JP5130031B2 - 永久磁石モータの位置センサレス制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石モータの位置センサレスベクトル制御システムにおいて、モータが設置される雰囲気温度やモータの負荷状態など、また、モータと電力変換器（インバータ）間との配線の延長／短縮などによる「抵抗成分の変化」に起因する「低速回転域における脱調現象」を抑制し、抵抗成分に低感度なベクトル制御を実現する制御技術に関するものである。

位置センサレスベクトル制御方式の技術としては、特開２００１−２５１８８９号公報記載のように、「制御軸基準の位相推定値θｃ^*」と「永久磁石モータの位相値θ」との誤差値（以下、軸誤差Δθ）を演算により推定を行う方式が知られている。

この方式は、ベクトル制御の出力である電圧指令値（Ｖdc^*，Ｖqc^*）と電流検出値（Ｉdc，Ｉqc）および速度指令値（ω₁ｃ）を用いて、（数１）に従い、軸誤差の推定演算を行う方法である。

ここに、
Ｖdc^*：ｄ軸の電圧指令値、 Ｖqc^*：ｑ軸の電圧指令値
Ｉdc ：ｄ軸の電流検出値、 Ｉqc ：ｑ軸の電流検出値
Ｒ ：モータの巻抵抗値と、モータと電力変換器の配線抵抗値との加算値
Ｌｄ ：ｄ軸インダクタンス値、 Ｌｑ ：ｑ軸インダクタンス値
Ｋｅ ：誘起電圧定数 ＊ ：設定値
さらに、この軸誤差の推定値Δθｃを「ゼロ」とするように速度推定値ω₁ｃを制御し、積分処理することで位相推定値θｃ^*を作成している。

特開２００１−２５１８８９号公報

ベクトル制御演算と軸誤差推定演算には、モータの巻線抵抗値と、電力変換器（インバータ）とモータとの配線抵抗値とを加算した抵抗値Ｒを設定する必要がある。

この設定値Ｒ^*に、設定誤差（Ｒ−Ｒ^*）が生じていると、低速回転域において、インパクト負荷外乱などが入った場合、実際の位相誤差値Δθと推定位相誤差値Δθｃにズレが生じ、その結果、最適な位相を制御することができず、脱調状態（運転不能）に陥ってしまう場合があった。

本発明は、一つの特徴は、軸誤差の推定演算において、抵抗の設定値Ｒ^*は用いずに、ｄ軸の電圧指令値Ｖdc^**を、ｑ軸の電流検出値Ｉqcあるいは電流指令値Ｉｑ^*とインダクタンス値Ｌｑ^*および速度推定値ω₁ｃらの３つの信号の乗算値を加算し、該演算値を、速度指令値ω_r ^*と誘起電圧定数Ｋｅ^*の乗算値で、除算することを特徴とする。

モータ定数の設定誤差があっても、脱調せずに安定な運転を実現することができる永久磁石モータの位置センサレス制御装置を提供できる。

以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。

〔第１の実施例〕
図１は、本発明の一実施例である「永久磁石モータの位置センサレス制御装置」の構成例を示す。

永久磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。

電力変換器２は、３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に比例した電圧を出力し、永久磁石モータ１の出力電圧と回転数を可変する。

直流電源２１は、電力変換器２に直流電圧を供給する。

電流検出器３は、永久磁石モータ１の３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。

座標変換部４は、前記３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと位相推定値θｃ^*からｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを出力する。

軸誤差推定部５は、電圧指令値Ｖdc^*，Ｖqc^*，速度推定値ω₁ｃ，速度指令値ω_r ^*，電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*のローパスフィルタ出力値Ｉｄ^* _td，Ｉｑ^* _tdおよびモータ定数（Ｌｑ，Ｋｅ）に基づいて、位相推定値θｃ^*とモータの位相値θとの偏差である軸誤差の推定演算を行い、推定値Δθｃを出力する。

速度推定部６は、「零」である軸誤差の指令値Δθｃ^*と軸誤差の推定値Δθｃとの偏差から速度推定値ω₁ｃを出力する。

位相推定部７は、速度推定値ω₁ｃを積分して、座標変換部４，１３に位相推定値θｃ^*を出力する。

速度制御部８は、速度指令値ω_r ^*と速度推定値ω₁ｃとの偏差から、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ^*を出力する。

ｄ軸電流指令設定部９は、低速回転域では、「零」であるｄ軸の電流指令値Ｉｄ^*を出力する。

ｑ軸の電流制御部１０は、第１のｑ軸の電流指令値Ｉｑ^*と電流検出値Ｉqcとの偏差から第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**を出力する。

ｄ軸の電流制御部１１は、第１のｄ軸の電流指令値Ｉｄ^*と電流検出値Ｉdcとの偏差から第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**を出力する。

ベクトル制御部１２は、永久磁石モータ１の電気定数（Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅ）と第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**および速度推定値ω₁ｃに基づいて、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖdc^*，Ｖqc^*を出力する。

座標変換部１３は、電圧指令値Ｖdc^*，Ｖqc^*と位相推定値θｃ^*から３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を出力する。

ローパスフィルタ１４は、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ^*を入力し、軸誤差推定部５に用いる電流指令値Ｉｑ^* _tdを出力する。

最初に、電圧と位相の基本的な制御方法について述べる。

電圧制御の基本動作は、ｄ軸およびｑ軸の電流制御部１０および１１において、上位から与えられる第１の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcを用いて、ベクトル制御に用いる中間的な第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**を演算する。

ベクトル制御部１２では、第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**と速度推定値ω₁ｃおよびモータ定数の設定値を用いて、（数２）に示す電圧指令値Ｖdc^*，Ｖqc^*を演算し、インバータの３相の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｖ^*を制御する。

一方、位相制御の基本動作については、軸誤差推定部５において、電圧指令値Ｖdc^*と電流指令値Ｉｑ^*のローパスフィルタ出力値Ｉｑ^* _tdと速度推定値ω₁ｃ，速度指令値ω_r ^*およびモータ定数の設定値（Ｌｑ^*，Ｋｅ^*）を用いて、位相推定値θｃ^*とモータ位相値θの偏差である軸誤差値Δθ（＝θｃ^*−θ）の推定演算は、（数３）により行う。

また、速度推定部６では、軸誤差の推定値Δθｃを「零」とするように、（数４）に示す演算により、速度推定値ω₁ｃを制御する。

ここに、Ｋｐ：比例ゲイン、Ｋｉ：積分ゲイン
比例ゲインＫｐ，積分ゲインＫｉは、（数４）のように設定している。

ここに、Ｎ ：速度推定部６の比例・積分ゲインの折れ点比［倍］
ω_PLL：速度推定部６の制御応答角周波数［rad／ｓ］
位相推定部７では、速度推定値ω₁ｃを用いて、（数６）に示す演算で、位相推定値θｃ^*を制御する。

以上が、電圧制御と位相制御の基本動作である。

次に、本発明の特徴である「軸誤差推定部５」の前に、「従来の軸誤差推定方式である（数１）を用いた場合」の運転特性について述べる。

図２には、「（数１）の演算に設定するＲ^*と実際の抵抗値Ｒが一致している場合の運転特性」を示す。

速度指令値ω_r ^*を低速回転数（定格速度の２.５％）に設定し、負荷トルクτ_Lをランプ状に、図中のａ点（零）からｂ点（１００％負荷）まで印加する。

負荷トルクτ_Lを印加している期間（ａ−ｂの区間）において、モータ速度ω_rは所定値分だけ低下するが、ｂ点以降は、速度指令値ω_r ^*に追従し、安定な運転を実現できている。

図中のａ，ｂ点付近において、軸誤差は、絶対値で約３〜４deg発生していることがわかる。

一方、図３には、「数（１）の演算に設定するＲ^*と実際の抵抗値Ｒに設定ズレが存在する場合（Ｒ／Ｒ^*＝０.５）の運転特性」を示す。

図中のｃ点付近において発生している軸誤差Δθは約５度発生しており、図２の場合の約２倍発生している。約４０％の負荷トルク値から、軸誤差Δθは振動しており、ｄ点において、脱調している様子がわかる。

つまり、速度推定部６に設定するＲ^*と実際の抵抗値Ｒに設定ズレが存在する場合、脱調現象に陥ってしまう場合がある。

次に、この「脱調現象の原因」について説明する。

（数１）に示す従来の軸誤差推定の演算式に、（数２）の電圧指令値（Ｖｄ^**，Ｖｑ^**）を代入すると、

ここで、モータ定数（Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅ）と、ベクトル制御部１２と軸誤差推定部５に設定する制御定数（Ｒ^*，Ｌｄ^*，Ｌｑ^*，Ｋｅ^*）を用いて、ｑ軸の電流制御部１０の出力値Ｉｑ^**とｄ軸の電流制御演算部１１の出力Ｉｄ^**を表すと、（数８）を得る。

（数８）を、（数７）に代入し、

（数９）において、Δθの変化分が少ないと仮定した場合、cosΔθ≒１，sinΔθ≒Δθと近似することができる。

ここで、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*＝０に設定し、電流制御を行い、ｑ軸インダクタンスＬｑを既知（Ｌｑ^*＝Ｌｑ）とした場合、（数１０）を得ることができる。

（数１０）において、分母項の抵抗値Ｒに着目すると、
Ｒ＝Ｒ^*の場合は、Δθｃ＝Δθとなるが、
Ｒ≠Ｒ^*の場合には、推定値Δθｃに、抵抗の設定誤差成分［（Ｒ−Ｒ^*）・Ｉqc］が含れていることがわかる。

モータ速度ω_rが所定値の場合、軸誤差Δθは定常的に零であるが、ω_rの変化時などの過渡時には、Δθが発生する。

ｑ軸の電流検出値Ｉqcが「正」の場合に、Δθが発生すると、
Ｒ＞Ｒ^*の場合：
（数１０）の分母値は大きくなり、推定値Δθｃは、Δθより小さく演算される。

つまり、軸誤差Δθが発生しても、制御系では、Δθｃの変化幅が小さいと認識するため（θｃ^*の変化は少なく、θとの誤差は大きくなる）、脱調し易い状態となってしまう。

Ｒ＜Ｒ^*の場合：
（数１０）の分母値は小さくなり、推定値Δθｃは、Δθより大きく演算される。

抵抗の設定誤差成分［（Ｒ−Ｒ^*）・Ｉqc］は「負」の極性となり、誘起電圧成分［ω₁ｃ・Ｋｅ］を相殺してしまうため、分母値は減少方向となる。分母値が「ゼロ」になった時点で脱調状態となってしまう。

つまり、低速回転域においては、抵抗の設定誤差（Ｒ−Ｒ^*）が存在すると、脱調し易い状態に陥ってしまう問題があった。

ここからは、本発明の特徴となる。

軸誤差推定部５についての構成について説明を行う。図４を用いて、軸誤差推定部５を説明する。

軸誤差推定部５において、分子演算部５１では、ｄ軸の電圧指令値Ｖdc^*を、周波数推定値ω₁ｃおよびｑ軸電流指令値のローパスフィルタ出力とモータ定数であるｑ軸インダクタンス値Ｌｑの設定値Ｌｑ^*の３つの信号の乗算結果を加算する。

分母演算部５２では、速度指令値ω_r ^*とモータ定数である誘起電圧定数Ｋｅ^*の２つの信号を乗算する。

この分子演算値と分母演算値との除算演算を行い、軸誤差推定値Δθｃを出力する。また、軸誤差Δθの変化が大きく出るような場合には、この除算演算の代わりに、（数１１）に示す逆正接演算を行うと、高精度にΔθを推定することもできる。

本発明では、（数１０）の分母値に着目し、抵抗の設定誤差（Ｒ−Ｒ^*）に対して、低感度化を図るため、分母値の演算には、ω_r ^*・Ｋｅ^*の乗算値を用いるようにしている。

つまり、軸誤差推定部５において、推定値Δθｃの演算には、前述の（数３）あるいは（数１１）を用いる。

ここで、本発明の特徴である、（数３）を用いた軸誤差推定の効果を示す。

図５は、Ｒ＞Ｒ^*の場合（Ｒ／Ｒ^*＝２）の特性、図６はＲ＞Ｒ^*（Ｒ／Ｒ^*＝０.５）の特性である。

図５，図６共に、抵抗の設定誤差（Ｒ−Ｒ^*）に対して低感度化されており、Ｒ≠Ｒ^*の場合でも、安定に運転動作している様子がわかる。

このとき、軸誤差Δθは、図５，図６共に、絶対値で約５deg発生している。

（Ｒ−Ｒ^*）が存在する場合でも、軸誤差Δθの大きさは変わらないことがわかる。

ここで、モータ速度ω_rと軸誤差Δθの関係について説明する。

モータ速度ω_rから速度推定値ω₁ｃまでの一巡伝達関数Ｇ_{ω_est}（Ｓ）は、数（１２）で示すことができる。

さらに、速度推定値ω₁ｃとモータ速度ω_rとの誤差の積分値が軸誤差となることから、モータ速度ω_rから軸誤差推定値Δθｃまでの伝達関数Ｇ_PLL（Ｓ）は、（数５）も用いると、（数１３）となる。

ここに、Ｎは、速度推定部６の比例・積分ゲインの折れ点比［倍］で、通常は５倍程度であり、（数１３）の「Ｎ」に「５」を代入すると、（数１４）を得る。

ここで、速度推定演算の制御応答は、１０rad／ｓから１０００rad／ｓ程度であり、この数値を（数１４）のω_PLLに何ケースか代入し、軸誤差Δθと波形が略一致すれば、（数３）あるいは（数１１）の演算方式を用いているものと証明することができる。

尚、本実施例では、軸誤差推定部５に、ローパスフィルタ１４の出力信号を用いているが、速度制御部８の制御ゲインが低く、それらの出力信号であるＩｑ^*の動きが緩慢であれば、Ｉｑ^* _tdの代わりに、Ｉｑ^*を直接用いて、Δθｃの推定演算を行って良い。また、Ｉｑ^* _tdの代わりに電流検出値Ｉｑを用いても良い。

さらに、本実施例では、軸誤差推定部５の分母項の演算に、速度指令値ω_r ^*を用いているが、速度指令値ω_r ^*が急変するような場合には、ω_r ^*に速度制御部８の制御ゲイン相当のローパスフィルタを通し、この信号を用いて、Δθｃの推定演算を行っても良い。そして、速度指令値ω_r ^*の変わりに速度推定値ω₁ｃを用いても良い。

〔第２の実施例〕
第１の実施例では、軸誤差推定部５の分母項に着目し、抵抗の設定誤差（Ｒ−Ｒ^*）に対して、低感度化するため、分母の演算には、ω_r ^*.Ｋｅ^*の乗算値を用いるようにしたが、本実施例は、軸誤差推定演算の分子項のみで制御する方式である。

図７に、この実施例を示す。図において、１〜４，６〜１４，２１は、図１のものと同一物である。軸誤差情報推定部５ａについての構成について説明を行う。

図８を用いて、軸誤差情報推定部５ａを説明する。

軸誤差情報推定部５ａでは、ｄ軸の電圧指令値Ｖdc^*を、周波数推定値ω₁ｃおよびｑ軸電流指令値のローパスフィルタ出力Ｉｑ^* _tdとモータ定数であるｑ軸インダクタンス値Ｌｑの設定値Ｌｑ^*の３つの信号の乗算結果と加算する。

この演算を行い、軸誤差推定値Δθｃを出力する。軸誤情報推定部５ａは、（数１５）を用いて、軸誤差Δθを含む電圧値Δｅｄ^*を演算し、出力する。

（数１５）において、cosΔθ≒１，sinΔθ≒Δθの近似を行い、ｑ軸インダクタンスＬｑを既知（Ｌｑ^*＝Ｌｑ）とした場合、（数１６）を得ることができる。

この場合も、単純な構成で、抵抗の設定誤差（Ｒ−Ｒ^*）に対して、低感度化を図ることができ、Ｒ≠Ｒ^*の場合でも、安定に動作することができる。

これまでは、第１，２の実施例において、第１の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**を作成して、この電流指令値を用いてベクトル制御演算を行ったが、
１）第１の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*に電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、電圧補正値ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*を作成して、この電圧補正値と、第１の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*，速度推定値ω₁ｃ，永久磁石モータ１の電気定数（Ｒ^*，Ｌｄ^*，Ｌｑ^*，Ｋｅ^*）を用いて、（数１７）に従い電圧指令値Ｖdc^*，Ｖqc^*を演算するベクトル制御演算方式や、
２）第１のｄ軸の電流指令Ｉｄ^*（＝０）およびｑ軸の電流検出値Ｉqcの一次遅れ信号Ｉqc_tdおよび速度指令値ω_r ^*、永久磁石モータ１の電気定数（Ｒ^*，Ｌｄ^*，Ｌｑ^*，Ｋｅ^*）を用いて、（数１８）に従い電圧指令値Ｖdc^*，Ｖqc^*を演算する制御演算方式にも適用することはできる。

尚、本実施例でも、軸誤差推定部５に、ローパスフィルタ１４の出力信号を用いているが、速度制御部８の制御ゲインが低く、それらの出力信号であるＩｑ^*の動きが緩慢であれば、Ｉｑ^* _tdの代わりに、Ｉｑ^*を直接用いて、Δθｃの推定演算を行って良い。また、Ｉｑ^* _tdの代わりに電流検出値Ｉｑを用いても良い。そして、速度指令値ω_r ^*の変わりに速度推定値ω₁ｃを用いても良い。

また、第１，２の実施例では、高価な電流検出器３で検出した３相の交流電流Ｉｕ〜Ｉｗを検出する方式であったが、電力変換器２の過電流検出用に取り付けているワンシャント抵抗に流れる直流電流から、３相のモータ電流Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を再現し、この再現電流値を用いる「低コストなシステム」にも対応することができる。

以上のように、本発明は、モータの巻線抵抗値と、インバータ（電力変換器）とモータとの配線抵抗値とを加算した抵抗値Ｒと、制御系（ベクトル演算，軸誤差推定）に設定するＲ^*との間に、設定誤差（Ｒ−Ｒ^*）が生じている場合でも、低速回転域においても、脱調せずに安定な運転を実現することができる。

また、安価な電流検出を行うシステムについても、共通に適用可能な「永久磁石モータの位置センサレス制御装置」を提供できる。

本発明の一実施例を示す永久磁石モータの位置センサレス制御装置の構成図。 従来の軸誤差推定演算を用いた場合における、実際の抵抗値Ｒと制御系の設定値Ｒ^*とに設定ズレが存在する場合の運転特性（Ｒ／Ｒ^*＝１）。 実際の抵抗値Ｒと制御系の設定値Ｒ^*とに設定ズレが存在する場合の運転特性（Ｒ／Ｒ^*＝０.５）。 本発明の特徴である軸誤差推定演算の構成図。 本発明の軸誤差推定演算を用いた場合における、実際の抵抗値Ｒと制御系の設定値Ｒ^*とに設定ズレが存在する場合の運転特性（Ｒ／Ｒ^*＝２）。 本発明の軸誤差推定演算を用いた場合における、実際の抵抗値Ｒと制御系の設定値Ｒ^*とに設定ズレが存在する場合の運転特性（Ｒ／Ｒ^*＝０.５）。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータの位置センサレス制御装置の構成図。 本発明の特徴である軸誤差情報推定演算の構成図。

符号の説明

１ 永久磁石モータ
２ 電力変換器
３ 電流検出器
４，１３ 座標変換部
５ 軸誤差推定部
６ 速度推定部
７ 位相推定部
８ 速度制御部
９ ｄ軸電流指令設定部
１０ ｑ軸電流制御部
１１ ｄ軸電流制御部
１２ ベクトル制御部
１４ ローパスフィルタ
Ｉｄ^* 第１のｄ軸電流指令値
Ｉｄ^** 第２のｄ軸電流指令値
Ｉｑ^* 第１のｑ軸電流指令値
Ｉｑ^** 第２のｑ軸電流指令値
Ｖdc^* ｄ軸の電圧指令値
Ｖqc^* ｑ軸の電圧指令値
Ｉdc ｄ軸の電流検出値
Ｉqc ｑ軸の電流検出値
θｃ モータの位相値
θｃ^* 位相推定値
Δθ 軸誤差
Δθｃ 軸誤差の推定値
Δｅｄ^* 軸誤差Δθを含む電圧値
ω_r モータ速度
ω₁ｃ 速度推定値

Claims (12)

1. 永久磁石モータを駆動する電力変換器の出力周波数と出力電圧を制御するベクトル制御演算手段と、永久磁石モータの速度推定値を積分して求めた位相推定値と永久磁石モータの位相値との偏差である軸誤差の情報を含む軸誤差情報を推定する軸誤差情報推定演算手段と、軸誤差情報の推定値を、軸誤差情報の推定値の指令値に一致するように制御する速度推定演算手段とを有する永久磁石モータの位置センサレス制御装置において、
   前記軸誤差情報推定演算手段では、
   ベクトル制御のｄ軸の電圧指令値Ｖdc＊と、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ＊のローパスフィルタ出力値Ｉｑ＊ｔｄと速度推定値ω1ｃと、速度指令値ωｒ＊と、モータ定数の設定値（Ｌｑ＊，Ｋｅ＊）を用いて、位相推定値θｃ＊とモータ位相値θの偏差である軸誤差値Δθ（＝θｃ＊−θ）を（数３）により演算する
   永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
2. 請求項１において、
   軸誤差情報推定演算手段は、
   ベクトル制御演算の出力であるｄ軸の電圧指令値を、
   ｑ軸の電流検出値あるいは電流指令値と、インダクタンス値および速度推定値あるいは速度指令値らの３つの信号の乗算値と加算することにより、前記軸誤差情報を推定することを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
3. 永久磁石モータを駆動する電力変換器の出力周波数と出力電圧を制御するベクトル制御演算手段と、永久磁石モータの速度推定値を積分して求めた位相推定値と永久磁石モータの位相値との偏差である軸誤差を推定する軸誤差推定演算手段と、軸誤差推定値を、軸誤差の指令値に一致するように制御する速度推定演算手段とを有する永久磁石モータの位置センサレス制御装置において、
   軸誤差推定演算手段では、
   ベクトル制御のｄ軸の電圧指令値Ｖdc＊と、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ＊のローパスフィルタ出力値Ｉｑ＊ｔｄと速度推定値ω1ｃと、速度指令値ωｒ＊と、モータ定数の設定値（Ｌｑ＊，Ｋｅ＊）を用いて、位相推定値θｃ＊とモータ位相値θの偏差である軸誤差値Δθ（＝θｃ−θ）を（数３）により演算する
   永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
4. 請求項３において、
   軸誤差推定演算手段は、
   ベクトル制御演算の出力であるｄ軸の電圧指令値を、ｑ軸の電流検出値あるいは電流指令値とインダクタンス値および速度推定値あるいは速度指令値らの３つの信号の乗算値と加算し、該演算値を、速度指令値と誘起電圧係数の乗算値で、除算することを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
5. 請求項３において、
   軸誤差推定演算手段は、
   ベクトル制御演算の出力であるｄ軸の電圧指令値を、ｑ軸の電流検出値あるいは電流指令値とインダクタンス値および速度推定値あるいは速度指令値らの３つの信号の乗算値と加算し、該演算値を、速度指令値と誘起電圧定数の乗算値で、除算して、該演算値を逆正接演算することを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
6. 請求項１において、
   前記軸誤差情報推定演算手段に用いるｑ軸の電流指令値は、
   上位から与えられたｑ軸の電流指令値のローパスフィルタ出力値であることを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
7. 請求項３において、
   軸誤差推定演算手段に用いるｑ軸の電流指令値は、
   上位から与えられたｑ軸の電流指令値のローパスフィルタ出力値であることを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
8. 請求項１において、
   前記軸誤差情報推定演算手段に用いる速度指令値は、上位から与えられた速度指令値のローパスフィルタ出力値であることを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
9. 請求項３において、
   軸誤差推定演算手段に用いる速度指令値は、上位から与えられた速度指令値のローパスフィルタ出力値であることを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
10. 請求項８において、
    速度指令値のローパスフィルタ出力値の作成は、
    速度制御に制御ゲインに基づいた一次遅れ信号であることを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
11. 請求項９において、
    軸誤差推定演算手段に用いる速度指令値は、上位から与えられた速度指令値のローパスフィルタ出力値であることを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。
12. 請求項１において、
    定格回転数の５％以下の低回転数域において、磁束軸であるｄ軸の電流指令値はゼロであることを特徴とする永久磁石モータの位置センサレス制御装置。