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JP5589786B2 - Non-contact power feeding device - Google Patents

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JP5589786B2 JP2010253848A JP2010253848A JP5589786B2 JP 5589786 B2 JP5589786 B2 JP 5589786B2 JP 2010253848 A JP2010253848 A JP 2010253848A JP 2010253848 A JP2010253848 A JP 2010253848A JP 5589786 B2 JP5589786 B2 JP 5589786B2
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Description

本発明は、非接触給電装置に関するものである。   The present invention relates to a non-contact power feeding device.

電磁誘導の相互誘導作用に基づき、1次側から移動体に設けられた2次側に、エアギャップを存し非接触で近接対応位置しつつ電力を供給する非接触給電装置であって、1次側の給電回路では、並列の各コイルに、共振同調用の直列コンデンサがそれぞれ配置され、コンデンサが各コイルに並列にそれぞれ接続されているものが知られている。(特許文献1)   A non-contact power feeding device that supplies electric power from a primary side to a secondary side provided on a moving body based on a mutual induction action of electromagnetic induction, with an air gap and in a non-contact proximity corresponding position. As the next-side power feeding circuit, one in which a series capacitor for resonance tuning is arranged in each parallel coil and the capacitor is connected in parallel to each coil is known. (Patent Document 1)

特開2010−40699号公報JP 2010-40699 A

しかしながら、従来の非接触給電装置において、1次側のコイルと2次側のコイルとの間の結合係数が一定であることを前提にコンデンサ等を設定しているため、当該結合係数が変化する場合に、交流電源側からみた入力インピーダンスが大きく変化するという問題があった。   However, in the conventional non-contact power supply apparatus, since the capacitor is set on the assumption that the coupling coefficient between the primary side coil and the secondary side coil is constant, the coupling coefficient changes. In such a case, there has been a problem that the input impedance as viewed from the AC power supply side changes greatly.

そこで、本発明は、結合状態が変化する条件下においても、交流電源側の出力側からみた入力インピーダンスの変化を抑制する非接触給電装置を提供する。   Therefore, the present invention provides a non-contact power feeding device that suppresses a change in input impedance viewed from the output side on the AC power source side even under a condition where the coupling state changes.

本発明は、交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスの絶対値の特性において、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有するようにし、二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスの絶対値の特性において、基本波成分の周波数の付近に極大値を有するようにすることによって上記課題を解決する。   In the characteristics of the absolute value of the impedance only on the primary side viewed from the output side of the AC power supply, the present invention is closest to the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply, and has the highest frequency and the frequency of the fundamental wave component. In the characteristic of the absolute value of the impedance only on the secondary side viewed from the load side connected to the secondary winding, the fundamental wave component is set so that the frequency of the fundamental wave component is close to the frequency that takes the minimum value. The above-mentioned problem is solved by having a maximum value in the vicinity of the frequency.

本発明によれば、結合係数が所定の範囲内で変化する場合に、基本波成分の周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性は、所定のインピーダンス値の付近で変化する特性となるため、結合状態が変化する条件下においても、交流電源側の出力側からみた入力インピーダンスの変化を抑制することができる。   According to the present invention, when the coupling coefficient changes within a predetermined range, the characteristic of the absolute value of the input impedance with respect to the frequency of the fundamental wave component becomes a characteristic that changes in the vicinity of the predetermined impedance value. Even under the condition that changes, the change in the input impedance viewed from the output side on the AC power supply side can be suppressed.

本例の非接触給電装置の電気回路図である。It is an electric circuit diagram of the non-contact electric power feeder of this example. 図1の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図及び斜視図である。It is the top view and perspective view which show the state which the primary winding and secondary winding of FIG. 1 opposed. 図1の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図及び斜視図であり、X軸方向にずれた場合を示す図である。It is the top view and perspective view which show the state which the primary winding and secondary winding of FIG. 1 opposed, and is a figure which shows the case where it shift | deviates to the X-axis direction. 図2a,2bに示すX軸方向(Y軸方向)およびZ軸方向の二次巻線201に対する、結合係数の変化を示すグラフである。3 is a graph showing a change in coupling coefficient for the secondary winding 201 in the X-axis direction (Y-axis direction) and the Z-axis direction shown in FIGS. 2a and 2b. 図1の一次巻線と二次巻線との距離に対する結合係数の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the coupling coefficient with respect to the distance of the primary winding and secondary winding of FIG. 従来の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンス特性を示すグラフである。It is a graph which shows the input impedance characteristic with respect to a coupling coefficient in the conventional non-contact electric power feeder. 従来の非接触給電装置における、等価負荷抵抗に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the absolute value of input impedance with respect to equivalent load resistance in the conventional non-contact electric power feeder. 図1の1次側の等価回路を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit on the primary side of FIG. 1. 図1の非接触給電部の回路図のうち、1次側の回路の回路図である。It is a circuit diagram of the circuit of the primary side among the circuit diagrams of the non-contact electric power feeding part of FIG. 図1の非接触給電部の回路図のうち、2次側の回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a secondary circuit in the circuit diagram of the non-contact power feeding unit of FIG. 1. 図7aの回路における、周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency in the circuit of FIG. 7a. 図7bの回路における、周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency in the circuit of FIG. 7b. 図1の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンス特性を示すグラフである。2 is a graph illustrating input impedance characteristics with respect to a coupling coefficient in the non-contact power feeding apparatus of FIG. 1. 図1の非接触給電部及び負荷部の等価回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the equivalent circuit of the non-contact electric power feeding part and load part of FIG. 複素平面における、図1の非接触給電部の入力インピーダンス(Zin)の極及び零点を示す図である。In the complex plane diagrams showing the poles and zeros of the input impedance of the non-contact power supply unit of FIG. 1 (Z in). 複素平面における、図1の非接触給電部の入力インピーダンス(Zin)の極及び零点を示す図である。In the complex plane diagrams showing the poles and zeros of the input impedance of the non-contact power supply unit of FIG. 1 (Z in). 図7aの回路における、周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency in the circuit of FIG. 7a. 図7aの回路における、周波数に対するインピーダンス絶対値の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the impedance absolute value with respect to the frequency in the circuit of FIG. 7a. 図1の非接触給電部における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。2 is a graph showing characteristics of an absolute value of input impedance with respect to a coupling coefficient in the non-contact power feeding unit of FIG. 1. 図1の高周波交流電源部における、出力電流に対する出力電圧の特性を示すグラフである。2 is a graph showing characteristics of output voltage with respect to output current in the high-frequency AC power supply unit of FIG. 1. 図1の高周波交流電源部における、出力電流に対する出力電圧の特性を示すグラフである。2 is a graph showing characteristics of output voltage with respect to output current in the high-frequency AC power supply unit of FIG. 1. 図1の非接触給電部における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。2 is a graph showing characteristics of an absolute value of input impedance with respect to a coupling coefficient in the non-contact power feeding unit of FIG. 1. 図1の非接触給電部における、等価負荷抵抗に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。2 is a graph showing characteristics of an absolute value of input impedance with respect to an equivalent load resistance in the non-contact power feeding unit of FIG. 1. (a)図1の非接触給電装置における、結合係数(κ)に対する出力電力(Pout)の特性を示すグラフ (b)図1の非接触給電装置において、所定の電力条件を満たす、結合係数(κ)の範囲を示すグラフIn the non-contact power feeding device of FIG. 1 (a), in the non-contact power feeding device of the output power graph illustrating the properties of a (P out) (b) Figure 1 for the coupling coefficient (kappa), a predetermined power condition is satisfied, the coupling coefficient Graph showing the range of (κ) 発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の非接触給電部の回路図である。It is a circuit diagram of the non-contact electric power feeding part of the non-contact electric power feeder which concerns on other embodiment of invention. 図15の回路のうち1次側の回路における、周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the absolute value of the input impedance with respect to the frequency in the circuit of the primary side among the circuits of FIG. 発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の非接触給電部の回路図である。It is a circuit diagram of the non-contact electric power feeding part of the non-contact electric power feeder which concerns on other embodiment of invention. 図17の回路のうち1次側の回路における、周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。It is a graph which shows the characteristic of the absolute value of the input impedance with respect to the frequency in the circuit of the primary side among the circuits of FIG.

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

《第1実施形態》
発明の実施形態に係る非接触電源回路装置の一例として、電気自動車等の車両用電池及び電力負荷と共に用いられる非接触給電装置を説明する。
<< First Embodiment >>
As an example of a non-contact power supply circuit device according to an embodiment of the invention, a non-contact power supply device used together with a battery for a vehicle such as an electric vehicle and a power load will be described.

図1は、非接触給電装置の電気回路図を示している。本実施の形態に係る非接触給電装置は、高周波交流電源部6と、高周波交流電源回路6から出力された電力の非接触給電を行う非接触給電部5と、非接触給電部5により電力が供給される負荷部7とを備えている。   FIG. 1 shows an electric circuit diagram of the non-contact power feeding device. The non-contact power feeding device according to the present embodiment has a high-frequency AC power supply unit 6, a non-contact power feeding unit 5 that performs non-contact power feeding of power output from the high-frequency AC power circuit 6, and the non-contact power feeding unit 5. And a load section 7 to be supplied.

高周波交流電源部6は、三相交流電源64と、三相交流電源64に接続され、三相交流を直流に整流する整流器61と、平滑コンデンサ62を介して整流器61に接続され、整流された電流を高周波電力に逆変換する電圧型インバータ63とを備えている。整流器61は、ダイオード61aとダイオード61b、ダイオード61cとダイオード61d、及び、ダイオード61eとダイオード61fを三並列に接続し、それぞれの中間接続点に三相交流電源64の出力を接続する。電圧型インバータ63は、MOSFETのパワートランジスタ等にダイオードを逆並列に接続するスイッチング素子63aと同様のスイッチング素子63bとの直列回路及び同様のスイッチング素子63cとスイッチング素子63dとの直列回路を並列に接続し、平滑コンデンサ62を介して、整流器61に接続する。そして、スイッチング素子63aとスイッチング素子63bとの中間接続点及びスイッチング素子63cとスイッチング素子63dとの中間接続点が、それぞれ非接触給電部5の一次側である送電回路部3に接続される。電圧型インバータ63は、非接触給電部50に数k〜100kHz程度の交流電力を供給する。   The high-frequency AC power supply unit 6 is connected to the three-phase AC power supply 64, the three-phase AC power supply 64, the rectifier 61 that rectifies the three-phase AC to DC, and the rectifier 61 via the smoothing capacitor 62 to be rectified. And a voltage type inverter 63 that reversely converts the current into high frequency power. The rectifier 61 connects the diode 61a and the diode 61b, the diode 61c and the diode 61d, and the diode 61e and the diode 61f in parallel, and connects the output of the three-phase AC power supply 64 to each intermediate connection point. The voltage type inverter 63 connects in parallel a series circuit of a switching element 63b similar to a switching element 63a that connects a diode to a MOSFET power transistor or the like in antiparallel, and a series circuit of a similar switching element 63c and switching element 63d. Then, it is connected to the rectifier 61 through the smoothing capacitor 62. Then, an intermediate connection point between the switching element 63a and the switching element 63b and an intermediate connection point between the switching element 63c and the switching element 63d are connected to the power transmission circuit unit 3 that is the primary side of the non-contact power feeding unit 5, respectively. The voltage type inverter 63 supplies AC power of about several k to 100 kHz to the non-contact power feeding unit 50.

ここで、高周波交流電源部6から非接触給電部5に出力される出力波形は、周期的に変化する波形であり、当該出力波形の周波数をfとする。また、当該出力波形にひずみが含まれている場合(又は出力波形が例えば矩形波である場合)には、ひずみを含む波形の周期関数が持つ基本正弦波の周波数が、周波数(f)となる。以下、本発明において、これらの周波数を総称して、高周波交流電源部6の基本波成分の周波数(f)と称す。なお、高周波交流電源部6は、必ずしも図1に示す回路である必要はなく、他の回路でもよい。 Here, the output waveform output from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 is a waveform that changes periodically, and the frequency of the output waveform is f 0 . When the output waveform includes distortion (or when the output waveform is, for example, a rectangular wave), the frequency of the basic sine wave included in the periodic function of the waveform including distortion is the frequency (f 0 ). Become. Hereinafter, in the present invention, these frequencies are collectively referred to as the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply unit 6. The high-frequency AC power supply unit 6 does not necessarily have to be the circuit shown in FIG. 1 and may be another circuit.

非接触給電部5は、トランスの入力側である送電回路部3と、トランスの出力側である受電回路部4を有する。送電回路部3は、一次巻線101と、一次巻線101に直列に接続されるコンデンサ102と、一次巻線101に並列に接続されるコンデンサ103とを有し、受電回路部4は、二次巻線201と、二次巻線201に並列に接続されるコンデンサ202とを有する。   The non-contact power feeding unit 5 includes a power transmission circuit unit 3 that is an input side of the transformer and a power receiving circuit unit 4 that is an output side of the transformer. The power transmission circuit unit 3 includes a primary winding 101, a capacitor 102 connected in series to the primary winding 101, and a capacitor 103 connected in parallel to the primary winding 101. A secondary winding 201 and a capacitor 202 connected in parallel to the secondary winding 201 are included.

負荷部7は、非接触給電部5より供給される交流電力を直流に整流する整流部71と、整流部71に接続される負荷72とを有する。整流部71は、ダイオード71aとダイオード71b、及び、ダイオード71cとダイオード71dを並列に接続し、それぞれの中間接続点に受電回路部4の出力を接続する。そして、整流部71の出力を負荷72に接続する。   The load unit 7 includes a rectification unit 71 that rectifies AC power supplied from the non-contact power supply unit 5 into a direct current, and a load 72 that is connected to the rectification unit 71. The rectifying unit 71 connects the diode 71a and the diode 71b, and the diode 71c and the diode 71d in parallel, and connects the output of the power receiving circuit unit 4 to each intermediate connection point. Then, the output of the rectifying unit 71 is connected to the load 72.

次に、図2a、図2b、図3及び図4を用いて、図1に示す非接触電源回路装置を車両と駐車場に備える場合、一次巻線101と二次巻線201の結合係数(κ)について、説明する。   Next, when the non-contact power supply circuit device shown in FIG. 1 is provided in a vehicle and a parking lot using FIGS. 2 a, 2 b, 3, and 4, the coupling coefficient ( κ) will be described.

本例は、二次巻線201を含む受電回路部4及び負荷部7を例えば車両に備え、一次巻線101を含む送電回路部3及び高周波交流電源6を地上側として例えば駐車場に備える。電気自動車の場合、負荷72は、例えば二次電池に対応する。二次巻線201は、例えば車両のシャシに備えられる。そして、当該二次巻線201が一次巻線101の上になるよう、車両の運転手が当該駐車場に駐車し、電力が一次巻線101から二次巻線201に供給され、負荷72に含まれる二次電池が充電される。   In this example, the power receiving circuit unit 4 and the load unit 7 including the secondary winding 201 are provided in a vehicle, for example, and the power transmission circuit unit 3 including the primary winding 101 and the high-frequency AC power supply 6 are provided on the ground side, for example, in a parking lot. In the case of an electric vehicle, the load 72 corresponds to, for example, a secondary battery. The secondary winding 201 is provided, for example, in a vehicle chassis. Then, the driver of the vehicle parks in the parking lot so that the secondary winding 201 is above the primary winding 101, and electric power is supplied from the primary winding 101 to the secondary winding 201, and the load 72 The included secondary battery is charged.

図2a及び図2bは、一次巻線101及び二次巻線201が対向した状態を示す平面図a)と、斜視図b),c)である。図2a及び図2bにおいて、X軸及びY軸は、一次巻線101及び二次巻線201の平面方向を示し、Z軸は高さ方向を示す。なお、本説明のために、一次巻線101及び二次巻線201は共に同じ円形形状とされているが、本例は必ずしも円形にする必要はなく、また一次巻線101と二次巻線201とを同一の形状にする必要もない。   2a and 2b are a plan view a) showing a state in which the primary winding 101 and the secondary winding 201 face each other, and perspective views b) and c). 2a and 2b, the X axis and the Y axis indicate the planar directions of the primary winding 101 and the secondary winding 201, and the Z axis indicates the height direction. For the purpose of this description, the primary winding 101 and the secondary winding 201 are both of the same circular shape, but this example does not necessarily need to be circular, and the primary winding 101 and the secondary winding. It is not necessary to make 201 the same shape.

いま、図2aに示すように、平面方向であるX軸、Y軸方向において、二次巻線201が一次巻線101に合致するように車両が駐車場に駐車されればよいが、運転者の技量により、図2bに示すように、一次巻線101と二次巻線201との相対的な位置が、平面方向において、ずれてしまうことがある。また、車両の高さは、車両の種類や積荷量によって異なるため、一次巻線101と二次巻線201との高さ方向Zの距離は車高によっても異なる。   Now, as shown in FIG. 2a, the vehicle may be parked in the parking lot so that the secondary winding 201 matches the primary winding 101 in the X-axis and Y-axis directions, which are planar directions. 2b, the relative positions of the primary winding 101 and the secondary winding 201 may be shifted in the plane direction. Further, since the height of the vehicle varies depending on the type of vehicle and the load, the distance in the height direction Z between the primary winding 101 and the secondary winding 201 also varies depending on the vehicle height.

高周波交流電源6から一次巻線101に供給される電力を一定にする場合に、二次巻線201により受電される電力の効率は、二次巻線201が一次巻線101に合致する状態(図2aの状態に相当)が最も高く、二次巻線201の中心点が一次巻線101の中心点から遠くなると低くなってしまう。   When the power supplied from the high frequency AC power supply 6 to the primary winding 101 is constant, the efficiency of the power received by the secondary winding 201 is such that the secondary winding 201 matches the primary winding 101 ( (Corresponding to the state of FIG. 2 a) is the highest and becomes lower when the center point of the secondary winding 201 is farther from the center point of the primary winding 101.

図3は、図2a,2bに示すX軸方向(Y軸方向)およびZ軸方向の二次巻線201に対する、結合係数の変化を示す。図3に示すように、一次巻線1の中央と二次巻線2の中央が一致する場合、一次巻線1と二次巻線2との間の漏れ磁束は少なく、図3のX軸の値がゼロに相当し、結合係数κは大きくなる。一方、図2aに対して図2bに示すように、一次巻線1と二次巻線2との位置がX軸方向にずれると、漏れ磁束が多くなり、図3に示すように、結合係数κは小さくなる。また、一次巻線1と二次巻線2のZ軸(高さ)方向のズレが大きくなると、結合係数κは小さくなる。   FIG. 3 shows a change in the coupling coefficient for the secondary winding 201 in the X-axis direction (Y-axis direction) and the Z-axis direction shown in FIGS. 2a and 2b. As shown in FIG. 3, when the center of the primary winding 1 and the center of the secondary winding 2 coincide, the leakage magnetic flux between the primary winding 1 and the secondary winding 2 is small, and the X axis of FIG. Corresponds to zero, and the coupling coefficient κ increases. On the other hand, as shown in FIG. 2b with respect to FIG. 2a, when the positions of the primary winding 1 and the secondary winding 2 are shifted in the X-axis direction, the leakage flux increases, and as shown in FIG. κ becomes smaller. Further, when the deviation in the Z-axis (height) direction between the primary winding 1 and the secondary winding 2 increases, the coupling coefficient κ decreases.

図4は、一次巻線101と二次巻線201との距離(L)に対する結合係数の特性を示すグラフである。ただし、距離(L)は、式(1)より示される。   FIG. 4 is a graph showing the characteristic of the coupling coefficient with respect to the distance (L) between the primary winding 101 and the secondary winding 201. However, the distance (L) is expressed by equation (1).

Figure 0005589786
図4に示すように、距離(L)が大きくなると、漏れ磁束が多くなるため、結合係数(κ)は小さくなる。
Figure 0005589786
As shown in FIG. 4, as the distance (L) increases, the leakage flux increases, so the coupling coefficient (κ) decreases.

ところで、従来の非接触給電装置においては、結合係数を固定値にして、非接触の給電部分の回路設計を行っている。そのため、上記のように、給電部分のコイル間の相対的な位置がずれて、結合係数(κ)が変化した場合には、交流電源の出力側からみた非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。ここで、従来の非接触給電装置における、結合係数(κ)に対するインピーダンス特性の変化を、図5aを用いて説明する。図5aは従来の非接触給電装置における、結合係数(κ)に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。なお、入力インピーダンスは、交流電源の出力側からみたインピーダンスであり、交流電源の基本波成分の周波数におけるインピーダンスである。グラフaは、特開2010−40669号にて開示された回路において、所定の結合係数で同調するにようにコンデンサを設計した回路(以下、従来回路aと称す。)の特性を示し、グラフbは、特開2007−534289号にて開示された回路において、所定の結合係数で同調するにようにコンデンサを設計した回路(以下、従来回路bと称す。)の特性を示す。   By the way, in the conventional non-contact electric power feeder, the circuit design of the non-contact electric power feeding part is performed by making a coupling coefficient into a fixed value. Therefore, as described above, when the relative position between the coils of the power feeding part is shifted and the coupling coefficient (κ) is changed, the input of the power feeding circuit including the non-contact coil viewed from the output side of the AC power supply Impedance changes greatly. Here, the change of the impedance characteristic with respect to the coupling coefficient (κ) in the conventional non-contact power feeding apparatus will be described with reference to FIG. FIG. 5a is a graph showing the characteristics of the absolute value of the input impedance with respect to the coupling coefficient (κ) in the conventional non-contact power feeding device. The input impedance is an impedance viewed from the output side of the AC power supply, and is an impedance at the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply. Graph a shows characteristics of a circuit (hereinafter referred to as conventional circuit a) in which a capacitor is designed to be tuned with a predetermined coupling coefficient in the circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-40669. Shows characteristics of a circuit (hereinafter referred to as a conventional circuit b) in which a capacitor is designed to be tuned with a predetermined coupling coefficient in the circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-534289.

図5aのグラフaに示すように、従来回路aでは、結合係数が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、結合係数が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が低くなる。またグラフbに示すように、従来回路bでは、結合係数が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、結合係数が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が小さくなる。すなわち、非接触の給電部分であるコイルの結合係数が一定であることを前提に、従来回路a及び従来回路bは回路設計されているため、結合係数が変化すると、給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。なお、グラフcは、交流電源のインピーダンスの絶対値を示しており、詳細は後述する。   As shown in graph a of FIG. 5a, in the conventional circuit a, when the coupling coefficient is small, the absolute value of the input impedance increases, and as the coupling coefficient increases, the absolute value of the input impedance decreases. Further, as shown in the graph b, in the conventional circuit b, when the coupling coefficient is small, the absolute value of the input impedance increases, and as the coupling coefficient increases, the absolute value of the input impedance decreases. That is, since the conventional circuit a and the conventional circuit b are designed on the assumption that the coupling coefficient of the coil which is a non-contact power feeding part is constant, if the coupling coefficient changes, the input impedance of the power feeding circuit increases. Change. The graph c indicates the absolute value of the impedance of the AC power supply, and details will be described later.

次に、図5bを用いて、従来回路a及び従来回路bにおいて、等価負荷抵抗(R)の変化に伴う、給電回路の入力インピーダンスの変化について、説明する。図5bは、従来回路a及びbにおける、等価負荷抵抗(R)に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示す。なお、入力インピーダンスは、交流電源の出力側からみたインピーダンスであり、交流電源の基本波成分の周波数におけるインピーダンスである。また等価負荷抵抗(R)は、非接触給電装置において、二次側のコイルに電気的に接続される負荷の抵抗であり、当該負荷にはバッテリが含まれる。そして、バッテリの残存容量が少ない場合には、等価負荷抵抗(R)は小さく、バッテリの残存容量が多い場合には、等価負荷抵抗(R)は高くなる。   Next, changes in the input impedance of the power feeding circuit accompanying changes in the equivalent load resistance (R) in the conventional circuit a and the conventional circuit b will be described using FIG. 5B. FIG. 5b shows the characteristics of the absolute value of the input impedance with respect to the equivalent load resistance (R) in the conventional circuits a and b. The input impedance is an impedance viewed from the output side of the AC power supply, and is an impedance at the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply. The equivalent load resistance (R) is a resistance of a load electrically connected to the secondary coil in the non-contact power supply apparatus, and the load includes a battery. When the remaining capacity of the battery is small, the equivalent load resistance (R) is small, and when the remaining capacity of the battery is large, the equivalent load resistance (R) is high.

図5bのグラフaに示すように、従来回路aでは、等価負荷抵抗が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、等価負荷抵抗が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が低くなる。またグラフbに示すように、従来回路bでは、等価負荷抵抗が小さい場合には、インピーダンスの絶対値が高くなり、等価負荷抵抗が大きくなるにつれて、インピーダンスの絶対値が小さくなる。すなわち、従来回路a及び従来回路bにおいて、等価負荷抵抗が変化すると、給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。なお、グラフcは、交流電源のインピーダンスの絶対値を示しており、詳細は後述する。   As shown in graph a of FIG. 5b, in the conventional circuit a, when the equivalent load resistance is small, the absolute value of the input impedance increases, and as the equivalent load resistance increases, the absolute value of the input impedance decreases. Further, as shown in the graph b, in the conventional circuit b, when the equivalent load resistance is small, the absolute value of the impedance increases, and as the equivalent load resistance increases, the absolute value of the impedance decreases. That is, in the conventional circuit a and the conventional circuit b, when the equivalent load resistance changes, the input impedance of the power feeding circuit greatly changes. The graph c indicates the absolute value of the impedance of the AC power supply, and details will be described later.

次に、交流電源のインピーダンス(Zc)と、非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンス(Zin_c)との関係を、図6を用いて、説明する。図6は、非接触給電装置の1次側の等価回路の回路図である。交流電源601は、非接触給電装置の1次側に設けられる交流電源であり、1次側のコイルに対して交流電力を供給する。Vcは交流電源601の交流電圧を示し、Icは交流電源601から出力される交流電流を示す。インピーダンス602は、非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンス(Zin_c)である。交流電源601の定格値は予め定められており、例えば交流電源601の最大電圧が300[V]であり、最大電流30[A]であり、最大電力が9[kW]である、と仮定する。 Next, the relationship between the impedance (Zc) of the AC power supply and the input impedance (Z in — c ) of the power feeding circuit including a non-contact coil will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a circuit diagram of an equivalent circuit on the primary side of the non-contact power feeding device. The AC power source 601 is an AC power source provided on the primary side of the non-contact power feeding device, and supplies AC power to the primary side coil. Vc indicates an AC voltage of the AC power supply 601, and Ic indicates an AC current output from the AC power supply 601. The impedance 602 is an input impedance (Z in — c ) of a power feeding circuit including a non-contact coil. The rated value of the AC power supply 601 is determined in advance. For example, it is assumed that the maximum voltage of the AC power supply 601 is 300 [V], the maximum current is 30 [A], and the maximum power is 9 [kW]. .

そして、インピーダンス602の入力インピーダンス(Zin_c)が1[Ω]である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である300[V]がインピーダンス602に印加されると、インピーダンス602である給電回路には、300[A]の電流が流れる。しかし、交流電源601の最大電流が30[A]であるため、当該給電回路に流れる電流は30[A]となり、当該給電回路の電圧は30[V]となる。そのため、インピーダンス602である給電回路に供給される電力は900[W]となり、交流電源601の最大電力を給電回路に供給することができない。 A case where the input impedance (Z in — c ) of the impedance 602 is 1 [Ω] will be described. When 300 [V], which is the maximum voltage of the AC power supply, is applied to the impedance 602, a current of 300 [A] flows through the power supply circuit having the impedance 602. However, since the maximum current of the AC power supply 601 is 30 [A], the current flowing through the power supply circuit is 30 [A], and the voltage of the power supply circuit is 30 [V]. For this reason, the power supplied to the power supply circuit having the impedance 602 is 900 [W], and the maximum power of the AC power supply 601 cannot be supplied to the power supply circuit.

また、インピーダンス602の入力インピーダンス(Zin_c)が100[Ω]である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である300[V]がインピーダンス602に印加されると、インピーダンス602である給電回路には、3[A]の電流が流れる。交流電源601の最大電流は30Aであるが、入力インピーダンス(Zin_c)が高いため、給電回路に流れる電流は3[A]となる。そして、給電回路の電圧は300[V]となる。そのため、インピーダンス602である給電回路に供給される電力は900[W]となり、交流電源601の最大電力を給電回路に供給することができない。 A case where the input impedance (Z in — c ) of the impedance 602 is 100 [Ω] will be described. When 300 [V], which is the maximum voltage of the AC power supply, is applied to the impedance 602, a current of 3 [A] flows through the power supply circuit having the impedance 602. Although the maximum current of the AC power supply 601 is 30 A, since the input impedance (Z in — c ) is high, the current flowing through the power feeding circuit is 3 [A]. The voltage of the power feeding circuit is 300 [V]. For this reason, the power supplied to the power supply circuit having the impedance 602 is 900 [W], and the maximum power of the AC power supply 601 cannot be supplied to the power supply circuit.

また、インピーダンス602の入力インピーダンス(Zin_c)が10[Ω]である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である300[V]がインピーダンス602に印加されると、インピーダンス602である給電回路には、30[A]の電流が流れ、交流電源601の最大電流が流れることになる。そのため、インピーダンス602である給電回路に供給される電力は900[W]となり、交流電源601の最大電力を給電回路に供給することができる。 A case where the input impedance (Z in — c ) of the impedance 602 is 10 [Ω] will be described. When 300 [V], which is the maximum voltage of the AC power supply, is applied to the impedance 602, a current of 30 [A] flows through the power supply circuit having the impedance 602, and the maximum current of the AC power supply 601 flows. Therefore, the power supplied to the power supply circuit having the impedance 602 is 900 [W], and the maximum power of the AC power supply 601 can be supplied to the power supply circuit.

すなわち、交流電源601のインピーダンスに対して、インピーダンス602の入力インピーダンス(Zin_c)が変化する場合には、交流電源601の最大電力を効率よく給電回路に供給することができない。そして、図5a及び図5bに示すように、従来回路a及びbの入力インピーダンスは、交流電源のインピーダンス(グラフcを参照)に対して大きく変化するため、交流電源601の最大電力を効率よく給電回路に供給することができない。 That is, when the input impedance (Z in — c ) of the impedance 602 changes with respect to the impedance of the AC power supply 601, the maximum power of the AC power supply 601 cannot be efficiently supplied to the power feeding circuit. As shown in FIGS. 5a and 5b, the input impedances of the conventional circuits a and b greatly change with respect to the impedance of the AC power supply (see graph c), and therefore the maximum power of the AC power supply 601 is efficiently fed. It cannot be supplied to the circuit.

そこで、本例の非接触給電装置において、高周波交流電源回路6の出力側から見た一次側のみのインピーダンスの特性及び二次巻線201に接続される負荷7側から見た二次側のみのインピーダンスの特性が、以下に示すような特性とするように、一次巻線101と二次巻線201のインダクタンスの大きさと、コンデンサ102、103、202の容量の大きさの条件を設定することで、結合状態が変化する条件下で、高周波交流電源回路6の出力側からみた入力インピーダンスの変化を抑制する。   Therefore, in the non-contact power feeding device of this example, only the primary side impedance characteristic seen from the output side of the high-frequency AC power supply circuit 6 and the secondary side seen from the load 7 side connected to the secondary winding 201 are used. By setting the conditions for the inductances of the primary winding 101 and the secondary winding 201 and the capacitances of the capacitors 102, 103, and 202 so that the impedance characteristics are as shown below, The change of the input impedance viewed from the output side of the high-frequency AC power supply circuit 6 is suppressed under the condition that the coupling state changes.

まず、本例の非接触給電装置における、インピーダンス(Z)及びインピーダンス(Z)について説明する。インピーダンス(Z)は、図7aに示すように、図1に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源6側(送電側)からみた一次側のみのインピーダンスである。またインピーダンス(Z)は、図6bに示すように、図1に示す回路において、結合係数をゼロとして、負荷部7側(受電側)からみた二次側のみのインピーダンスである。図7aはインピーダンス(Z)を説明するための回路図であって、非接触給電部5の一次側のみの回路を示し、図7bはインピーダンス(Z)を説明するための回路図であって、非接触給電部5の二次側のみの回路を示す。 First, impedance (Z 1 ) and impedance (Z 2 ) in the non-contact power feeding device of this example will be described. As shown in FIG. 7a, the impedance (Z 1 ) is the impedance of only the primary side viewed from the high-frequency AC power supply 6 side (power transmission side) with the coupling coefficient set to zero in the circuit shown in FIG. Further, as shown in FIG. 6b, the impedance (Z 2 ) is an impedance on the secondary side only when viewed from the load unit 7 side (power receiving side) with the coupling coefficient being zero in the circuit shown in FIG. FIG. 7A is a circuit diagram for explaining the impedance (Z 1 ), showing a circuit only on the primary side of the non-contact power feeding section 5, and FIG. 7B is a circuit diagram for explaining the impedance (Z 2 ). The circuit on the secondary side of the non-contact power feeding unit 5 is shown.

なお、図7a及び図7bに示すように、コンデンサ102の電気容量をC1sとし、コンデンサ103の電気容量をC1pとし、一次巻線101のインダクタンスをLとし、コンデンサ202の電気容量をC2pとし、二次巻線201のインダクタンスをLとする。 7a and 7b, the electric capacity of the capacitor 102 is C 1s , the electric capacity of the capacitor 103 is C 1p , the inductance of the primary winding 101 is L 1, and the electric capacity of the capacitor 202 is C 1 and 2p, the inductance of the secondary winding 201 and L 2.

本例の非接触給電装置において、インピーダンス(Z)及びインピーダンス(Z)の絶対値の特性は、図8a及び図8bに示す特性をそれぞれ有する。すなわち図8aに示すように、インピーダンス(Z)の絶対値の特性は、極小値(ZMIN)をとる周波数(f)と、極大値(ZMAX)をとる周波数(f)との間に、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)を有する。周波数(f)は、インピーダンス(Z)の共振周波数のうち、最も周波数(f)に近い周波数であり、周波数(f)は、インピーダンス(Z)の共振周波数のうち、最も周波数(f)に近い周波数である。また周波数(f)は周波数(f)より高い。言い換えると、インピーダンス(Z)の特性は、極小値(ZMIN)の周波数(f)と極大値(ZMAX)の周波数(f)により、周波数(f)を挟む特性である。 In the contactless power supply device of this example, the absolute value characteristics of the impedance (Z 1 ) and the impedance (Z 2 ) have the characteristics shown in FIGS. 8a and 8b, respectively. That is, as shown in FIG. 8a, the absolute value characteristic of the impedance (Z 1 ) has a frequency (f 1 ) that takes a minimum value (Z MIN ) and a frequency (f 2 ) that takes a maximum value (Z MAX ). In between, it has the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6. The frequency (f 1 ) is the frequency closest to the frequency (f 0 ) among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 ), and the frequency (f 2 ) is the highest frequency among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 ). The frequency is close to (f 0 ). The frequency (f 2 ) is higher than the frequency (f 1 ). In other words, the impedance characteristics of the (Z 1), the frequency (f 1) a maximum value of the minimum value (Z MIN) the frequency of the (Z MAX) (f 2) , a property that sandwich the frequency (f 0).

また、図8bに示すように、インピーダンス(Z)の絶対値の特性は、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)の付近に極大値(ZMAX)を有する。当該極大値(ZMAX)に相当する周波数(f)は周波数(f)付近に設定される。なお、周波数(f)は必ずしも周波数(f)と等しくする必要はなく、例えば、回路設計上の誤差による、周波数(f)と周波数(f)のずれは許容される。少なくとも、インピーダンス(Z)の絶対値の特性において、周波数(f)より低い周波数帯域で、周波数(f)に向かって周波数が増加するにつれて、インピーダンス(Z)の絶対値が上昇し、周波数(f)より高い周波数帯域で、周波数が減少するにつれて、インピーダンス(Z)の絶対値が下降すればよい。 Further, as shown in FIG. 8b, the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 2 ) has a maximum value (Z MAX ) in the vicinity of the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6. The frequency (f 3 ) corresponding to the maximum value (Z MAX ) is set near the frequency (f 0 ). Note that the frequency (f 3 ) is not necessarily equal to the frequency (f 0 ). For example, a deviation between the frequency (f 3 ) and the frequency (f 0 ) due to an error in circuit design is allowed. At least, in the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 2), at a low frequency band than the frequency (f 0), as the frequency increases, the absolute value of the impedance (Z 2) rises towards the frequency (f 0) In the frequency band higher than the frequency (f 0 ), the absolute value of the impedance (Z 2 ) only needs to decrease as the frequency decreases.

次に、本例における、コンデンサ102、103、202の電気容量、一次巻線101及び二次巻線201のインダクタンスについて説明する。   Next, the electric capacities of the capacitors 102, 103, and 202 and the inductances of the primary winding 101 and the secondary winding 201 in this example will be described.

図7bに示す回路により、インピーダンス(Z)の共振周波数(f)は、式(2)により表される。 With the circuit shown in FIG. 7b, the resonance frequency (f 3 ) of the impedance (Z 2 ) is expressed by equation (2).

Figure 0005589786
そして、共振周波数(f)は、交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)の付近に設定されるため、f=fとすると、コンデンサ202の電気容量(C2p)は、式(3)により表される。
Figure 0005589786
Since the resonance frequency (f 3 ) is set in the vicinity of the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the AC power supply circuit 6, when f 3 = f 0 , the electric capacity (C 2p ) of the capacitor 202 is , Represented by equation (3).

Figure 0005589786
すなわち、交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)に対して、インダクタンス(L)及び電気容量(C2p)を式(3)に満たすように設定することで、図8bに示すような特性を得ることができる。また、共振周波数(f)を交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)の付近に設定することで、非接触給電部5の二次側で受電するために必要な電流を抑えることができる。
Figure 0005589786
That is, by setting the inductance (L 2 ) and the electric capacity (C 2p ) to satisfy the expression (3) with respect to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the AC power supply circuit 6, FIG. Such characteristics can be obtained. Further, by setting the resonance frequency (f 3 ) in the vicinity of the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the AC power supply circuit 6, a current necessary for receiving power on the secondary side of the non-contact power feeding unit 5 is suppressed. be able to.

図7aに示す回路により、インピーダンス(Z)の共振周波数(f)及び共振周波数(f)は、式(4)及び式(5)によりそれぞれ表される。 With the circuit shown in FIG. 7a, the resonance frequency (f 1 ) and the resonance frequency (f 2 ) of the impedance (Z 1 ) are expressed by the equations (4) and (5), respectively.

Figure 0005589786
Figure 0005589786

Figure 0005589786
上記の通り、基本波成分の周波数(f)は共振周波数(f)より高く、基本波成分の周波数(f)は共振周波数(f)より低いため、f<f<fが成り立ち、各周波数に式(3)〜式(5)を代入し展開すると、式(6)が得られる。
Figure 0005589786
As described above, since the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component is higher than the resonance frequency (f 1 ) and the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component is lower than the resonance frequency (f 2 ), f 1 <f 0 <f When Formula 2 is established and Formulas (3) to (5) are assigned to each frequency and expanded, Formula (6) is obtained.

Figure 0005589786
そして、式(6)を展開することで、式(7)が得られる。
Figure 0005589786
Then, expression (7) is obtained by expanding expression (6).

Figure 0005589786
すなわち、式(3)を満たすように設定された、インダクタンス(L)及び電気容量(C2p)を用いて、式(6)又は式(7)を満たすように、インダクタンス(L)、電気容量(C1p)及び電気容量(C1s)を設定することで、図8aに示すような特性を得ることができる。
Figure 0005589786
That is, using the inductance (L 2 ) and the capacitance (C 2p ) set to satisfy the expression (3), the inductance (L 1 ), so as to satisfy the expression (6) or the expression (7), By setting the electric capacity (C 1p ) and the electric capacity (C 1s ), characteristics as shown in FIG. 8a can be obtained.

従って、式(3)及び式(6)、又は、式(3)及び式(7)を満たすように、電気容量(C1s)、電気容量(C1p)、インダクタンス(L)、インダクタンス(L)及び電気容量(C2p)を設定することで、図8に示す、インピーダンス(Z)の特性及びインピーダンス(Z)の特性を有することができる。 Therefore, the electric capacity (C 1s ), the electric capacity (C 1p ), the inductance (L 1 ), the inductance (L) so as to satisfy the expressions (3) and (6) or the expressions (3) and (7). By setting L 2 ) and capacitance (C 2p ), the impedance (Z 1 ) characteristic and the impedance (Z 2 ) characteristic shown in FIG. 8 can be obtained.

次に、図9を用いて、本例の非接触給電装置の入力インピーダンス(Zin)の特性を説明する。図9は、周波数に対する入力インピーダンス(Zin)の絶対値の特性を示す。κ〜κは、結合係数を示しており、κが最も小さい結合係数を、κが最も大きい結合係数を示す。入力インピーダンス(Zin)は、高周波交流電源回路6の出力側からみた非接触給電部5の入力インピーダンスを示す。 Next, the characteristics of the input impedance (Z in ) of the contactless power feeding device of this example will be described with reference to FIG. FIG. 9 shows the characteristics of the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to frequency. κ 1 to κ 4 indicate coupling coefficients, where κ 1 is the smallest coupling coefficient and κ 4 is the largest coupling coefficient. The input impedance (Z in ) indicates the input impedance of the non-contact power feeding unit 5 viewed from the output side of the high-frequency AC power supply circuit 6.

図9に示すように、結合係数(κ)がκからκの範囲内で変化する場合に、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)に対する、入力インピーダンス(Zin)の絶対値は、絶対値(|Zin_s|)となる。すなわち、一次巻線101に対する二次巻線201の相対的な位置がずれることにより、結合係数(κ)がκからκの範囲内で変化する場合に、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は一定の値をとる、または、入力インピーダンス絶対値(|Zin_s|)は変化の小さい範囲内で変化するため、周波数(f)に対する入力インピーダンス(Zin)の変化が抑えられる。これにより、本例において、インピーダンス(Z)及びインピーダンス(Z)が、図7a及び図7bに示す特性を持つことにより、結合係数が変化する場合に、周波数(f)に対する入力インピーダンス(Zin)の絶対値の変化を抑制することができる。なお、結合係数(κ)がκからκの範囲内で変化する場合に、周波数(f)に対する入力インピーダンス(Zin)の絶対値は、図9に示すように絶対値(|Zin_s|)の一定値となる必要はなく、絶対値(|Zin_s|)の付近の値で変化すればよい。 As shown in FIG. 9, when the coupling coefficient (κ) changes within the range of κ 1 to κ 4 , the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6. Is an absolute value (| Z in — s |). That is, by the secondary winding 201 the relative position of the to the primary winding 101 is shifted, when the coupling coefficient (kappa) is varied in the range of kappa 4 from kappa 1, the absolute value of the input impedance (| Z in_s |) takes a constant value, or the input impedance absolute value (| Z in_s |) is to vary within a small range of change, the change of the input impedance (Z in) for a frequency (f 0) is suppressed . Thereby, in this example, when the coupling coefficient changes due to the impedance (Z 1 ) and the impedance (Z 2 ) having the characteristics shown in FIGS. 7a and 7b, the input impedance (f 0 ) with respect to the frequency (f 0 ) A change in the absolute value of Z in ) can be suppressed. When the coupling coefficient (κ) changes within the range of κ 1 to κ 4 , the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) is the absolute value (| Z in_s |) does not have to be a constant value, and may be changed by a value in the vicinity of the absolute value (| Z in_s |).

次に、図10a〜図10cを用いて、入力インピーダンス(Zin)の極及び零点の軌跡を説明する。図10aは非接触給電部5及び負荷部7の等価回路を示し、図10bは、結合係数(κ)を変化させた場合における、入力インピーダンス(Zin)の極及び零点の軌跡を示し、図10cは等価負荷抵抗(R)を変化させた場合における、入力インピーダンス(Zin)の極及び零点の軌跡を示す。 Next, the locus of the poles and zeros of the input impedance (Z in ) will be described with reference to FIGS. 10a to 10c. FIG. 10a shows an equivalent circuit of the non-contact power feeding unit 5 and the load unit 7, and FIG. 10b shows the locus of the poles and zeros of the input impedance (Z in ) when the coupling coefficient (κ) is changed. 10c is in the case of changing the equivalent load resistance (R), indicating the locus of the poles and zeros of the input impedance (Z in).

負荷部7を等価負荷抵抗701(R)と置き換えると、非接触給電部5及び負荷部7の等価回路は、図10aの回路により表される。等価負荷抵抗701(R)には、負荷72に含まれるバッテリ(図示しない)の抵抗が含まれており、当該バッテリの抵抗値は、バッテリの充電状態(SOC:State of Charge)により変化する。そのため、等価負荷抵抗701(R)の抵抗値は、常に一定な値ではなく、バッテリ等の状態に応じて変化する。図10aに示す等価回路に基づき、高周波交流電源回路6の出力側から見た入力インピーダンス特性(Zin)を、ラプラス演算子(s)を用いて表すと、式(8)により表される。 When the load unit 7 is replaced with an equivalent load resistance 701 (R), an equivalent circuit of the non-contact power feeding unit 5 and the load unit 7 is represented by the circuit of FIG. The equivalent load resistance 701 (R) includes the resistance of a battery (not shown) included in the load 72, and the resistance value of the battery changes depending on the state of charge (SOC) of the battery. Therefore, the resistance value of the equivalent load resistance 701 (R) is not always a constant value, but changes according to the state of the battery or the like. Based on the equivalent circuit shown in FIG. 10a, the input impedance characteristic (Z in ) viewed from the output side of the high-frequency AC power supply circuit 6 is expressed by the equation (8) when expressed using the Laplace operator (s).

Figure 0005589786
式(8)に示すZinを、回路特性に影響が大きい代表根近似を行うことで、式(9)により示される。
Figure 0005589786
Z in shown in Expression (8) is represented by Expression (9) by performing representative root approximation that has a large influence on circuit characteristics.

Figure 0005589786
ただし、Aは回路パラメータからなる係数を、λは極を、γは零点を示す。
Figure 0005589786
A is a coefficient composed of circuit parameters, λ is a pole, and γ is a zero point.

そして、結合係数(κ)をゼロ付近から増加させると、極及び零点は図10bに示すような軌跡を描く。ただし、図10bに示す極1は、式(9)の極の中で最も虚軸側に近い値の極(ただしゼロを含まない)を示し、零点は、式(9)の零点の中で最も虚軸側に近い値の零点を示す。また点線の矢印は、結合係数(κ)を離散的に増加させた場合の、極1及び零点の軌跡の方向を示している。図10bに示すように、極1及び零点は、結合係数(κ)の増加に伴い、虚軸から遠ざかりつつ、点線を境とした対称の軌跡を描く。当該点線は、駆動点を虚値にとる直線を示しており、駆動点(点の虚値)は、基本波成分の周波数に対応する値(2πf)である。すなわち、極1及び零点は、結合係数(κ)の増加に伴い、虚軸上における虚値(2πf)に対して対称な軌跡とる。これにより、結合係数(κ)を変化させた場合において、駆動点から各極1までの距離は、駆動点から該各極1に対応する零点までの距離と等しくなるため、結合係数(κ)の変化に伴う入力インピーダンス特性(Zin)の変化を抑制することができる。 When the coupling coefficient (κ) is increased from near zero, the poles and zeros draw a locus as shown in FIG. 10b. However, the pole 1 shown in FIG. 10b is a pole (not including zero) having a value closest to the imaginary axis among the poles of the formula (9), and the zero is the zero of the formula (9). Indicates the zero point closest to the imaginary axis. The dotted arrows indicate the directions of the trajectories of the pole 1 and the zero point when the coupling coefficient (κ) is increased discretely. As shown in FIG. 10b, the pole 1 and the zero point draw a symmetrical trajectory with the dotted line as a boundary while moving away from the imaginary axis as the coupling coefficient (κ) increases. The dotted line indicates a straight line that takes the drive point as an imaginary value, and the drive point (imaginary value of the point) is a value (2πf 0 ) corresponding to the frequency of the fundamental wave component. That is, the pole 1 and the zero point take a locus symmetrical with respect to the imaginary value (2πf 0 ) on the imaginary axis as the coupling coefficient (κ) increases. As a result, when the coupling coefficient (κ) is changed, the distance from the driving point to each pole 1 is equal to the distance from the driving point to the zero corresponding to each pole 1, so that the coupling coefficient (κ) The change of the input impedance characteristic (Z in ) accompanying the change of can be suppressed.

また、等価負荷抵抗(R)をゼロ付近から増加させると、極及び零点は図10cに示すような軌跡を描く。ただし、図10cに示す極1は、式(9)の極の中で最も虚軸側に近い値の極(ただしゼロを含まない)を示し、零点は、式(10)の零点の中で最も虚軸側に近い値の零点を示す。また点線の矢印は、等価負荷抵抗(R)を離散的に増加させた場合の、極1及び零点の軌跡の方向を示している。図10cに示すように、極1及び零点は、等価負荷抵抗(R)の増加に伴い、虚軸から遠ざかりつつ、点線を境とした対称の軌跡を描く。当該点線は、駆動点を虚値にとる直線を示しており、駆動点(点の虚値)は、基本波成分の周波数に対応する値(2πf)である。すなわち、極1及び零点は、等価負荷抵抗(R)の増加に伴い、虚軸上における虚値(2πf)に対して対称な軌跡とる。これにより、等価負荷抵抗(R)を変化させた場合に、駆動点から各極1までの距離は、駆動点から該各極1に対応する零点までの距離と等しくなるため、等価負荷抵抗(R)の変化に伴う入力インピーダンス特性(Zin)の変化を抑制することができる。 Further, when the equivalent load resistance (R) is increased from near zero, the pole and zero point draw a locus as shown in FIG. 10c. However, the pole 1 shown in FIG. 10c shows a pole (but not including zero) having a value closest to the imaginary axis among the poles of the formula (9), and the zero is the zero of the formula (10). Indicates the zero point closest to the imaginary axis. The dotted arrows indicate the directions of the locus of the pole 1 and zero when the equivalent load resistance (R) is increased discretely. As shown in FIG. 10c, the pole 1 and the zero point draw a symmetrical locus with the dotted line as a boundary while moving away from the imaginary axis as the equivalent load resistance (R) increases. The dotted line indicates a straight line that takes the drive point as an imaginary value, and the drive point (imaginary value of the point) is a value (2πf 0 ) corresponding to the frequency of the fundamental wave component. That is, the pole 1 and the zero point take a symmetric locus with respect to the imaginary value (2πf 0 ) on the imaginary axis as the equivalent load resistance (R) increases. Thus, when the equivalent load resistance (R) is changed, the distance from the driving point to each pole 1 becomes equal to the distance from the driving point to the zero corresponding to each pole 1, so that the equivalent load resistance ( The change in the input impedance characteristic (Z in ) accompanying the change in R) can be suppressed.

次に、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)の設定方法について説明する。まず、インピーダンス(Z)の絶対値の特性と絶対値(|Zin_s|)との関係について、図11a〜図11cを用いて説明する。図11a及び図11bは、周波数に対するインピーダンス(Z)の特性を示す。図11cは、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)の特性を示す。 Next, a method for setting the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance will be described. First, the relationship between the absolute value characteristic of the impedance (Z 1 ) and the absolute value (| Z in — s |) will be described with reference to FIGS. 11a to 11c. 11a and 11b show the characteristics of impedance (Z 1 ) with respect to frequency. FIG. 11 c shows the characteristic of the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance with respect to the coupling coefficient.

図11aに示すように、極小値(ZMIN)の周波数(f)から極大値(ZMAX)の周波数(f)までの周波数帯域をF(=f−f)とし、図11bに示すように、極小値(ZMIN)の周波数(f)から極大値(ZMAX)の周波数(f)までの周波数帯域をF(=f−f)とすると、周波数帯域(F)は周波数帯域(F)より狭くする。なお、周波数(f)及び周波数(f)は、式(4)及び式(5)で、それぞれ表される。そして、周波数帯域をFに設定し、結合係数(κ)を変化させると、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は、図11cのグラフxに示すような特性となる。また、周波数帯域をFに設定し、結合係数(κ)を変化させると、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は、図11cのグラフyに示すような特性となる。すなわち、Zinの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域を狭くすると、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は高くなり、当該周波数帯域を広くすると、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は低くなる。そのため、本例は、Zinの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域に応じて、周波数(f)に対する入力インピーダンス(|Zin_s|)を設定することができる。 As shown in FIG. 11a, the minimum value maximum value from the frequency (f 1) of the (Z MIN) the frequency band up to a frequency (f 2) of the (Z MAX) F 1 (= f 2 -f 1), FIG. as shown in 11b, when a minimum value maximum value from the frequency (f 1) of the (Z MIN) frequency of (Z MAX) (f 2) frequency band up to F 2 (= f 2 -f 1 ), the frequency The band (F 1 ) is narrower than the frequency band (F 2 ). Note that the frequency (f 1 ) and the frequency (f 2 ) are respectively expressed by Expression (4) and Expression (5). When the frequency band is set to F 1 and the coupling coefficient (κ) is changed, the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance has characteristics as shown in the graph x in FIG. 11c. Further, when the frequency band is set to F 2 and the coupling coefficient (κ) is changed, the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance has characteristics as shown in the graph y of FIG. 11c. That is, if the frequency band between the maximum value frequency and the minimum value frequency of Z in is narrowed, the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance is increased, and if the frequency band is widened, the absolute value of the input impedance is increased. The value (| Z in — s |) is low. Therefore, the present example, in accordance with the frequency band between the frequency of the frequency and the minimum value of the maximum value of Z in, the input impedance to the frequency (f 0) can be set (| | Z in_s).

入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)と、高周波交流電源部6のインピーダンスとの関係について、図12a及び図12bを用いて説明する。図12a及び図12bは、高周波交流電源部6の出力電流−出力電圧特性を示し、一例として、図12aは、出力電流に対して出力電圧が一定である場合の特性を示し、図12bは、出力電流に対して出力電圧が変化する場合の特性を示す。なお、高周波交流電源部6の出力電流−出力電圧特性は、高周波交流電源部6に含まれるインバータや冷却器(図示しない)等の特性に応じて決まる。また図12a及び図12bの点線で示す曲線は、定電力線を示しており、当該定電力線上において同じ電力値となる。 The relationship between the absolute value of input impedance (| Z in — s |) and the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6 will be described with reference to FIGS. 12a and 12b. 12a and 12b show the output current-output voltage characteristics of the high-frequency AC power supply unit 6. As an example, FIG. 12a shows the characteristics when the output voltage is constant with respect to the output current, and FIG. The characteristics when the output voltage changes with respect to the output current are shown. The output current-output voltage characteristic of the high-frequency AC power supply unit 6 is determined according to the characteristics of an inverter, a cooler (not shown), etc. included in the high-frequency AC power supply unit 6. Moreover, the curve shown with the dotted line of FIG. 12a and 12b has shown the constant power line, and becomes the same electric power value on the said constant power line.

図12aに示すように、出力電流に対して出力電圧が一定である場合には、高周波交流電源部6の供給可能な最大電力は、最大電圧(VMAX)と最大電流(IMAX)の積で求まる電力である。図6を用いて説明したように、高周波交流電源部6から最大電力を供給させるためには、交流電源601のインピーダンスに対して、高周波交流電源回路6の入力インピーダンスを調整する必要がある。図12aの例では、高周波交流電源部6のインピーダンス(Z)は、最大電圧(VMAX)と最大電流(IMAX)より、VMAX/IMAXとなる。そして、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)に対する入力インピーダンス(|Zin_s|)を、高周波交流電源部6のインピーダンス(Z)と等しくすることで、高周波交流電源部6から最大電力を、非接触給電部5に供給することができる。 As shown in FIG. 12a, when the output voltage is constant with respect to the output current, the maximum power that can be supplied by the high-frequency AC power supply unit 6 is the product of the maximum voltage (V MAX ) and the maximum current (I MAX ). It is the electric power obtained by. As described with reference to FIG. 6, in order to supply the maximum power from the high frequency AC power supply unit 6, it is necessary to adjust the input impedance of the high frequency AC power supply circuit 6 with respect to the impedance of the AC power supply 601. In the example of FIG. 12a, the impedance (Z M ) of the high-frequency AC power supply unit 6 is V MAX / I MAX from the maximum voltage (V MAX ) and the maximum current (I MAX ). The input impedance (| Z in — s |) with respect to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 is made equal to the impedance (Z M ) of the high-frequency AC power supply unit 6. The maximum power can be supplied to the non-contact power feeding unit 5.

図12bに示すように、出力電流に対して出力電圧が変化する場合には、高周波交流電源部6の供給可能な最大電力は、最も高い定電力線と、電流−電圧特性との交点に相当する電力である。高周波交流電源部6のインピーダンス(Z)は、当該交点に相当する電圧(V)及び電流(I)より、V/Iとなる。そして、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)に対する入力インピーダンス(|Zin_s|)を、高周波交流電源部6のインピーダンス(Z)と等しくすることで、高周波交流電源部6から最大電力を、非接触給電部5に供給することができる。 As shown in FIG. 12b, when the output voltage changes with respect to the output current, the maximum power that can be supplied by the high-frequency AC power supply unit 6 corresponds to the intersection of the highest constant power line and the current-voltage characteristics. Electric power. The impedance (Z p ) of the high-frequency AC power supply unit 6 is V p / I p from the voltage (V p ) and current (I p ) corresponding to the intersection. Then, by making the input impedance (| Z in — s |) with respect to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 equal to the impedance (Z p ) of the high-frequency AC power supply unit 6, The maximum power can be supplied to the non-contact power feeding unit 5.

すなわち、本例において、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)が、高周波交流電源部6の最大電力に相当するインピーダンス値と等しくなるように、Zinの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域を設定する。これにより、高周波交流電源部6の供給可能な電力を非接触給電部5へ効率よく供給することができ、高周波交流電源部6と非接触給電部5との間の電力損失を抑制することができる。 That is, in this example, the maximum value frequency and the minimum value frequency of Z in are set so that the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance is equal to the impedance value corresponding to the maximum power of the high-frequency AC power supply unit 6. Set the frequency band between and. Thereby, the power that can be supplied from the high-frequency AC power supply unit 6 can be efficiently supplied to the non-contact power supply unit 5, and the power loss between the high-frequency AC power supply unit 6 and the non-contact power supply unit 5 can be suppressed. it can.

そして、上記のように非接触給電部5の回路を設定することにより、本例の非接触給電部5の入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)の特性は、図13a及び図13bに示すような特性を有する。図13aは結合係数(κ)に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)の特性を示し、図13bは等価負荷抵抗(R)に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)の特性を示す。図13a及び図13bのグラフaは入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)を示し、グラフbは高周波交流電源部6のインピーダンスの絶対値を示す。なお、当該高周波交流電源部6のインピーダンスは、図12aのインピーダンス(Z)及び図12bのインピーダンス(Z)に相当する。また図13aにおいて、結合係数(κ)は、少なくとも0.01〜0.5を含む、0.01〜0.8までの範囲内で変化する。 Then, by setting the circuit of the non-contact power feeding unit 5 as described above, the characteristic of the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance of the non-contact power feeding unit 5 of this example is shown in FIGS. 13a and 13b. It has the following characteristics. FIG. 13a shows the characteristic of the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance with respect to the coupling coefficient (κ), and FIG. 13 b shows the characteristic of the absolute value of the input impedance (| Z in — s |) with respect to the equivalent load resistance (R). . A graph a in FIGS. 13 a and 13 b shows the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance, and a graph b shows the absolute value of the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. Note that the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6 corresponds to the impedance (Z M ) in FIG. 12A and the impedance (Z p ) in FIG. 12B. In FIG. 13a, the coupling coefficient (κ) varies within a range from 0.01 to 0.8, including at least 0.01 to 0.5.

図13aに示すように、結合係数(κ)の変化に対して、入力インピーダンス(Zin)の絶対値はほぼ一定であり、高周波交流電源部6のインピーダンスと同値である。すなわち、結合係数(κ)が変化する状況においても、周波数(f)に対する入力インピーダンス(Zin)の絶対値は入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)から大きく変化せず、周波数(f)に対する入力インピーダンス(Zin)の絶対値は高周波交流電源部6のインピーダンスの絶対値と等しくなるため、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給される電力の損失を抑制することができる。 As shown in FIG. 13 a, the absolute value of the input impedance (Z in ) is substantially constant with respect to the change of the coupling coefficient (κ), and is the same value as the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. That is, even in a situation where the coupling coefficient (κ) changes, the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) does not change significantly from the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance, and the frequency (f the absolute value of the input impedance (Z in) for 0) to become equal to the absolute value of the impedance of the high frequency AC power supply unit 6, to suppress the loss of the power supplied from the high-frequency AC power source unit 6 to the non-contact power supply unit 5 Can do.

また、図13bに示すように、等価負荷抵抗(R)の変化に対して、入力インピーダンス(Zin)の絶対値はほぼ一定であり、高周波交流電源部6のインピーダンスと同値である。すなわち、等価負荷抵抗(R)が変化する状況においても、周波数(f)に対する入力インピーダンス(Zin)の絶対値は入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)から大きく変化せず、周波数(f)に対する入力インピーダンス(Zin)の絶対値は高周波交流電源部6のインピーダンスの絶対値と等しくなるため、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給される電力の損失を抑制することができる。 Further, as shown in FIG. 13b, the absolute value of the input impedance (Z in ) is substantially constant with respect to the change of the equivalent load resistance (R), and is the same value as the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. That is, even in a situation where the equivalent load resistance (R) changes, the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) does not change greatly from the absolute value of the input impedance (| Z in — s |). Since the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to f 0 ) is equal to the absolute value of the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6, the loss of power supplied from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 is suppressed. be able to.

また上記のように非接触給電部5の回路を設定することにより、結合係数が変化する場合に、非接触給電部5から負荷部7へ出力される電力(Pout)の低下を防ぐことができる。ここで、負荷部7へ出力される出力電力(Pout)について、以下に説明する。図1に示す非接触給電装置において、負荷部7への出力電力(Pout)は、式(10)に示すように、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給される供給電力(Pin)と、非接触給電部5において損失される電力(PLoss)により表される。 In addition, by setting the circuit of the non-contact power feeding unit 5 as described above, it is possible to prevent a decrease in the power (P out ) output from the non-contact power feeding unit 5 to the load unit 7 when the coupling coefficient changes. it can. Here, the output power (P out ) output to the load unit 7 will be described below. In the non-contact power supply apparatus shown in FIG. 1, the output power (P out ) to the load unit 7 is supplied power ( P in ) and power lost in the non-contact power feeding unit 5 (P Loss ).

Figure 0005589786
非接触給電部5において損失される電力(PLoss)は、供給電力(Pin)に比べて十分小さく、Pin≫PLossと仮定すると、出力電力(Pout)は供給電力(Pin)とほぼ等しいと近似される。また、高周波交流電源部6から非接触給電部5に入力される入力電圧及び入力電流をVin及びIinとすると、供給電力(Pin)は、高周波交流電源部6の出力側からみた非接触給電部5の入力インピーダンス(Zin)と、入力電圧(Vin)と入力電流(Iin)との位相差(θ)により表される。そのため、式(10)は、式(11)により近似される。
Figure 0005589786
The power (P Loss ) lost in the non-contact power supply unit 5 is sufficiently smaller than the supplied power (P in ), and assuming that P in >> P Loss , the output power (P out ) is the supplied power (P in ). Is approximately equal. Further, when the input voltage and the input current input from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 are V in and I in , the supplied power (P in ) is not viewed from the output side of the high-frequency AC power supply unit 6. It is represented by the input impedance (Z in ) of the contact power supply unit 5 and the phase difference (θ) between the input voltage (V in ) and the input current (I in ). Therefore, equation (10) is approximated by equation (11).

Figure 0005589786
すなわち、入力電圧(Vin)を一定として場合には、結合係数の変化に対して、出力電力係数(cosθin/|Zin|)を高い値で維持することで、負荷部7への出力電力(Pout)を高くすることができる。
Figure 0005589786
That is, when the input voltage (V in ) is constant, the output power coefficient (cos θ in / | Z in |) is maintained at a high value with respect to the change in the coupling coefficient, so that the output to the load unit 7 is maintained. The power (P out ) can be increased.

図14(a)を用いて、結合係数(κ)が変化に伴う、負荷部7へ出力される電力(Pout)の特性を説明する。図14(a)は結合係数(κ)に対する出力電力(Pout)の特性を示すグラフであり、グラフaは非接触給電部5に従来回路aを用いた場合の特性であり、グラフbは非接触給電部5に従来回路bを用いた場合の特性であり、グラフcは本例の特性である。図14aに示すように、本例の非接触給電装置は、結合係数(κ)の変化に対して、広い結合係数の範囲で、従来回路a及び従来回路bの出力電力より高い出力電力をとることができる。 The characteristics of the power (P out ) output to the load unit 7 as the coupling coefficient (κ) changes are described with reference to FIG. FIG. 14A is a graph showing the characteristic of the output power (P out ) with respect to the coupling coefficient (κ), the graph a is the characteristic when the conventional circuit a is used for the non-contact power feeding unit 5, and the graph b is This is a characteristic when the conventional circuit b is used for the non-contact power feeding unit 5, and a graph c is a characteristic of this example. As shown in FIG. 14a, the non-contact power feeding device of this example takes higher output power than the output power of the conventional circuit a and the conventional circuit b in a wide range of the coupling coefficient with respect to the change of the coupling coefficient (κ). be able to.

ここで、負荷部7への出力電力(Pout)が閾値電力(Pc)以上である場合に、負荷72に含まれるバッテリに対して十分な充電電力を供給することできるとして、電力条件を設定する。図14bは当該電力条件を満たす、結合係数(κ)の範囲を説明するための概略図である。図14bにおいて、グラフaは従来回路aにおいて電力条件を満たす範囲を表し、グラフbは従来回路bにおいて電力条件を満たす範囲を表し、グラフcは本例において電力条件を満たす範囲を表す。なお、閾値電力(Pc)未満の電力が負荷72に供給させる場合でも、バッテリを充電できるが、充電時間が長くなる可能性があるため、本例の電力条件では、閾値電力(Pc)未満の電力は条件を満たさない電力とする。 Here, when the output power (P out ) to the load unit 7 is equal to or higher than the threshold power (Pc), the power condition is set assuming that sufficient charging power can be supplied to the battery included in the load 72. To do. FIG. 14 b is a schematic diagram for explaining the range of the coupling coefficient (κ) that satisfies the power condition. In FIG. 14b, a graph a represents a range that satisfies the power condition in the conventional circuit a, a graph b represents a range that satisfies the power condition in the conventional circuit b, and a graph c represents a range that satisfies the power condition in this example. Note that even when power less than the threshold power (Pc) is supplied to the load 72, the battery can be charged. However, since the charging time may be longer, the power condition of this example is less than the threshold power (Pc). The power is the power that does not satisfy the condition.

図14bに示すように、本例では、電力条件を満たす結合係数(κ)の範囲が、従来回路a及び従来回路bより、広くなる。従来回路a及び従来回路bでは、結合係数の変化に対して、周波数(f)のインピーダンスは大きく変化する。そして、周波数(f)のインピーダンスの値と高周波交流電源部6のインピーダンスの値とのずれが大きくなると、高周波交流電源部6の最大電圧(定格電圧)又は最大電流(定格電流)で制限される。そのため、従来回路a及び従来回路bでは、電力条件を満たす結合係数(κ)の範囲が狭くなる。一方、本例では、結合係数の変化に対して周波数(f)のインピーダンスの絶対値(|Zin_s|)の変化を抑制し、周波数(f)のインピーダンスの絶対値(|Zin_s|)を高周波交流電源部6のインピーダンスの絶対値と等しくする。そのため、本例は、従来回路a及び従来回路bより、出力電力(Pout)を大きくすることができ、電力条件を満たす結合係数(κ)の範囲を広くすることができる。 As shown in FIG. 14b, in this example, the range of the coupling coefficient (κ) that satisfies the power condition is wider than those of the conventional circuit a and the conventional circuit b. In the conventional circuit a and the conventional circuit b, the impedance of the frequency (f 0 ) changes greatly with respect to the change of the coupling coefficient. When the difference between the impedance value of the frequency (f 0 ) and the impedance value of the high-frequency AC power supply unit 6 increases, the maximum voltage (rated voltage) or maximum current (rated current) of the high-frequency AC power supply unit 6 is limited. The Therefore, in the conventional circuit a and the conventional circuit b, the range of the coupling coefficient (κ) that satisfies the power condition is narrowed. On the other hand, in this embodiment, the absolute value of the impedance of the frequency (f 0) with respect to the change of the coupling coefficient (| Z in_s |) to suppress a change in the absolute value of the impedance of the frequency (f 0) (| Z in_s | ) Is made equal to the absolute value of the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. Therefore, in this example, the output power (P out ) can be made larger than in the conventional circuit a and the conventional circuit b, and the range of the coupling coefficient (κ) that satisfies the power condition can be widened.

上記のように、本例において、インピーダンス(Z)の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、高周波交流電源部6の基本波成分の周波数(f)に最も近く、極大値(ZMAX)をとる周波数(f)と、高周波交流電源部6の基本波成分の周波数(f)に最も近く、極小値(ZMIN)をとる周波数(f)との間に、周波数(f)を有し、インピーダンス(Z)の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、周波数(f)の付近に極大値を有する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部6側からみた入力インピーダンス(Zin)の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線101と二次巻線201との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、非接触給電部5への供給電力の損失を防ぐことができるため、一次巻線101と二次巻線201との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。 As described above, in this example, the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency of the impedance (Z 1 ) is closest to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply unit 6, and the maximum value (Z MAX ) the frequency (f 2) to take, closest to the fundamental wave component of the high-frequency AC power source unit 6 frequency (f 0), between the frequency taking the minimum value (Z MIN) (f 1) , the frequency (f 0 ), And the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency of the impedance (Z 2 ) has a maximum value in the vicinity of the frequency (f 0 ). Thereby, when the coupling coefficient changes, it is possible to suppress a change in the input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side, so that the power supplied from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 Can prevent loss. Further, in this example, even if a relative displacement between the primary winding 101 and the secondary winding 201 occurs and the coupling coefficient changes, loss of power supplied to the non-contact power feeding unit 5 can be prevented. Therefore, the power transmission distance corresponding to the distance between the primary winding 101 and the secondary winding 201 can be extended.

また本例は、式(3)及び式(7)を満たすように、電気容量(C1s)、電気容量(C1p)、インダクタンス(L)、インダクタンス(L)及び電気容量(C2p)を設定する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部6側からみた入力インピーダンス(Zin)の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線101と二次巻線201との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、非接触給電部5への供給電力の損失を防ぐことができるため、一次巻線101と二次巻線201との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。 Further, in this example, the electric capacity (C 1s ), the electric capacity (C 1p ), the inductance (L 1 ), the inductance (L 2 ), and the electric capacity (C 2p ) are satisfied so as to satisfy the expressions (3) and (7). ) Is set. Thereby, when the coupling coefficient changes, it is possible to suppress a change in the input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side, so that the power supplied from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 Can prevent loss. Further, in this example, even if a relative displacement between the primary winding 101 and the secondary winding 201 occurs and the coupling coefficient changes, loss of power supplied to the non-contact power feeding unit 5 can be prevented. Therefore, the power transmission distance corresponding to the distance between the primary winding 101 and the secondary winding 201 can be extended.

また本例は、高周波交流電源部6の基本波成分の周波数(f)に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は、高周波交流電源部6のインピーダンスの値に応じて設定される。これにより、周波数(f)に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)を高周波交流電源部6のインピーダンスの値と等しくすることができるため、結合係数が変化しても、高周波交流電源部6の出力可能な最大電力を非接触給電部5に供給することができる。 The present embodiment, the absolute value of the input impedance with respect to the frequency of the fundamental wave component of the high-frequency AC power source unit 6 (f 0) (| Z in_s |) is set according to the value of the impedance of the high frequency AC power supply unit 6. Thus, the absolute value of the input impedance with respect to the frequency (f 0) (| Z in_s |) it is possible to be equal to the value of the impedance of the high frequency AC power supply unit 6, also the coupling coefficient is changed, the high-frequency AC power supply unit 6 can be supplied to the non-contact power supply unit 5.

また本例は、一次巻線101と二次巻線201との結合係数が0.01以上から0.5以下の範囲内で変化する場合に、周波数(f)に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は、高周波交流電源部6のインピーダンスの値の付近で変化する。これにより、本例は結合係数が変化しても、高周波交流電源部6の出力可能な最大電力を非接触給電部5に供給することができる。 Further, in this example, when the coupling coefficient between the primary winding 101 and the secondary winding 201 changes within a range of 0.01 to 0.5, the absolute value of the input impedance with respect to the frequency (f 0 ) ( | Z in — s |) changes in the vicinity of the impedance value of the high-frequency AC power supply unit 6. Thereby, even if a coupling coefficient changes by this example, the maximum electric power which the high frequency alternating current power supply part 6 can output can be supplied to the non-contact electric power feeding part 5. FIG.

また本例において、高周波交流電源部6側からみた非接触給電部5の入力インピーダンス(Zin)の特性を複素平面で示す場合に、虚軸に最も近い極及び零点は、虚軸上における、周波数(f)に対応する値(2πf)に対して対称な軌跡をとる。これにより、結合係数(κ)を変化させた場合において、虚軸上の虚値(2πf)を示す点から極までの距離は、虚軸上の虚値(2πf)を示す点から零点までの距離と等しくなるため、結合係数(κ)の変化に伴う入力インピーダンス特性(Zin)の変化を抑制することができ、その結果として、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。 Further, in this example, when the characteristics of the input impedance (Z in ) of the non-contact power feeding unit 5 viewed from the high frequency AC power supply unit 6 side are shown in a complex plane, the pole and zero closest to the imaginary axis are on the imaginary axis, A locus symmetric with respect to a value (2πf 0 ) corresponding to the frequency (f 0 ) is taken. Thus, in the case of varying the coupling coefficient (kappa), the imaginary value of the imaginary axis distance from the point indicating the (2 [pi] f 0) to pole, the imaginary value of the imaginary axis zero point from the point indicating the (2 [pi] f 0) Therefore, the change in the input impedance characteristic (Z in ) accompanying the change in the coupling coefficient (κ) can be suppressed. As a result, the high-frequency AC power supply unit 6 supplies the contactless power supply unit 5 to the contactless power supply unit 5. It is possible to prevent loss of electric power.

また本例において、式(4)及び式(5)によりそれぞれ表される周波数(f)及び周波数(f)の周波数の差を、高周波交流電源部6のインピーダンスに応じて設定する。すなわち、周波数(f)に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)が高周波交流電源部6のインピーダンスと等しくなるように、周波数(f)と周波数(f)との周波数の差を設定するため、結合係数が変化しても、高周波交流電源部6の出力可能な最大電力を非接触給電部5に供給することができる。 In this example, the frequency difference between the frequency (f 1 ) and the frequency (f 2 ) represented by the equations (4) and (5) is set according to the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. That is, the absolute value of the input impedance with respect to the frequency (f 0) (| Z in_s |) as is equal to the impedance of the high frequency AC power supply unit 6, the frequency and (f 1) the difference in frequency between the frequency (f 2) Therefore, even if the coupling coefficient changes, the maximum power that can be output from the high-frequency AC power supply unit 6 can be supplied to the non-contact power supply unit 5.

なお、結合係数(κ)の変化に対して、入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は、必ずしも固定値と等しくする必要はなく、当該固定値を含む所定の範囲内で変化すればよい。すなわち、図9に示すように、結合係数(κ)の変化に対して、インピーダンスの絶対値の特性を示した場合に、周波数(f)以外の他の周波数帯と比較して、周波数(f)におけるインピーダンスの絶対値の変化が抑えられていればよい。 Note that the absolute value (| Z in — s |) of the input impedance is not necessarily equal to the fixed value with respect to the change of the coupling coefficient (κ), and may be changed within a predetermined range including the fixed value. . That is, as shown in FIG. 9, when the characteristic of the absolute value of the impedance is shown with respect to the change of the coupling coefficient (κ), the frequency (in comparison with other frequency bands other than the frequency (f 0 ) It is only necessary to suppress the change in the absolute value of the impedance at f 0 ).

また周波数(f)に対する入力インピーダンスの絶対値(|Zin_s|)は、変化させる結合係数の範囲内の全てにおいて、高周波交流電源部6のインピーダンスの値と等しくする必要はなく、図13aに示すように、入力インピーダンスの絶対値(Zin_s)が、変化させる結合係数の範囲内において、高周波交流電源部6のインピーダンスの値の付近になるような特性を示せばよい。 The absolute value of the input impedance to the frequency (f 0) (| Z in_s |) in all the range of the coupling coefficient varying need not be equal to the value of the impedance of the high frequency AC power supply unit 6, in Figure 13a As shown, it is only necessary to show such a characteristic that the absolute value (Z in — s ) of the input impedance is close to the impedance value of the high-frequency AC power supply unit 6 within the range of the coupling coefficient to be changed.

なお、本例のコンデンサ102が本発明の「第1のコンデンサ」に相当し、コンデンサ103が本発明の「第2のコンデンサ」に、コンデンサ202が本発明の「第3のコンデンサ」に、非接触給電部4が「給電回路」に、高周波交流電源部6が「交流電源」に相当する。   Note that the capacitor 102 of this example corresponds to the “first capacitor” of the present invention, the capacitor 103 is the “second capacitor” of the present invention, the capacitor 202 is the “third capacitor” of the present invention, The contact power supply unit 4 corresponds to a “power supply circuit”, and the high-frequency AC power supply unit 6 corresponds to an “AC power supply”.

《第2実施形態》
図15は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の給電回路部5の回路図である。本例では上述した第1実施形態に対して、給電回路部5の送電回路上において、コンデンサ102を接続する位置が異なる。これ以外の構成は上述した第1実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
<< Second Embodiment >>
FIG. 15 is a circuit diagram of a power feeding circuit unit 5 of a contactless power feeding device according to another embodiment of the invention. In this example, the position to which the capacitor 102 is connected on the power transmission circuit of the power feeding circuit unit 5 is different from the first embodiment described above. Since the other configuration is the same as that of the first embodiment described above, the description thereof is incorporated.

図15に示すように、給電回路部5は、送電回路として、一次巻線101と、一次巻線101に直列に接続されるコンデンサ102と、一次巻線101に並列に接続されるコンデンサ103とを有し、コンデンサ102は、コンデンサ103と一次巻線101との間に接続される。また給電回路部5は、受電回路として、二次巻線201と、二次巻線201に並列に接続されるコンデンサ202とを有する。   As illustrated in FIG. 15, the power feeding circuit unit 5 includes, as a power transmission circuit, a primary winding 101, a capacitor 102 connected in series to the primary winding 101, and a capacitor 103 connected in parallel to the primary winding 101. The capacitor 102 is connected between the capacitor 103 and the primary winding 101. The power feeding circuit unit 5 includes a secondary winding 201 and a capacitor 202 connected in parallel to the secondary winding 201 as a power receiving circuit.

次に、図15に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源6側(送電側)からみた一次側のみのインピーダンス(Z)を、図16を用いて説明する。図16は、周波数に対するインピーダンス(Z)の絶対値の特性を示す。 Next, in the circuit shown in FIG. 15, the impedance (Z 1 ) on the primary side as viewed from the high-frequency AC power supply 6 side (power transmission side) is described with reference to FIG. FIG. 16 shows a characteristic of an absolute value of impedance (Z 1 ) with respect to frequency.

第1実施形態に係るインピーダンス(Z)の特性は、図8aに示すように、低い周波数(f)に対して極小値(ZMIN)をとり、高い周波数(f)に対して極大値(ZMAX)をとる。一方、本例のインピーダンス(Z)の特性は、図16に示すように、低い周波数(f)に対して極大値(ZMAX)をとり、高い周波数(f)に対して極小値(ZMIN)をとる。 The characteristic of the impedance (Z 1 ) according to the first embodiment takes a minimum value (Z MIN ) for a low frequency (f 1 ) and a maximum for a high frequency (f 2 ), as shown in FIG. 8a. Takes the value (Z MAX ). On the other hand, as shown in FIG. 16, the impedance (Z 1 ) characteristic of this example takes a maximum value (Z MAX ) for a low frequency (f 1 ) and a minimum value for a high frequency (f 2 ). Take (Z MIN ).

そして、インピーダンス(Z)の絶対値の特性は、極大値(ZMAX)をとる周波数(f)と、極小値(ZMIN)をとる周波数(f)との間に、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)を有する。 The characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is a high-frequency AC power supply between a frequency (f 1 ) that takes a maximum value (Z MAX ) and a frequency (f 2 ) that takes a minimum value (Z MIN ). It has the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the circuit 6.

上記のように、本例の非接触給電部5の送電側は、第1実施形態に示すように、コンデンサ102と一次巻線101との接続点にコンデンサ103の一端を接続してもよく、第2実施形態に示すように、コンデンサ103と一次巻線101との間にコンデンサ102を接続してもよい。これにより本例は、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部6側からみた入力インピーダンス(Zin)の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線101と二次巻線201との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、非接触給電部5への供給電力の損失を防ぐことができるため、一次巻線101と二次巻線201との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。 As described above, the power transmission side of the contactless power supply unit 5 of the present example may connect one end of the capacitor 103 to the connection point between the capacitor 102 and the primary winding 101 as shown in the first embodiment. As shown in the second embodiment, a capacitor 102 may be connected between the capacitor 103 and the primary winding 101. Accordingly, in this example, when the coupling coefficient changes, the change in input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side can be suppressed, so that the high-frequency AC power supply unit 6 transfers to the non-contact power supply unit 5. Loss of power to be supplied can be prevented. Further, in this example, even if a relative displacement between the primary winding 101 and the secondary winding 201 occurs and the coupling coefficient changes, loss of power supplied to the non-contact power feeding unit 5 can be prevented. Therefore, the power transmission distance corresponding to the distance between the primary winding 101 and the secondary winding 201 can be extended.

《第3実施形態》
図17は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の給電回路部5の回路図である。本例では上述した第1実施形態に対して、給電回路部5の送電回路において、コイル104を有する点が異なる。これ以外の構成は上述した第1実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
<< Third Embodiment >>
FIG. 17 is a circuit diagram of the power feeding circuit unit 5 of the non-contact power feeding device according to another embodiment of the invention. In this example, the point which has the coil 104 in the power transmission circuit of the electric power feeding circuit part 5 differs with respect to 1st Embodiment mentioned above. Since the other configuration is the same as that of the first embodiment described above, the description thereof is incorporated.

図17に示すように、給電回路部5は、送電回路として、一次巻線101と、一次巻線101に直列に接続されるコンデンサ102と、一次巻線101に並列に接続されるコンデンサ103と、コイル104を有し、一次巻線101とコンデンサ103との接続点がコンデンサ102の一端に接続され、コイル104がコンデンサ102の他端に接続される。コイル104は、高周波交流電源部6の出力の高調波を抑制するためのチョークコイルとして挿入され、あるいは、短絡防止等のために挿入される。   As shown in FIG. 17, the power feeding circuit unit 5 includes, as a power transmission circuit, a primary winding 101, a capacitor 102 connected in series to the primary winding 101, and a capacitor 103 connected in parallel to the primary winding 101. , The connecting point between the primary winding 101 and the capacitor 103 is connected to one end of the capacitor 102, and the coil 104 is connected to the other end of the capacitor 102. The coil 104 is inserted as a choke coil for suppressing harmonics of the output of the high-frequency AC power supply unit 6, or is inserted for short circuit prevention or the like.

次に、図17に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源6側(送電側)からみた一次側のみのインピーダンス(Z)を、図18を用いて説明する。図18は、周波数に対するインピーダンス(Z)の絶対値の特性を示す。本例は非接触給電部5にコイル104を接続するため、LとC1s+C1p+L1sからなる共振系が形成されるため、第1実施形態の非接触給電部5に対して、共振周波数(f)が1つ増える。図18に示すように、インピーダンス(Z)の絶対値の特性は、極小値(ZMIN_1)をとる周波数(f)と、極大値(ZMAX)をとる周波数(f)との間に、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)を有する。周波数(f)は、インピーダンス(Z)の共振周波数のうち、最も周波数(f)に近い極小値に対する周波数であり、周波数(f)は、インピーダンス(Z)の共振周波数のうち、最も周波数(f)に近い極大値に対する周波数である。また、インピーダンス(Z)の絶対値の特性は、周波数(f)から周波数(f)までの周波数帯域以外の帯域に、極小値(ZMIN_2)の共振周波数(f)を有する。言い換えると、インピーダンス(Z)の絶対値の特性は、周波数(f)から周波数(f)までの周波数帯域に、周波数(f)を有し、極小値(ZMIN_2)をとる共振周波数(f)を有さない。 Next, in the circuit shown in FIG. 17, the impedance (Z 1 ) on the primary side as viewed from the high frequency AC power supply 6 side (power transmission side) is described with reference to FIG. FIG. 18 shows a characteristic of an absolute value of impedance (Z 1 ) with respect to frequency. In this example, since the coil 104 is connected to the non-contact power supply unit 5, a resonance system composed of L 1 and C 1s + C 1p + L 1s is formed. Therefore , the non-contact power supply unit 5 of the first embodiment is resonant. The frequency (f 4 ) increases by one. As shown in FIG. 18, the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is between the frequency (f 1 ) that takes the minimum value (Z MIN — 1 ) and the frequency (f 2 ) that takes the maximum value (Z MAX ). And the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6. The frequency (f 1 ) is a frequency with respect to the minimum value closest to the frequency (f 0 ) among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 ), and the frequency (f 2 ) is the frequency of the resonance frequency of the impedance (Z 1 ). , The frequency with respect to the maximum value closest to the frequency (f 0 ). The characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) has a resonance frequency (f 4 ) having a minimum value (Z MIN — 2 ) in a band other than the frequency band from the frequency (f 1 ) to the frequency (f 2 ). In other words, the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is a resonance having a frequency (f 0 ) in the frequency band from the frequency (f 1 ) to the frequency (f 2 ) and having a minimum value (Z MIN — 2 ). Does not have a frequency (f 4 ).

上記のように、本例の非接触給電部5の送電側には、コイル104がコンデンサ102に接続されてもよく、少なくともインピーダンス(Z)の絶対値の特性が、極小値(ZMIN_1)をとる周波数(f)と、極大値(ZMAX)をとる周波数(f)との間に、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)を有すればよい。これにより本例は、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部6側からみた入力インピーダンス(Zin)の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部6から非接触給電部5へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線101と二次巻線201との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、非接触給電部5への供給電力の損失を防ぐことができるため、一次巻線101と二次巻線201との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。 As described above, the coil 104 may be connected to the capacitor 102 on the power transmission side of the non-contact power feeding unit 5 of this example, and at least the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is the minimum value (Z MIN — 1 ). The frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 may be between the frequency (f 1 ) taking the maximum value (Z 1 ) and the frequency (f 2 ) taking the maximum value (Z MAX ). Accordingly, in this example, when the coupling coefficient changes, the change in input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side can be suppressed, so that the high-frequency AC power supply unit 6 transfers to the non-contact power supply unit 5. Loss of power to be supplied can be prevented. Further, in this example, even if a relative displacement between the primary winding 101 and the secondary winding 201 occurs and the coupling coefficient changes, loss of power supplied to the non-contact power feeding unit 5 can be prevented. Therefore, the power transmission distance corresponding to the distance between the primary winding 101 and the secondary winding 201 can be extended.

なお、本例において、非接触給電部5の送電側には、コイル104以外の回路素子を接続してもよく、また複数の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス(Z)の絶対値の特性が、極小値(ZMIN_1)をとる周波数(f)と、極大値(ZMAX)をとる周波数(f)との間に、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)を有すればよい。 In this example, a circuit element other than the coil 104 may be connected to the power transmission side of the non-contact power feeding unit 5 or a plurality of circuit elements may be connected, and at least the impedance (Z 1 ) is absolute. Between the frequency (f 1 ) where the characteristic of the value takes the minimum value (Z MIN — 1 ) and the frequency (f 2 ) where the maximum value (Z MAX ) takes, the frequency of the fundamental wave component ( f 0 ).

また、本例において、非接触給電部5の送電側には、図15に示す回路に対して他の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス(Z)の絶対値の特性が、極小値(ZMIN_1)をとる周波数(f)と、極大値(ZMAX)をとる周波数(f)との間に、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)を有すればよい。 In this example, another circuit element may be connected to the circuit shown in FIG. 15 on the power transmission side of the non-contact power feeding unit 5, and at least the absolute value characteristic of the impedance (Z 1 ) is minimal. Between the frequency (f 1 ) taking the value (Z MIN — 1 ) and the frequency (f 2 ) taking the maximum value (Z MAX ), the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 is included. That's fine.

また、本例において、非接触給電部5の受電側に、他の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス(Z)の絶対値の特性が、高周波交流電源回路6の基本波成分の周波数(f)の付近に極大値(ZMAX)を有すればよい。 In this example, another circuit element may be connected to the power receiving side of the non-contact power feeding unit 5, and at least the characteristic of the absolute value of impedance (Z 2 ) is the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6. or if it has a maximum value (Z MAX) in the vicinity of the frequency (f 0).

6…高周波交流電源部
61…整流器
61a〜61f…ダイオード
62…平滑コンデンサ
63…電圧型インバータ
63a〜63d…トランジスタ
64…三相交流電源
7…負荷部
71…整流器
71a〜71d…ダイオード
72…負荷
5…非接触給電部
3…送電回路部
101…一次巻線
102、103…コンデンサ
104…コイル
4…受電回路部
201…二次巻線
202…コンデンサ
701…等価負荷抵抗
6 ... High-frequency AC power supply 61 ... Rectifier 61a-61f ... Diode 62 ... Smoothing capacitor 63 ... Voltage type inverter 63a-63d ... Transistor 64 ... Three-phase AC power supply 7 ... Load part 71 ... Rectifier 71a-71d ... Diode 72 ... Load 5 ... Non-contact power feeding part 3 ... Power transmission circuit part 101 ... Primary winding 102, 103 ... Capacitor 104 ... Coil 4 ... Power receiving circuit part 201 ... Secondary winding 202 ... Capacitor 701 ... Equivalent load resistance

Claims (6)

交流電源により一次巻線から電力が供給される二次巻線を備え、
Z1の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、前記交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、前記基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に前記基本波成分の周波数を有し、
Z2の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、前記基本波成分の周波数の付近に極大値を有することを特徴とする非接触給電装置。
ただし、
Z1は、前記交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスを示し、
Z2は、前記二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスを示す。
It has a secondary winding that is supplied with power from the primary winding by an AC power source,
The characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency of Z1 is between the frequency that is closest to the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply and has a maximum value, and the frequency that is closest to the frequency of the fundamental wave component and has a minimum value. Having the frequency of the fundamental component,
The contactless power feeding device according to claim 1, wherein the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency of Z2 has a maximum value in the vicinity of the frequency of the fundamental wave component.
However,
Z1 represents the impedance of only the primary side viewed from the output side of the AC power supply,
Z2 indicates the impedance of only the secondary side viewed from the load side connected to the secondary winding.
第1のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第2のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第3のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
1p<(L/L)C2p<(C1s+C1p)及びC2p=1/(L(2πf)^2)を満たす
ことを特徴とする請求項1記載の非接触給電装置。
ただし、
1sは、前記第1のコンデンサの電気容量を示し、
1pは、前記第2のコンデンサの電気容量を示し、
は、前記一次巻線のインダクタンスを示し、
2pは、前記第3のコンデンサの電気容量を示し、
は、前記交流電源の基本波成分の周波数を示し、
は、前記二次巻線のインダクタンスを示す。
A first capacitor connected in series to the primary winding, a second capacitor connected in parallel to the primary winding, and a third capacitor connected in parallel to the secondary winding;
C 1p <(L 2 / L 1) C 2p <(C 1s + C 1p) and C 2p = 1 / (L 2 (2πf 0) ^ 2) non-contact power supply of claim 1, wherein a satisfying apparatus.
However,
C 1s indicates the electric capacity of the first capacitor;
C 1p represents the capacitance of the second capacitor,
L 1 represents the inductance of the primary winding,
C 2p represents the capacitance of the third capacitor,
f 0 represents the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply,
L 2 represents the inductance of the secondary winding.
前記基本波成分の周波数に対する、Zinの絶対値は、前記交流電源のインピーダンスの値に応じて設定される
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の非接触給電装置。
ただし、
inは、前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスを示す。
3. The contactless power supply device according to claim 1, wherein an absolute value of Z in with respect to a frequency of the fundamental wave component is set according to an impedance value of the AC power supply.
However,
Z in represents the input impedance of the power feeding circuit including the primary winding and the secondary winding, as viewed from the output side of the AC power supply.
前記一次巻線と前記二次巻線との結合係数が0.01以上から0.5以下の範囲内で変化する場合に、前記基本波成分の周波数に対する、Zinの絶対値は、前記交流電源のインピーダンスの値の付近で変化する
ことを特徴とする請求項1〜3のいずれ一項に記載の非接触給電装置。
ただし、
inは、前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスを示す。
When the coupling coefficient between the primary winding and the secondary winding changes within a range of 0.01 to 0.5, the absolute value of Z in with respect to the frequency of the fundamental component is the AC The contactless power feeding device according to claim 1, wherein the contactless power feeding device changes in the vicinity of the impedance value of the power source.
However,
Z in represents the input impedance of the power feeding circuit including the primary winding and the secondary winding, as viewed from the output side of the AC power supply.
第1のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第2のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第3のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスの特性を複素平面で示す場合に、
虚軸に最も近い極および零点は、前記一次巻線と前記二次巻線の間の結合係数の増加に伴い、虚軸上における、前記基本波成分の周波数(f)に対応する値(2πf)に対して対称な軌跡をとる
ことを特徴とする請求項1〜4のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
A first capacitor connected in series to the primary winding, a second capacitor connected in parallel to the primary winding, and a third capacitor connected in parallel to the secondary winding;
When the characteristics of the input impedance of the feeder circuit including the primary winding and the secondary winding as seen from the output side of the AC power source are shown in a complex plane,
The poles and zeros closest to the imaginary axis are values corresponding to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component on the imaginary axis as the coupling coefficient between the primary winding and the secondary winding increases. The non-contact power feeding device according to claim 1, wherein the trajectory is symmetrical with respect to 2πf 0 ).
第1のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第2のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第3のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
とfとの周波数の差は、前記交流電源のインピーダンスに応じて設定される
ことを特徴とする請求項1〜5のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
ただし、
Figure 0005589786
1sは、前記第1のコンデンサの電気容量を示し、
1pは、前記第2のコンデンサの電気容量を示し、
は、前記一次巻線のインダクタンスを示し、
は、前記交流電源の基本波成分の周波数を示す。
A first capacitor connected in series to the primary winding, a second capacitor connected in parallel to the primary winding, and a third capacitor connected in parallel to the secondary winding;
a frequency difference between f 1 and f 2 is the non-contact power feeding device according to any one of claims 1 to 5, characterized in that it is set in accordance with the impedance of the AC power supply.
However,
Figure 0005589786
C 1s indicates the electric capacity of the first capacitor;
C 1p represents the capacitance of the second capacitor,
L 1 represents the inductance of the primary winding,
f 0 represents the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply.
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