが、理想的な磁気コアの
コア磁束と１次又はスイッチ電流（Ｉｇ）との関係を表
すグラフである第２図に示されている。コアの飽和を示
す限界値１ｃに１次電流が達するまで、磁束は一定であ
る。Ｉｃに達すると、磁束は変化し、電流はＩｃより大
きくなって、線形又は不飽和領域での動作を示す。非線
形インダクタンスＬ２に対するこの変化するコア特性の
影響は、理想的な磁気コアに対する全タンクインダクタ
ンスとタンク電流との関係をグラフ化した第３図に示さ
れている。不飽和時の非線形インダクタンスＬ２がイン
ダクタンスし、と飽和時の非線形インダクタンスＬ２と
の和よりもかなり大きいように、回路設計される。こう
して、このインダクタンスの和は、２次電流が限界値Ｉ
ｃを越すと急激に増大する。実際、インダクタンスは例
えば１００〜１０００のファクタだけ増大する。

また、線形インダクタンスＬ１は省略してもよい。

小さな１次電流に対するタンク・インダクタンスはＬ２
の飽和値になる。それにより、２次巻線３２、付加巻線
３４及びコア・バイアス回路３８は飽和手段を規定する
。

コア・バイアス回路３８及び付加巻線３４はコア飽和（
［に不可欠ではない。上記の所望のコア飽和特性を達成
する別の方法は、２次巻線の出力＠流（Ｉｆ）を実質的
に一定の値に制御して所望の飽和度を得ることである。

変換器と共に使用されると、出力フィルタ段は２次巻線
３２と直列の大きなフィルタ゛・インダクタンス・コイ
ル１８を有し、それが２次電流を安定な振巾に維持する
。

低電流で飽和するが高電流（第２図のＮＩｆ付近）で飽
和しないように非線形インダクタンスＬ２が出力電流Ｉ
ｆによってバイアスされると、ピーク・タンク電流をは
ｒＮＸ　Ｉ　ｆに制限する作用を奏する。ピーク・スイ
ッチ電流が従来のＰＷＭ・スイッチ・モードの場合より
もほんのわずか大きいように、巻線比Ｎは１よりわずか
に大きく選定される。

Ｌｌはスイッチ電流の立ち上がりを受容可能な低スイッ
チング損失を生じるレベルに制限するように選定される
。つまり、どのコア・バイアス装置も、非線形共振スイ
ッチを組み込んだ種々の変換器トポロジに適用すること
ができる。

スイッチ素子２２の動作は、該素子２２に流れる電流を
感知するためにタンク回路に結合されたフィードバック
・スイッチ制御部４０（タイミング手段）によって決定
される。第４図に最も良く示されているように、フィー
ドバック・スイッチ制御部４０はスイッチング周波数を
設定するためのＶＣＯ４２と、一対の交叉結合されたナ
ンド・ゲート４６．４８を有するラッチ４４と、タンク
電流を感知して電流ゼロ時に信号を与えるゼロ交差検出
器５０と、スイッチ素子２２をオン、オフするためのト
ランジスタ駆動部５２とを備える。

ＶＣＯ４２はナンド・ゲート４６の入力（セット入力）
に接続され、ゼロ交差検出器５０はナンド・トゲート４８の入力（リセッシ入力）に接続される。

ＶＣＯ４２及びゼロ交差検出器５０の出力電圧は通常は
ハイであるが、ラッチ４４をセット又はリセットするた
めに一時的にローになる。ダイオードに連結されたトラ
ンジスタを通常有するスイッチ素子２２はＶＣＯ信号に
よってオンとされ、ゼロ交差検出器信号によってオフと
される。それぞれの場合、スイッチ素子２２を流れる電
流はゼロである。ＶＣＯ周波数は、スイッチがオンにな
る前にタンク電流がゼロに戻るように入力される制御電
圧によって充分低く設定される。半波変換器の場合、タ
ンク電流の単一パルスがスイッチ　オフの前に許容され
る。全波変換器に対しては、各スイッチ・オン期間毎に
２個以上のパルスが通される。

第５図に示される半波バック変換器のためのスイッチ素
子２２は、ダイオード５６に直列のパワーＦＥＴ５４で
ある。第６図に示される全波バッヒク変換器回路は、トランジスタ電流１は逆方向に４０と
は設けられており、図示されていないだけである。

第５図の半波非線形共振スイッチの動作を、スイッチ電
流Ｉｇと（タンク）コンデンサ２６の電圧Ｖｃとを示す
第７ａ図、第７ｂ図の波形によって説明する。時間軸は
６個の区間１−６に分割され、スイッチの動作は各区間
に対する下記の表に示される。この表には、パワーＦＥ
Ｔ５４とダイオード５６とダイオード３６とのうちのど
の素子が各区間で導通しているかが示され、更に、コア
の飽和状態がＳ（飽和）又はＵ（不飽和）によって示さ
れている。

区間パワーＦＥＴダイオード５ダイオード３磁気コア３０５４　　　ｘ　　　ｘ　　　ｘ　　　ｘ（う×××× ６　　　　× ｓｕｓ × 　　Ｓ導通する逆並列ダイオード５６を有するパワーＦ　　　
区間１では、パワーＦ　Ｅ　’Ｔ　５４はオンに切り換
ＥＴ５４を用いる。それぞれの場合、コア・バイ　　ゎ
り、スイッチ電流は全飽和タンク・インダクタンス回路
３８とフィードバック・スイッチ制御部　　ンによって
制限される割合で増加し、コンデンサ電圧Ｖｃはダイオ
ード３Ｇが導通しているためにゼロである。区間２では
、ダイオード３６は逆バイアスされ、コンデンサ電圧Ｖ
ｃは増大し始める。

スイッチング電流１ｇはインダクタンスし２、Ｌ２の電
圧が減少しているので、徐々に低くなる割合で増大する
。つまり、ここまでは磁気コア３０は飽和状態である。

区間３の始点で、スイッチ電流Ｉｇはコア・バイアスを
打ち負かすに足る限界値Ｉｃに到達し、磁気コア３０は
不飽和状態になる。

この区間でのタンク回路の極めて高いインダクタンスは
急激な電流変化を１■止し、そのため、スイッチ電流波
形には、タンク電流振動に特有な高い正弦波ピークでは
なく、穏かに丸い頂部を有する。

コンデンサ２６はこの区間に着実に充電される。

スイッチング電流Ｉｇが減少し、限界値Ｉｃに達すると
、磁気コア３０は区間４の始点で再び飽和し、低いイン
ダクタンスによってスイッチ電流Ｉｇは息速にゼロへ減
少する６区間５では、コンデンサ２６は放電してゼロ電
圧となり、区間６では、ダイオード３６は導通し、（フ
ィルタ）インダクタンス・コイル１８によってｔ１持さ
れる出力電流を供給する。

第５図による半波非線形共振スイッチの設計を利用した
特定の変換器の一例は、０．０４７μＦ以下のコンデン
サ２６．１０μＨのインダクタンスＬ１、不飽和時は６
．２５＋ａｌｌ、飽和時は８．８μＨのインダクタンス
Ｌ２．７５０μＨのフィルタ・インダクタンス・コイル
１８を備える。非線形インダクタンスＬ２はマグネティ
ックス社製１４０８−Ｇ材料のギャップなしのフェライ
ト・ボット・コア上に１２巻きの＃２４ＡＷＧ１次巻線
と１５巻きの＃　２６　ＡＷＧ　２次巻線とを設け、巻
線比Ｎを１．２５としたものである。インダクタンス・
コイル２４は６ミルのエア・ギャップを持つマグネティ
ックス社製の１４０８−Ｇボット　コア上に６巻きの＃
２０ＡＷＧ銅線を巻いたものである。

入力電圧２４．３Ｖに対して、測定値はフィルタ出力電
圧−１７，９Ｖ、出力電流＝０．７１Ａ、ピーク・スイ
ッチ電流＝０．９２Ａ、スイッチング周波数−４４，１
２Ｋｔｌｚであった。こうして、オンの時とオフの時と
に上口電流スイッヂングを得ることができ、ピーク・ト
ランジスタ電流は出力電流よりも２５％前陵大きい。こ
れは、等価的な線形共振スイッチ変換器で生じるピーク
電流１．９２５Ａと好対照をなす。

第８図は、バック−ブースト（ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ　
）非線形共振スイッチ変換器の概略図である。スイッチ
の形懸は第６図と同じである。変換器回路の相違点は、
フィルタ・インダクタンス　コイル】８が電源１４の負
側と接続され、タンク回路が負荷２０及びコンデンサ１
９の正側と接続されることである。１次ループは電源１
４、スイッチ素子（パワーＦＥＴ５４及びダイオード５
６）、インダクタンス・コイル２４．１次巻線２８、タ
ンク回路（コンデンサ２６、タイオード３６）、コンデ
ンサ１つ、負荷２０を含む。２次ループはフィルタ・イ
ンダクタンス・コイル１８．２次巻線３２、タンク回路
（コンデンサ２６、ダイオード３６）、コンデンサ１つ
、負荷２０を含む。

第９図は、ブースト型非線形共振スイッチ変換器の回路
を示す。フィルタ・インダクタンス・コイル１８は電源
１４と２次巻線３２との間に直列に接続されている。２
次ループは電源１４、フィルタ・インダクタンス・コイ
ル１８．２次巻線３２、タンク回路（コンデンサ２６、
ダイオード３６）、コンデンサ１９、負荷２０を含む。

１次ループはスイッチ素子（バ°ワーＦＥＴ５４、ダイ
オード５６）、インダクタンス・コイル２４．１次巻線
２８、タンク回路（コンデンサ２６、ダイオード３６）
、コンデンサ１つ、負荷２０を含む。

ここに開示された変換器は非線形共振スイッチをいずれ
も共通に具備し、非線形素子は低スイッチ電流のために
飽和状態にバイアスされ、高スイツチ電流のために不飽
和状態にバイアスされるインダクタンス・コイルである
。それぞれの場合、変換器の１次ループは、スイッチ素
子と、それに直列の１次巻線と、タンク回路と、電源１
４又はコンデンサ又はその両者を有するエネルギ装置と
を含む。２次ループは２次巻線と、それに直列のフィル
タ・インダクタンス・コイルと、エネルギ装置の１つと
を３む。両ループはタンク回路のコンデンサ２６とそれ
に並列のダイオード３６を共有する。それぞれの場合、
スイッチはタンク電流がゼロのときオン、オフ切り換え
するよう制御され、コア・バイアスは２次巻線により又
はバイアス回路と別の巻線とにより制御される。

数百もの公知のＰＷＭ変換器回路があり、そのうちの最
も簡単な３つ（バック、ブースト、バック−ブースト）
のみを検討した。共振スイッチ（線形又は非線形の）の
重要な概念の一つは、若干のタンク要素とダイオードと
を付加することにより、公知のＰＷＭ変換器から共振ス
イッチ変換器が生成されるということである。非線形共
振スイッチ変換器には、（１）トランジスタ・スイッチ
に直列に非線形インダクタンス・コイル１次巻線を有効
に挿入すること、（２）トランジスタ・スイッチに直列
に（半波）又は逆並列に（全波）ダイオードを有効に挿
入すること、（３）ＰＷＭ変換器のフィルタ・インダク
タンス・コイルに直列に非線形インダクタンス・コイル
２次巻線を有効に挿入すること、（４）元の変換器のダ
イオードに並列にタンク・コンデンサを有効に挿入する
こと、（５）ゼロ電流スイッチングを保証するように制
御回路を修正することが必要である。付加的なバイアス
回路が付けられてもよい。ＰＷＭ変換器が複数のフィル
タ・インダクタンス・コイルを含んでいれば、ピーク・
スイッチ電流を２元のＰＷＭ変換器のそれよりも１０〜
２０％大きく維持するために、付加的な非線形インダク
タンス・コイル２次巻線が必要とされる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明に係る変換器の一般化された非線形
共振スイッチの概略回路図である。第２図は、第１図の回路に使用されるリアクトルのコア
磁束と電流との関係を示す図である。第３図は、第１図の回路の理想化された場合における回
路インダクタンスとスイッチ電流との関係を示す図であ
る。第４図は、第１図の回路のためのフィードバック・スイ
ッチ制御部の概略回路図である。第５図は、この発明に係る半波バック型非線形共振スイ
ッチ変換器の回路図である。第６図は、この発明に係る全波バック型非線形共振スイ
ッチ変換器の回路図である。第７ａ図及び第７ｂ図はそれぞれ、スイッチ電流、タン
ク・コンデンサ電圧を示す図である。第８図は、この発明に係る全波バック−ブースト非線形
共振スイッチ変換器の回路図である。第９図は、この発明に係る全波ブースト型非線形共振ス
イッチ変換器の回路図である。１０：非線形共振スイッチ１２：入力端子　　　　２２：スイッチ素子３８：コア
・バイアス回路４０：フィートバック・スイッチ制御部５０・ゼロ交差
検出器（外４名）し−一　　　− 一二

Claims

【特許請求の範囲】１、１次巻線（２８）と２次巻線（３２）とを磁気コア
（３０）上に設けた非線形リアクトルと、コンデンサ（
２６）と並列に結合されたダイオード（３６）と、半導
体スイッチ手段（２２）と、該半導体スイッチ手段のス
イッチングのタイミングを制御するタイミング手段（４
０）とを備える非線形共振スイッチにおいて、前記磁気コア（３０）を低１次巻線電流において飽和さ
せ、高１次巻線電流において不飽和とするための飽和手
段（３４、３８）と、前記１次巻線（２８）と前記コンデンサ（２６）とを含
むタンク回路であって、ピーク・タンク回路電流が不飽
和状態の前記非線形リアクトルのインダクタンスによっ
て減衰されるタンク回路と、それに直列に接続された前
記半導体スイッチ手段（２２）とを含む１次回路と、前記２次巻線（３２）に直列の前記ダイオード（３６）
と前記コンデンサ（２６）との組み合わせを含む２次回
路と、を具備し、前記タイミング手段（４０）が、前記半導体
スイッチ手段（２２）を流れる電流がゼロのときに切り
換わるように、タンク共振に関して前記半導体スイッチ
手段（２２）のスイッチングのタイミングをとり、スイ
ッチング効率を最適化することを特徴とする非線形共振
スイッチ。２、前記飽和手段が、前記２次巻線（３２）と、所望の
ピーク値よりも実質的に小さい１次電流に対してコアの
飽和を確立するに足るレベルに、実質的に一定の２次電
流を維持するための手段（３４、３８）とを含むことを
特徴とする請求項１記載の非線形共振スイッチ。３、前記飽和手段が、付加巻線（３４）と、所望のピー
ク値よりも実質的に小さい１次電流に対してコアの飽和
を確立するに足るレベルで、実質的に一定のバイアス電
流を供給するための手段（３８）とを含むことを特徴と
する請求項１又は２に記載の非線形共振スイッチ。４、前記半導体スイッチ手段が、電界効果トランジスタ
（５４）と、それに直列に接続され、半波共振スイッチ
動作を行うためのスイッチの導通とは逆の方向の電流を
阻止する極性とされたダイオード（５６）とを含むこと
を特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の非線
形共振スイッチ。５、前記半導体スイッチ手段が、電界効果トランジスタ
（５４）と、それに並列に接続され、全波共振スイッチ
動作を行うためのスイッチの導通とは逆の方向の電流を
流す極性とされたダイオード（５６）とを含むことを特
徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の非線形共
振スイッチ。６、第１の端子（１２）及び第２の端子（１６）を有し
、前記共振タンク回路が、インダクタンス・コイル（２
４、２８）と、前記第１の端子（１２）に直列に接続さ
れた前記コンデンサ（２６）と、前記インダクタンス・
コイルの少なくとも一部を形成する前記１次巻線（２８
）とを含み、前記２次回路が、前記２次巻線（３２）と
、前記第２の端子（１６）に直列に接続された前記コン
デンサ（２６）とを含むことを特徴とする請求項１〜５
のいずれか１つに記載の非線形共振スイッチ。７、入力源（１４）及び出力コンデンサ（１９）を含む
１対のエネルギー装置と、１次巻線（２８）と２次巻線
（３２）とを磁気コア（３０）上に設けた非線形リアク
トルと、タンク・コンデンサ（２６）と有効に並列なダ
イオード（３６）と、半導体スイッチ手段（２２、５４
、５６）と、該半導体スイッチ手段をスイッチングする
ためのタイミング手段（４０）とを備える非線形共振ス
イッチ変換器において、前記磁気コア（３０）を低１次巻線電流において飽和さ
せ、高１次巻線電流において不飽和とするための飽和手
段（３４、３８）と、インダクタンス・コイル（２４、２８）と前記エネルギ
ー装置の少なくとも一方と直列に接続されたタンク・コ
ンデンサ（２６）とを含む共振タンク回路と、前記半導
体スイッチ手段（２２、５４、５６）とを備え、前記１
次巻線（２８）により前記インダクタンス・コイルの少
なくとも１部が形成され、ピーク・タンク回路電流が不
飽和状態の前記非線形リアクトルのインダクタンスによ
って減衰される１次回路と、前記２次巻線（３２）と、フィルタ・インダクタンス・
コイル（１８）と、前記エネルギー装置の他方に直列に
接続された前記タンク・コンデンサ（２６）とを含む２
次回路と、を具備し、前記タイミング手段（４０）が、前記半導体
スイッチ手段を流れる電流がゼロのときに前記半導体ス
イッチ手段（２２、５４、５６）を切り換えてスイッチ
ング効率を最適化することを特徴とする非線形共振スイ
ッチ変換器。８、前記飽和手段が、前記２次巻線（３２）と、所望の
ピーク値よりも実質的に小さい１次電流に対してコアの
飽和を確立するに足るレベルに、実質的に一定の２次電
流を維持するための手段（３４、３８）とを含むことを
特徴とする請求項７記載の非線形共振スイッチ変換器。９、前記飽和手段が、付加巻線（３４）と、所望のピー
ク値よりも実質的に小さい１次電流に対してコアの飽和
を確立するに足るレベルで、実質的に一定のバイアス電
流を供給するための手段（３８）とを含むことを特徴と
する請求項７又は８に記載の非線形共振スイッチ変換器
。１０、前記半導体スイッチ手段が、電界効果トランジス
タ（５４）と、それに直列に接続され、半波共振スイッ
チ動作を行うスイッチの導通とは逆の方向の電流を阻止
する極性とされたダイオード（５６）とを含むことを特
徴とする請求項７〜９のいずれか１つに記載の非線形共
振スイッチ変換器。１１、前記半導体スイッチ手段が、電界効果トランジス
タ（５４）と、それに並列に接続され、全波共振スイッ
チ動作を行うスイッチの導通とは逆の方向の電流を流す
極性とされたダイオード（５６）とを含むことを特徴と
する請求項７〜９のいずれか１つに記載の非線形共振ス
イッチ変換器。