JP5320594B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は電力変換装置に関し、特に、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置に関する。

太陽光発電システムは、太陽電池で発生した直流電力をパワーコンディショナで交流電力に変換して家庭用電気機器に供給するシステムである。太陽電池の発電効率は高くないので、太陽電池で発生した電力をパワーコンディショナで効率良く交流電力に変換する必要がある。パワーコンディショナにはＩＰＭ（Intelligent Power Module)が使用されており、ＩＰＭにおける電力損失の低減化が図られている（たとえば、特許文献１参照）。

特開２００８−７９４７５号公報

しかし、従来のＩＰＭの電力損失は未だ大きかった。
それゆえに、この発明の主たる目的は、電力損失が小さな電力変換装置を提供することである。

この発明に係る電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、第１の直流電圧を受ける第１の電源端子と負荷の一方端子との間に並列接続される第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタおよび第１のＭＯＳトランジスタと、負荷の一方端子と第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧を受ける第２の電源端子との間に並列接続される第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタおよび第２のＭＯＳトランジスタと、第１の電源端子と負荷の他方端子との間に接続される第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、負荷の他方端子と第２の電源端子との間に接続される第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、それぞれ第１〜第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタに逆並列に接続された第１〜第４のダイオードと、負荷電流を検出する電流検出器と、制御回路とを備えたものである。制御回路は、負荷電流が予め定められたしきい値電流よりも低い場合において、負荷に正電流を流すときは、第１のＭＯＳトランジスタを第１の周波数でオン／オフ制御するとともに第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを第１の周波数よりも高い第２の周波数でオン／オフ制御し、負荷に負電流を流すときは、第２のＭＯＳトランジスタを第１の周波数でオン／オフ制御するとともに第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを第２の周波数でオン／オフ制御し、負荷電流がしきい値電流よりも高い場合において、負荷に正電流を流すときは、第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを第１の周波数でオン／オフ制御するとともに第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを第２の周波数でオン／オフ制御し、負荷に負電流を流すときは、第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを第１の周波数でオン／オフ制御するとともに第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを第２の周波数でオン／オフ制御する。したがって、負荷電流に応じて、並列接続された絶縁ゲート型バイポーラトランジスタおよびＭＯＳトランジスタのうちの飽和電圧が低い方のトランジスタを使用するので、電力損失の低減化を図ることができる。

また、この発明に係る他の電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、第１の直流電圧を受ける第１の電源端子と負荷の一方端子との間に接続され、負荷に正電流を流すときに第１の周波数でオン／オフ制御される第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、負荷の他方端子と第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧を受ける第２の電源端子との間に接続され、負荷に正電流を流すときに第１の周波数よりも高い第２の周波数でオン／オフ制御される第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、第１の電源端子と負荷の他方端子との間に接続され、負荷に負電流を流すときに第２の周波数でオン／オフ制御される第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、負荷の一方端子と第２の電源端子との間に接続され、負荷に負電流を流すときに第１の周波数でオン／オフ制御される第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、それぞれ第１〜第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタに逆並列に接続された第１〜第４のダイオードとを備えたものである。第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧は第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧よりも低く設定され、第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧は第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧よりも低く設定されている。したがって、低速側アームにおいて第１および第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの直流損失を小さくするとともに、高速側アームにおいて第２および第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタのスイッチング損失を小さくすることができ、電力損失の低減化を図ることができる。

以上のように、この発明によれば、電力変換装置の電力損失の低減化を図ることができる。

本願発明の基礎となる電力変換装置のＩＰＭの構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した電力変換装置の他の部分を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のＩＰＭの構成を示す回路ブロック図である。 図３に示したＩＰＭを備えた電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 図４に示した抵抗素子およびフィルタ回路の動作を示す図である。 図４に示したＩＧＢＴとＮチャネルＭＯＳトランジスタの電流−飽和電圧特性を示す図である。 実施の形態１の変更例を示す回路ブロック図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置のＩＰＭの構成を示す回路ブロック図である。 図８に示したＩＰＭを備えた電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 図９に示したＩＧＢＴおよびダイオードの電流−電圧特性を示す図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置のＩＰＭの構成を示す回路ブロック図である。 図１１に示したＩＰＭを備えた電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１２に示したＩＧＢＴの飽和電圧およびターンオフ損失を示す図である。 図１２に示したＩＧＢＴの直流損失およびターンオフ損失を示す図である。

実施の形態について説明する前に、本願発明の基礎となる電力変換装置について説明する。図１に示すように、この電力変換装置はＩＰＭ１を備える。ＩＰＭ１は、複数の端子Ｔ１〜Ｔ２６と、高耐圧のＨＶＩＣ２〜４、低耐圧のＬＶＩＣ５、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）６〜１１、およびフリー・ホイーリング・ダイオード（Free Wheeling Diode)１２〜１７を含む。

バイアス端子Ｔ１，Ｔ５，Ｔ９は、それぞれバイアス電圧ＶＢ１〜ＶＢ３を受け、それぞれＨＶＩＣ２〜４のバイアス端子（ＶＢ）に接続される。ソース端子Ｔ２，Ｔ６，Ｔ１０は、それぞれソース電圧ＶＳ１〜ＶＳ３を受け、それぞれＨＶＩＣ２〜４のソース端子（ＶＳ）に接続される。ＨＶＩＣ２〜４のソース端子（ＶＳ）は、それぞれ交流出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５に接続される。

電源端子Ｔ３，Ｔ７，Ｔ１１は、ともに直流電源電圧ＶＣＣ（たとえば１５Ｖ）を受け、それぞれＨＶＩＣ２〜４の電源端子（ＶＣＣ）に接続される。信号入力端子Ｔ４，Ｔ８，Ｔ１２は、それぞれ制御信号φＵＰ，φＶＰ，φＷＰを受け、それぞれＨＶＩＣ２〜４の信号入力端子（ＩＮ）に接続される。共通端子Ｔ１３は、基準電圧ＶＮＣを受け、ＨＶＩＣ２〜４の共通端子（ＣＯＭ）に接続される。

電源端子Ｔ１４は、直流電源電圧ＶＣＣを受け、ＬＶＩＣ５の電源端子（ＶＣＣ）に接続される。信号入力端子Ｔ１５〜Ｔ１７は、それぞれ制御信号φＵＮ，φＶＮ，φＷＮを受け、それぞれＬＶＩＣ５の信号入力端子（ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）に接続される。信号出力端子Ｔ１８，Ｔ２０には、ＬＶＩＣ５から所定の信号ＦＯ，ＣＦＯがそれぞれ出力される。共通端子Ｔ１９は、基準電圧ＶＮＣを受け、ＬＶＩＣ５の接地端子（ＧＮＤ）および基準電圧端子（ＶＮＯ）に接続される。信号入力端子Ｔ２１には、たとえば負荷電流のレベルを示す信号ＣＩＮが入力される。

正電圧端子Ｔ２２には、太陽電池で生成された正の直流電圧ＶＰが印加される。負電圧端子Ｔ２６には、太陽電池で生成された負の直流電圧ＶＮが印加される。交流出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５には、三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷが出力され、たとえば三相モータが接続される。

ＩＧＢＴ６〜８のコレクタは正電圧端子Ｔ２２に接続され、それらのゲートはそれぞれＨＶＩＣ２〜４の出力端子（ＨＯ）に接続され、それらのエミッタはそれぞれ交流出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５に接続される。ＩＧＢＴ９〜１１のコレクタはそれぞれ交流出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５に接続され、それらのゲートはそれぞれＬＶＩＣ５の信号出力端子（ＵＯ，ＶＯ，ＷＯ）に接続され、それらのエミッタはともに負電圧端子Ｔ２６に接続される。ダイオード１２〜１７は、それぞれＩＧＢＴ６〜１１に逆並列に接続される。

また、この電力変換装置は、図２に示すように、マイクロコンピュータ２０、ダイオード２１，２６，３１、抵抗素子２２，２７，３２，３６、コンデンサ２３〜２５，２８〜３０，３３〜３５，３７，３９、および直流電源３８を備える。

マイクロコンピュータ２０は、制御信号φＵＰ，φＶＰ，φＷＰ，φＵＮ，φＶＮ，φＷＮを生成して信号入力端子Ｔ４，Ｔ８，Ｔ１２，Ｔ１５〜Ｔ１７に与える。直流電源３８は、電源端子Ｔ３，Ｔ７，Ｔ１１，Ｔ１４に電源電圧ＶＣＣを供給する。電源端子Ｔ３，Ｔ７，Ｔ１１，Ｔ１４は、それぞれコンデンサ２５，３０，３５，３７を介して接地される。

ダイオード２１および抵抗素子２２は、電源電圧ＶＣＣのライン（直流電源３８の正極）とバイアス端子Ｔ１に直列接続される。コンデンサ２３，２４は、端子Ｔ１，Ｔ２間に並列接続される。ダイオード２６および抵抗素子２７は、電源電圧ＶＣＣのラインとバイアス端子Ｔ５との間に直列接続される。コンデンサ２８，２９は、端子Ｔ５，Ｔ６間に並列接続される。ダイオード３１および抵抗素子３２は、電源電圧ＶＣＣのラインとバイアス端子Ｔ９との間に直列接続される。コンデンサ３３，３４は、端子Ｔ９，Ｔ１０間に並列接続される。

共通端子Ｔ１３，Ｔ１９は、直流電源３８の負極に接続されるとともに、マイクロコンピュータ２０の共通端子に接続される。信号出力端子Ｔ１８は、抵抗素子３６を介して電源電圧Ｖｄｄ（たとえば５Ｖ）のラインに接続されるとともに、マイクロコンピュータ２０に接続される。

このように接続することにより、マイクロコンピュータ２０は、ＩＧＢＴ６〜１１をオン／オフ制御し、直流電圧ＶＰ，ＶＮに基づいて三相交流電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを生成し、三相交流モータのような負荷を駆動することが可能となる。しかし、このような電力変換装置では、電力損失が大きかった。

[実施の形態１]
図３は、この発明の実施の形態１による電力変換装置のＩＰＭ４１の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図３において、このＩＰＭ４１が図１のＩＰＭ１と異なる点は、ＩＧＢＴ８，１１がそれぞれＮチャネルＭＯＳトランジスタ４２，４３で置換され、交流出力端子Ｔ２５が除去されている点である。

トランジスタ４２のドレインは正電圧端子Ｔ２２に接続され、そのゲートはＨＶＩＣ４の出力端子（ＨＯ）に接続され、そのソースは交流出力端子Ｔ２３に接続される。トランジスタ４３のドレインは交流出力端子Ｔ２３に接続され、そのゲートはＬＶＩＣ５の出力端子（ＷＯ）に接続され、そのソースは負電圧端子Ｔ２６に接続される。すなわち、トランジスタ４２，４３は、それぞれＩＧＢＴ６，９に並列接続される。交流出力端子Ｔ２３，Ｔ２４間には、単相の交流電圧ＶＡＣが出力され、家庭用電気機器が接続される。端子Ｔ１〜Ｔ１９には、図２で示したように、電源電圧ＶＣＣなどが供給される。

図４は、この電力変換装置の全体構成を示す回路ブロック図である。図４において、この電力変換装置は、ＩＰＭ４１の他に、コンデンサ４４、抵抗素子４５、フィルタ回路４６、およびマイクロコンピュータ２０を備える。

コンデンサ４４の一方端子は正電圧端子Ｔ２２に接続され、その他方端子は接地される。コンデンサ４４は、太陽電池で生成された直流電圧に充電される。抵抗素子４５の一方端子は負電圧端子Ｔ２６に接続され、その他方端子は接地される。したがって、抵抗素子４５には、負荷電流に応じたレベルの母線電流Ｉが流れ、負電圧端子Ｔ２６には、母線電流Ｉに応じたレベルの電圧ＶＤが発生する。図５に示すように、母線電流Ｉにはパルス状のスパイク電流が含まれ、電圧ＶＤにはパルス状のスパイク電圧が含まれる。フィルタ回路４６は、その電圧ＶＤからスパイク電圧を除去する低域フィルタである。フィルタ回路４６の出力電圧ＶＤＦは、マイクロコンピュータ２０に与えられる。

図６は、ＩＧＢＴの各々の電流−飽和電圧特性とＮチャネルＭＯＳトランジスタの各々の電流−飽和電圧特性とを比較する図である。図６に示すように、トランジスタに流れる電流Ｉがしきい値電流ＩＴＨよりも小さい場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタの飽和電圧はＩＧＢＴの飽和電圧よりも低く、トランジスタに流れる電流Ｉがしきい値電流ＩＴＨよりも大きい場合は、ＩＧＢＴの飽和電圧はＮチャネルＭＯＳトランジスタの飽和電圧よりも低い。したがって、トランジスタに流れる電流Ｉがしきい値電流ＩＴＨよりも低い低電流域ではＮチャネルＭＯＳトランジスタを使用し、トランジスタに流れる電流Ｉがしきい値電流ＩＴＨよりも高い高電流域ではＩＧＢＴを使用することにより、トランジスタで発生する直流損失を低減化することができる。

そこで、マイクロコンピュータ２０は、フィルタ回路４６を通過した電圧ＶＤＦが予め定められたしきい値電圧ＶＴＨよりも低い場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４２，４３およびＩＧＢＴ７，１０をオン／オフ制御し、電圧ＶＤＦがしきい値電圧ＶＴＨよりも高い場合は、ＩＧＢＴ６，７，９，１０をオン／オフ制御する。

すなわち、電圧ＶＤＦがしきい値電圧ＶＴＨよりも低い場合は、ＩＧＢＴ６，９がオフ状態に固定され、負荷に正電流を供給する期間は、トランジスタ４２がオンされるとともにＩＧＢＴ１０がキャリア周波数（たとえば、１５ｋＨｚ以上）でオン／オフ制御され、負荷に負電流を供給する期間は、トランジスタ４３がオンされるとともにＩＧＢＴ７がキャリア周波数でオン／オフ制御される。なお、トランジスタ４２，４３は、商用周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）でオン／オフ制御される。また、負荷に正弦波状の電流が流れるように、ＩＧＢＴ７，１０のゲート電圧はパルス幅変調される。

電圧ＶＤＦがしきい値電圧ＶＴＨよりも高い場合は、トランジスタ４２，４３がオフ状態に固定され、負荷に正電流を供給する期間は、ＩＧＢＴ６がオンされるとともにＩＧＢＴ１０がキャリア周波数でオン／オフ制御され、負荷に負電流を供給する期間は、ＩＧＢＴ９がオンされるとともにＩＧＢＴ７がキャリア周波数でオン／オフ制御される。なお、ＩＧＢＴ６，９は、商用周波数でオン／オフ制御される。

この実施の形態１では、負荷電流がしきい値電流ＩＴＨよりも低い場合はＮチャネルＭＯＳトランジスタ４２，４３を使用し、負荷電流がしきい値電流ＩＴＨよりも高い場合はＩＧＢＴ６，９を使用するので、トランジスタで発生する直流損失を低減することができ、ＩＰＭ４１における電力損失の低減化を図ることができる。

なお、この実施の形態１では、低速側のＩＧＢＴ６，９のみにＮチャネルＭＯＳトランジスタ４２，４３を並列接続し、負荷電流に応じてＩＧＢＴ６，９とＮチャネルＭＯＳトランジスタ４２，４３を使い分けたが、高速側のＩＧＢＴ７，１０の各々にもＮチャネルＭＯＳトランジスタを並列接続し、負荷電流に応じてＩＧＢＴ７，１０とＮチャネルＭＯＳトランジスタを使い分けてもよい。ただし、低速側のトランジスタでは、低速（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）でオン／オフ制御するので、全損失の９９％以上が直流損失となるが、高速側のトランジスタでは、高速（１５ｋＨｚ以上）でオン／オフ制御するので、全損失の３０％が直流損失となり、７０％がスイッチング損失となる。したがって、高速側のＩＧＢＴ７，１０の各々にＮチャネルＭＯＳトランジスタを並列接続して使い分ける効果は、低速側のＩＧＢＴ６，９にＮチャネルＭＯＳトランジスタ４２，４３を並列接続して使い分ける効果に比べて小さい。

また、図７は、この実施の形態１の変更例を示す回路ブロック図であって、図４と対比される図である。図７において、この電力変換装置が図４の電力変換装置と異なる点は、抵抗素子４５およびフィルタ回路４６が電流センサ４７および電流検出回路４８で置換されている点である。電流センサ４７は、負荷電流に応じたレベルの信号を出力する。電流検出回路４８は、電流センサ４７の出力信号に基づいて、負荷電流のレベルを示す信号をマイクロコンピュータ２０に与える。マイクロコンピュータ２０は、負荷電流が予め定められたしきい値電流よりも低い場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ４２，４３およびＩＧＢＴ７，１０をオン／オフ制御し、負荷電流がしきい値電流よりも高い場合は、ＩＧＢＴ６，７，９，１０をオン／オフ制御する。この変更例でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

[実施の形態２]
図８は、この発明の実施の形態２による電力変換装置のＩＰＭ５１の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図８において、このＩＰＭ５１が図１のＩＰＭ１と異なる点は、ＩＧＢＴ８のエミッタ、ダイオード１４のアノード、ＩＧＢＴ１１のコレクタ、およびダイオード１７のカソードがともに交流出力端子Ｔ２３に接続され、交流出力端子Ｔ２５が除去されている点である。交流出力端子Ｔ２３，Ｔ２４間には、単相の交流電圧ＶＡＣが出力され、家庭用電気機器が接続される。端子Ｔ１〜Ｔ１９には、図２で示したように、電源電圧ＶＣＣなどが供給される。

図９は、この電力変換装置の全体構成を示す回路ブロック図である。図９において、この電力変換装置は、ＩＰＭ５１の他に、コンデンサ４４およびマイクロコンピュータ２０を備える。コンデンサ４４は、正電圧端子Ｔ２２と負電圧端子Ｔ２６の間に接続され、太陽電池で生成された直流電圧に充電される。

マイクロコンピュータ２０は、負荷に正電流を供給する期間は、ＩＧＢＴ６，８をオンするとともにＩＧＢＴ１０をキャリア周波数でオン／オフ制御し、負荷に負電流を供給する期間は、ＩＧＢＴ９，１１をオンするとともにＩＧＢＴ７をキャリア周波数でオン／オフ制御する。なお、ＩＧＢＴ６，８，９，１１は、商用周波数でオン／オフ制御される。また、負荷に正弦波状の電流が流れるように、ＩＧＢＴ７，１０のゲート電圧はパルス幅変調される。

図１０（ａ）は、１つのＩＧＢＴ６のコレクタ電流−飽和電圧特性（点線）と２つのＩＧＢＴ６，８の並列接続体のコレクタ電流−飽和電圧特性（実線）とを比較する図である。また、図１０（ｂ）は、１つのダイオード１２の順方向電流−順方向電圧特性（点線）と２つのダイオード１２，１４の並列接続体の順方向電流−順方向電圧特性（実線）とを比較する図である。図１０（ａ）（ｂ）から分かるように、１つのＩＧＢＴ６よりも２つのＩＧＢＴ６，８の方が飽和電圧が低くなり、１つのダイオード１２よりも２つのダイオード１２，１４の方が順方向電圧が低くなる。

したがって、この実施の形態２では、低速側のＩＧＢＴで発生する直流損失を低減することができ、ＩＰＭにおける電力損失の低減化を図ることができる。

なお、この実施の形態２では、低速側では複数のＩＧＢＴの並列接続体を使用し、高速側では１つのＩＧＢＴを使用したが、高速側でも複数のＩＧＢＴの並列接続体を使用してもよい。ただし、低速側のＩＧＢＴでは、低速（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）でオン／オフ制御するので、全損失の９９％以上が直流損失となるが、高速側のＩＧＢＴでは、高速（１５ｋＨｚ以上）でオン／オフ制御するので、全損失の３０％が直流損失となり、７０％がスイッチング損失となる。したがって、高速側で複数のＩＧＢＴの並列接続体を使用する効果は、低速側で複数のＩＧＢＴの並列接続体を使用する効果に比べて小さい。

[実施の形態３]
図１１は、この発明の実施の形態３による電力変換装置のＩＰＭ５５の構成を示す回路ブロック図であって、図１と対比される図である。図１１において、このＩＰＭ５５が図１のＩＰＭ１と異なる点は、ＨＶＩＣ４、ＩＧＢＴ８，１１、ダイオード１４，１７、および端子Ｔ９〜Ｔ１２，Ｔ２５が除去されている点である。また、低速側のＩＧＢＴ６，９の各々にはターンオフ速度が遅いが飽和電圧の低い低速仕様のＩＧＢＴが使用され、高速側のＩＧＢＴ７，１０の各々にはターンオフ速度が速いが飽和電圧の高い高速仕様のＩＧＢＴが使用されている。交流出力端子Ｔ２３，Ｔ２４間には、単相の交流電圧ＶＡＣが出力され、家庭用電気機器が接続される。端子Ｔ１〜Ｔ８，Ｔ１３〜Ｔ１９には、図２で示したように、電源電圧ＶＣＣなどが供給される。

図１２は、この電力変換装置の全体構成を示す回路ブロック図である。図１２において、この電力変換装置は、ＩＰＭ５５の他に、コンデンサ４４およびマイクロコンピュータ２０を備える。コンデンサ４４は、正電圧端子Ｔ２２と負電圧端子Ｔ２６の間に接続され、太陽電池で生成された直流電圧に充電される。

マイクロコンピュータ２０は、負荷に正電流を供給する期間は、ＩＧＢＴ６をオンするとともにＩＧＢＴ１０をキャリア周波数でオン／オフ制御し、負荷に負電流を供給する期間は、ＩＧＢＴ９をオンするとともにＩＧＢＴ７をキャリア周波数でオン／オフ制御する。なお、ＩＧＢＴ６，９は、商用周波数でオン／オフ制御される。また、負荷に正弦波状の電流が流れるように、ＩＧＢＴ７，１０のゲート電圧はパルス幅変調される。

ここで、ＩＧＢＴの電力損失について説明する。ＩＧＢＴの電力損失は、直流損失とスイッチ損失の和である。直流損失は、ＩＧＢＴの飽和電圧とコレクタ電流の積である。スイッチ損失は、ターンオン損失とターンオフ損失の和である。

図１３は、ＩＧＢＴ６，７の各々の飽和電圧とターンオフ損失を示す図である。図１３に示すように、低速仕様のＩＧＢＴ６の飽和電圧Ｖ１は高速仕様のＩＧＢＴ７の飽和電圧Ｖ２よりも小さいが、ＩＧＢＴ６で発生するターンオフ損失Ｗ１はＩＧＢＴ７で発生するターンオフ損失Ｗ２よりも大きい。このように、ＩＧＢＴの飽和電圧とターンオフ損失はトレードオフの関係にある。

また、図１４（ａ）は低速仕様のＩＧＢＴ６のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ、コレクタ電流Ｉｃ、直流損失、およびターンオフ損失を示す図であり、図１４（ｂ）は高速仕様のＩＧＢＴ７のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ、コレクタ電流Ｉｃ、直流損失、およびターンオフ損失を示す図である。

図１４（ａ）（ｂ）から分かるように、低速仕様のＩＧＢＴ６の飽和電圧は高速仕様のＩＧＢＴ７の飽和電圧よりも小さいので、ＩＧＢＴ６の直流損失はＩＧＢＴ７の直流損失よりも小さくなる。一方、低速仕様のＩＧＢＴ６のターンオフ速度は高速仕様のＩＧＢＴ７のターンオフ速度よりも遅いので、ＩＧＢＴ６のターンオフ損失はＩＧＢＴ７のターンオフ損失よりも大きくなる。

低速側のＩＧＢＴ６，９は低い周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）でオン／オフされるので、ＩＧＢＴ６，９の損失の９９％以上が直流損失となる。したがって、低速側のＩＧＢＴ６，９としては、高速仕様のＩＧＢＴを使用するよりも低速仕様のＩＧＢＴを使用した方がＩＧＢＴ６，９における損失は小さくなる。

これに対して、高速側のＩＧＢＴ７，１０は高い周波数（１５ｋＨｚ以上）でオン／オフされるので、ＩＧＢＴ７，１０の損失の約７０％以上がスイッチ損失となる。したがって、高速側のＩＧＢＴ７，１０としては、低速仕様のＩＧＢＴを使用するよりも高速仕様のＩＧＢＴを使用した方がＩＧＢＴ７，１０における損失は小さくなる。

したがって、この実施の形態３では、ＩＧＢＴ６，７，９，１０で発生する電力損失を小さくすることができ、ＩＰＭ５５における電力損失の低減化を図ることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｔ１〜Ｔ２６ 端子、１，４１，５１，５５ ＩＰＭ、２〜４ ＨＶＩＣ、５ ＬＶＩＣ、６〜１１ ＩＧＢＴ、１２〜１７，２１，２６，３１ ダイオード、２０ マイクロコンピュータ、２２，２７，３２，３６，４５ 抵抗素子、２３〜２５，２８〜３０，３３〜３５，３７，３９，４４ コンデンサ、４２，４３ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、４６ フィルタ回路、４７ 電流センサ、４８ 電流検出回路。

Claims (2)

1. 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
   第１の直流電圧を受ける第１の電源端子と前記負荷の一方端子との間に並列接続される第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタおよび第１のＭＯＳトランジスタと、
   前記負荷の一方端子と前記第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧を受ける第２の電源端子との間に並列接続される第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタおよび第２のＭＯＳトランジスタと、
   前記第１の電源端子と前記負荷の他方端子との間に接続される第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、
   前記負荷の他方端子と前記第２の電源端子との間に接続される第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、
   それぞれ前記第１〜第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタに逆並列に接続された第１〜第４のダイオードと、
   負荷電流を検出する電流検出器と、
   前記負荷電流が予め定められたしきい値電流よりも低い場合において、前記負荷に正電流を流すときは、前記第１のＭＯＳトランジスタを第１の周波数でオン／オフ制御するとともに前記第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを前記第１の周波数よりも高い第２の周波数でオン／オフ制御し、前記負荷に負電流を流すときは、前記第２のＭＯＳトランジスタを前記第１の周波数でオン／オフ制御するとともに前記第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを前記第２の周波数でオン／オフ制御し、
   前記負荷電流が前記しきい値電流よりも高い場合において、前記負荷に正電流を流すときは、前記第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを前記第１の周波数でオン／オフ制御するとともに前記第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを前記第２の周波数でオン／オフ制御し、前記負荷に負電流を流すときは、前記第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを前記第１の周波数でオン／オフ制御するとともに前記第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを前記第２の周波数でオン／オフ制御する制御回路とを備える、電力変換装置。
2. 直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置であって、
   第１の直流電圧を受ける第１の電源端子と前記負荷の一方端子との間に接続され、前記負荷に正電流を流すときに第１の周波数でオン／オフ制御される第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、
   前記負荷の他方端子と前記第１の直流電圧よりも低い第２の直流電圧を受ける第２の電源端子との間に接続され、前記負荷に正電流を流すときに前記第１の周波数よりも高い第２の周波数でオン／オフ制御される第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、
   前記第１の電源端子と前記負荷の他方端子との間に接続され、前記負荷に負電流を流すときに前記第２の周波数でオン／オフ制御される第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、
   前記負荷の一方端子と前記第２の電源端子との間に接続され、前記負荷に負電流を流すときに前記第１の周波数でオン／オフ制御される第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタと、
   それぞれ前記第１〜第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタに逆並列に接続された第１〜第４のダイオードとを備え、
   前記第１の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧は前記第２の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧よりも低く設定され、前記第４の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧は前記第３の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの飽和電圧よりも低く設定されている、電力変換装置。

Images