JP4438222B2

JP4438222B2 - 物理量検出装置

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Publication number: JP4438222B2
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Inventors: 幸彦谷澤
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、物理量に応じた出力を発生させる物理量検出装置に関するもので、特に、車両搭載用のピエゾ抵抗式の半導体圧力センサや半導体加速度センサ等に用いて好適である。
【０００２】
【従来の技術】
通常の車載用システムで使われる圧力センサでは、電源電圧は５Ｖが一般的であり、図９のように圧力に対する出力電圧は０．５〜４．５Ｖに対応させている。さらに、０Ｖ〜０.３Ｖ程度と４．７Ｖ程度〜５．０Ｖはダイアグ領域として設定されている。
【０００３】
車載用システムで圧力センサが使われる場合の接続状態を図６、図７に示す。図６と図７の違いはセンサ出力を受けるシステム制御回路内のプルアップ抵抗１０８とプルダウン抵抗１０５の位置の違いのみである。圧力センサとシステム制御回路とを接続する配線の断線検出には、通常、図６、図７いずれかの回路構成が用いられる。
【０００４】
例えば、図７に示す回路構成においては、システム制御回路１０４のうち製品出力Ｖｏｕｔが入力されるラインとＧＮＤに接続されるラインとの間にプルダウン抵抗１０５が配置され、電源電圧Ｖｃｃや製品出力Ｖｏｕｔが入力される各端子もしくはワイヤハーネス１０３ａ、１０３ｂが断線した時には製品出力Ｖｏｕｔがゼロとなり、ＧＮＤに接続される各端子もしくはワイヤハーネス１０３ｃが断線したときには圧力センサ１００の内部抵抗とプルダウン抵抗１０５との分圧の設定によって製品出力Ｖｏｕｔが４．７Ｖ程度以上となるように構成されている。そして、これらの電圧がダイアグ信号（異常検出信号）となって、Ａ／Ｄ変換器１０６を介してＣＰＵ１０７などに送られ、断線検出が成されるようになっている。なお、図６に示す回路構成については詳述しないが、この回路構成に備えられたプルアップ抵抗１０８を用いて、図７に示す回路構成と同様の手法により、断線検出が成される。
【０００５】
図８に従来の圧力センサの回路例を示す。図８中の抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃ、Ｒｄは歪ゲージであり、Ｓｉチップの裏面中央にエッチングによって形成された薄肉部の表面に形成されている。圧力が増加すると抵抗Ｒａ、Ｒｄの抵抗値が減少、抵抗Ｒｂ、Ｒｃの抵抗値が増加するように構成され、これら各抵抗Ｒａ〜Ｒｄでホイートストンブリッジ回路が形成されている。
【０００６】
これら抵抗Ｒａ〜Ｒｄ以外の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７１、Ｒ７２、Ｒ８１、Ｒ８２、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２はＣｒＳｉ等の薄膜抵抗であり、抵抗温度係数ＴＣＲがほぼゼロとなっている。
【０００７】
抵抗Ｒ１、Ｒ２は電源電圧Ｖｃｃを分圧しており、これによって形成される抵抗Ｒ１、Ｒ２間の中間電圧がＯＰ１、ＯＰ４の基準電圧として使用されている。
【０００８】
オペアンプＯＰ１及び抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ５によって、歪ゲージで構成されたホイートストンブリッジ回路を定電流駆動するための定電流回路を形成している。この定電流回路は、抵抗Ｒ５のＴＣＲがほぼゼロのため温度変化に対しても定電流動作を行う。
【０００９】
歪ゲージは定電流駆動されると圧力に対する感度が温度補償される特性を有しており、歪ゲージを不純物濃度が約１０²⁰ｃｍ^-3となるｐ型拡散抵抗で形成すると、この特性が得られることはよく知られている。なお、抵抗Ｒ７１、Ｒ７２、Ｒ８１、Ｒ８２はホイートストンブリッジ自体の零点調整に使用されており、抵抗Ｒ７１、Ｒ７２、Ｒ８１、Ｒ８２をレーザトリミングすることで零点調整を行っている。また、感度の温度特性の微調整用抵抗として抵抗Ｒ６がホイートストンブリッジ回路に並列に接続されている。
【００１０】
オペアンプＯＰ２、ＯＰ３はホイートストンブリッジ回路の各中点電圧の出力用として、ボルテージ・フォロワ動作しており、オペアンプＯＰ２の出力にはトランジスタＴ１、Ｔ２がダーリントン接続されている。オペアンプＯＰ４は増幅および加算器として動作する。オペアンプＯＰ４の圧力信号に対するゲインはＲ１２／Ｒ９であり、抵抗Ｒ１１を介して電源電圧Ｖｃｃに接続されているのでＲ１１をトリミングすることで、センサ出力Ｖｏｕｔの零点を調整できる。抵抗Ｒ１０、Ｒ３、Ｒ４は零点の温度補償に用いられており、抵抗Ｒ３あるいは抵抗Ｒ４をトリミングすることで調整している。なお、抵抗Ｒ１０は抵抗Ｒ３、Ｒ４に比して大きく設定されている。
【００１１】
この回路は電源電圧Ｖｃｃを分圧することで上記基準電圧を発生させ、これをもとに動作させているため、電源電圧Ｖｃｃの多少の変動範囲であれば出力電圧も電源電圧に比例して変動するという特性をもっている。すなわち、システム制御回路内Ａ／Ｄ変換器１０６に供給する電源電圧と同一電源電圧を基準電圧形成に用いることで、電源電圧Ｖｃｃの変動による圧力計測誤差（デジタル値に変換後）をなくすという思想でシステムが構成されている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
図１０に、センサ回路１１０とシステム制御回路１１１との接続状態の模式図を示す。図１０に示すように、車載用のシステムではセンサ回路１１０とシステム制御回路１１１とが離れた場所に置かれることが多く、各回路に備えられた端子間をコネクタ１１２、１１３及びワイヤハーネス１１４ａ〜１１４ｃで結んでいる。このとき、通常、コネクタ１１２、１１３内での金属端子同士の接触は極めて小さな接触抵抗となっており、センサ信号の伝達への影響は無視できる。
【００１３】
しかしながら、経時変化によって金属端子表面に酸化膜が形成されたり、温度変化や振動等によって金属端子が微妙に変位した際に接触面積が極端に減少したりして、上記した接触抵抗が極端に大きくなる場合がある。
【００１４】
このような場合に、システム制御回路１１１側からセンサ出力がどのように計測されるかを検討してみる。各接触抵抗は次のようにまとめられる。
【００１５】
【数１】
Ｒ_V＝Ｒ_V1＋Ｒ_V2
【００１６】
【数２】
Ｒ_O＝Ｒ_O1＋Ｒ_O2
【００１７】
【数３】
Ｒ_G＝Ｒ_G1＋Ｒ_G2
ただし、Ｒ_Vはセンサ回路１１０とシステム制御回路１１１の両Ｖｃｃ端子（電源端子）１１０ａ、１１１ａ間の配線抵抗、Ｒ_Oはセンサ回路１１０の出力端子１１０ｂとシステム制御回路１１１のうちセンサ回路１１０からの出力を受け取る入力端子１１１ｂとの間の配線抵抗、Ｒ_Gはセンサ回路１１０とシステム制御回路１１１の両ＧＮＤ端子１１０ｃ、１１１ｃ間の配線抵抗を示している。また、Ｒ_V1、Ｒ_V2、Ｒ_O1、Ｒ_O2、Ｒ_G1、Ｒ_G2は各コネクタ１１２、１１３における金属端子の接触抵抗を示している。
【００１８】
ここで、システム制御回路の電源電圧をＶｃｃ、接触抵抗が無視できる場合のセンサ出力をＶｏｕｔとすると、図６でのプルアップ抵抗１０８を用いたシステム制御回路の入力Ｖｉｎは、次式のように表される。なお、Ｒｐｕｌｌ−ｕｐはプルアップ抵抗１０８の抵抗値、Ｉ_V、Ｉ_Gはワイヤハーネス１０３ａ、１０３ｃに流れる電流、Ｖｘはシステム制御回路のＧＮＤを基準としたセンサ出力電圧である。
【００１９】
【数４】

【００２０】
【数５】

【００２１】
一方、図７に示したプルダウン抵抗１０５を用いたシステム制御回路１１１の入力Ｖｉｎは、次式で示される。なお、Ｒｐｕｌｌ−ｄｏｗｎはプルダウン抵抗１０５の抵抗値を示している。
【００２２】
【数６】

【００２３】
また、Ｖｘに関しては数５に示した式が適用できる。なお、数５の第１項はセンサが電源電圧Ｖｃｃに比例した出力を出す特性に基づくものである。
【００２４】
単純にＲ_V、Ｒ_O、Ｒ_Gが個別に発生したとすると、Ｒ_V発生時はＶｉｎを低下させ、Ｒ_Oでは上昇させる。Ｒ_O発生時は図６の回路構成か図７の回路構成かによって異なり、図６の回路構成では上昇、図７の回路構成では低下させる。
【００２５】
そして、図９のように車載用圧力センサを用いるシステムでは、４．７Ｖ以上と０．３Ｖ以下にダイアグ領域を設定しているので、接触抵抗増大時にこの範囲の電圧が出力されれば異常として検出される。しかしながら、そうでない出力電圧では、正常な圧力信号と区別できないという問題がある。
【００２６】
本発明は上記点に鑑みて、センサ部とシステム制御回路との間の接触抵抗増大に起因するセンサ出力計測値、すなわちシステム制御回路入力Ｖｉｎの異常を的確に検出できるようにすることを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、測定対象となる物理量に相当する出力電圧を出力するセンサ部（１）を有し、システム制御回路（５０）によって形成される電圧をセンサ部の電源電圧（Ｖｃｃ）として印加するように構成された物理量検出装置であって、システム制御回路にはセンサ部に印加する電源電圧を変化させる機能が備えられており、センサ部は、電源電圧が所定範囲の電圧であると、測定対象となる物理量に相当する出力電圧を出力し、電源電圧が所定範囲外であると、物理量とは関係のない予め設定された電圧を出力すようになっていることを特徴としている。
【００２８】
このように、故障診断時には、センサ部に通常の物理量検出時とは異なる電圧が印加されるようにし、センサ部から物理量に応じた出力電圧ではなく、予め設定された出力電圧が出力されるようにすることで、その予め設定された出力と実際の出力とを比較することで異常検出を行うことができる。
【００２９】
具体的には、請求項１に示すように、センサ部に、物理量に応じた出力を発生させるブリッジ回路（Ｒａ〜Ｒｄ）と、ブリッジ回路の出力が入力されるボルテージ・フォロワ回路（ＯＰ２、ＯＰ３）と、ボルテージ・フォロワ回路の出力を制御する制御手段（Ｑ１）とを備え、制御手段によって、電源電圧が所定範囲の電圧であると、ボルテージ・フォロワ回路がブリッジ回路の出力に応じた出力を発生するように制御し、電源電圧が所定範囲外であると、圧力信号伝達用のボルテージ・フォロワ回路がブリッジ回路の出力に関係ない出力を発生するように制御している。
【００３０】
具体的には、請求項２に示すように、制御手段としては、電源電圧に基づいてオン／オフ駆動される第１のトランジスタ（Ｑ１）を適用でき、電源電圧が所定範囲の電圧であると、第１のトランジスタがオフ状態とされ、電源電圧が所定範囲外の電圧であると、第１のトランジスタがオン状態とされてボルテージ・フォロワ回路の出力を低電位レベルにするように構成される。
【００３１】
請求項３に記載の発明においては、センサ部には、オペアンプ（ＯＰ４）と該オペアンプの反転入力端子と出力端子との間を連結するように設けられた第１の抵抗（Ｒ１２）とを有し、ボルテージ・フォロワ回路の出力がオペアンプの反転入力端子に入力されると共に、電源電圧を分圧して形成した基準電圧がオペアンプの非反転入力端子に入力されるように構成された加算器と、電源電圧が所定範囲外の電圧であるときに、第１の抵抗を通じて反転入力端子と出力端子との間に流れる電流を変更する電流変更手段（Ｑ２、Ｒoffset）とが備えられていることを特徴としている。
【００３２】
このように、電流変更手段を備えておくことにより、ボルテージ・フォロワ回路の動作に伴ってボルテージ・フォロワ回路の出力端子側に流れなくなった電流が第１の抵抗を通じてオペアンプの反転入力端子と出力端子との間に流れることを防止することができる。
【００３３】
具体的には、請求項４に示すように、電流制限手段としては、電源電圧に基づいてオン／オフ駆動される第２のトランジスタ（Ｑ２）と、該第２のトランジスタとオペアンプの反転入力端子との間を連結するように設けられた第２の抵抗（Ｒoffset）を適用できる。この場合、第２のトランジスタは、電源電圧が所定範囲外の電圧であるときにオン状態となって、第２の抵抗に電流を流すように構成される。
【００３４】
請求項６に記載の発明においては、システム制御回路にはセンサ部に印加する電源電圧を変化させる機能が備えられており、センサ部は、電源電圧が第１の電圧であると、測定対象となる物理量に相当する出力電圧を出力し、電源電圧が第１の電圧とは異なる第２の電圧であると、物理量とは関係のない予め設定された電圧を出力すようになっていることを特徴としている。このような構成によっても請求項１と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、本発明の一実施形態を適用した圧力センサ（センサ部）１の回路構成を示し、図２に、図１に示す圧力センサ１をシステム制御回路に接続したときの概略構成を示す。以下、図１、図２に基づき、本実施形態における圧力センサ１について説明する。
【００３７】
図１に示す圧力センサ１は、上記図８に示した従来の圧力センサ１に対して、電源電圧Ｖｃｃを分圧する分割抵抗Ｒ_OFF1、Ｒ_OFF2及び、抵抗Ｒ_OFF1、Ｒ_OFF2によって形成された電圧Ｖｓに基づいてオン／オフ駆動されるトランジスタＱ１、Ｑ２、オペアンプＯＰ４の反転入力端子とトランジスタＱ２のコレクタとの間に配置された抵抗Ｒ_offsetを加えると共に、オペアンプＯＰ２、ＯＰ３の内部における回路構成を変更したものである。なお、圧力センサ１のうち、上記した以外の構成については図５に示す従来の圧力センサ１と同様であるため、説明を省略する。
【００３８】
オペアンプＯＰ２とオペアンプＯＰ３とは同様の回路構成を有しており、図３の回路構成となっている。この図に示すオペアンプＯＰ２、ＯＰ３は通常のオペアンプに対してトランジスタ２５ａ、２５ｂ、２６及び抵抗２７を加えたものであり、抵抗２７を介してトランジスタ２５ａのコレクタが図１に示すトランジスタＱ１のコレクタと接続されるように構成されている。
【００３９】
これらオペアンプＯＰ２、ＯＰ３は、トランジスタＱ１を制御手段として、トランジスタＱ１のオン／オフ状態に応じて異なる動作を行う。まず、トランジスタＱ１がオフ状態の場合の動作を説明する。
【００４０】
オペアンプＯＰ２、ＯＰ３においては、トランジスタ１２、１３によってカレントミラー回路が構成されている。トランジスタ１２及び抵抗１４によって基準電流値が決定されると、抵抗１５の抵抗値に応じた電流がトランジスタ１３にも流れる。
【００４１】
そして、非反転入力端子１１及び反転入力端子１６からトランジスタ１７、１８に対して差動入力が成されると、各端子１１、１６間の電位差に基づいてトランジスタ１９とトランジスタ２０のコレクタ電流値が若干変動する。これにより、トランジスタ２１の電流値が変動すると共に、トランジスタ２２の電流値も変動し、トランジスタ２３に流れるコレクタ電流値が調整される。
【００４２】
これにより、電源電圧Ｖｃｃから抵抗２４による電位降下分を差し引いた電位が出力端子Ｖｏｕｔから出力されるというボルテージ・フォロワ動作を行うようになっている。
【００４３】
これに対し、トランジスタＱ１がオン状態になると、トランジスタ２５ａがオンされると共に、トランジスタ２５ｂ、２６もオンされる。このため、上述したトランジスタ２３の動作状態に関わらず、オペアンプＯＰ２、ＯＰ３の出力が強制的に低電位状態（トランジスタのＶｃｅ（ｓａｔ）≒０．２Ｖ以下）にされる。
【００４４】
これにより、ダーリントン接続されたトランジスタＴ１、Ｔ２がオフ状態となるため、図１における圧力信号および零点の温度補償信号は遮断され、オペアンプＯＰ４にとっての信号は抵抗Ｒ１１からの零点信号のみとなる。ただし、本回路構成の場合には抵抗Ｒ１０に流れる零点温度補償信号には零点信号も事実上重畳されている。よって、トランジスタＱ２をオンさせ、抵抗Ｒ_offsetで制限される電流信号を加算する。これらトランジスタＱ２と抵抗Ｒ_offsetとが電流変更手段に相当する。
【００４５】
これにより、圧力検出時において抵抗Ｒ１０に流れていた電流が抵抗Ｒoffsetに流れ込み、オペアンプＯＰ４及びこのオペアンプＯＰ４の反転入力端子と出力端子との間を連結するように設けられたフィードバック抵抗Ｒ１２とによって構成される加算器のうち、抵抗Ｒ１２を通じて反転入力端子と出力端子との間に流れる電流が変更される。
【００４６】
この場合、接触抵抗がほとんどない正常時でのセンサ出力Ｖｏｕｔは、次式で表される。
【００４７】
【数７】

【００４８】
ただし、Ｖｒｅｆ＝Ｖｃｃ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）である。
【００４９】
なお、Ｖｃｅ（ｓａｔ）Ｑ１は、トランジスタＱ１のＶｃｅ（ｓａｔ）であり、通常０．２Ｖ程度以下である。
【００５０】
従って、接触抵抗が大きくなると、数７で示されたセンサ出力Ｖｏｕｔからズレが生じ、センサ出力をシステム回路側で確認することで、接触抵抗が増大したことを検出することができる。
【００５１】
このように、異常検出時には、圧力センサ１に通常の圧力検出時とは異なる電圧が印加されるようにし、圧力センサ１から圧力に応じた出力電圧ではなく、予め設定された出力電圧が出力されるようにすることで、その予め設定された出力と実際の出力との比較により異常検出を行うことができる。
【００５２】
このような圧力センサ１への印加電圧の切替えはシステム制御回路によって行われる。図２に基づいてシステム制御回路側の説明を行う。
【００５３】
圧力センサ１には、電源電圧Ｖｃｃが印加される端子１ａ、製品出力Ｖｏｕｔを出力する端子１ｂ、ＧＮＤに接続される端子１ｃの３端子が備えられているが、これら３つの端子１ａ〜１ｃがコネクタ５１、５２及びワイヤハーネス５３ａ〜５３ｃを介してシステム制御回路５０に接続される。
【００５４】
システム制御回路５０には、電源電圧Ｖｃｃを形成している電源回路５４が備えられている。この電源回路５４には、所定電圧を発生させる第１の定電圧回路５５と、第１の定電圧回路５５が発生させた電圧に基づいて圧力センサ１への印加電圧を形成する第２の定電圧回路５６という２系統の定電圧回路が備えられている。この第２の定電圧回路５６には電圧切替機能が備えられており、通常時（圧力検出時）には圧力検出に使用される所定範囲の電圧（第１の電圧）が電源電圧Ｖｃｃとして圧力センサ１に印加されるようにし、故障診断時には上記所定範囲外の電圧（第２の電圧）が電源電圧Ｖｃｃとして、具体的には通常時よりも高電圧が圧力センサ１に印加されるようになっている。例えば、第２の定電圧回路５６に設けられたオペアンプ（図示せず）の増幅率を切替えることにより、出力電圧が切替えられるようにしている。なお、この通常時と異常検出時の切替えは後述する電圧切替制御信号に基づいて行われるようになっている。
【００５５】
また、システム制御回路５０には、抵抗５７及びコンデンサ５８で構成されたフィルタと、このフィルタを介して圧力センサ１の出力信号が入力されるＡ／Ｄ変換器５９とが備えられていると共に、Ａ／Ｄ変換器５９からの情報を受け取るＣＰＵ６０、制御プログラムや制御に必要な定数の記憶装置であるＲＯＭ６１、制御過程で行った演算結果の一時記憶装置であるＲＡＭ６２、さらに、システム制御回路５０には、各種スイッチやセンサ信号を取り込むための入力ポート６３、ＣＰＵ６２での処理にしたがって各種アクチュエータへの駆動信号を出力する出力ポート６４が備えられている。この出力ポート６４から電圧切替制御信号が発せられ、第２の定電圧回路５６における電圧切替え制御が行われるようになっている。
【００５６】
ただし、本システム制御回路５０では、もともとＡ／Ｄ変換器５９とセンサ側を同一電圧で使うことで誤差を低減しているので、Ａ／Ｄ変換器５９側に印加される電源電圧Ｖｃｃの情報はセンサ側の第２の定電圧回路５６にも反映されるようにする必要がある。また、このような構成では故障診断時のセンサ出力がＡ／Ｄ変換器５９の入力範囲を越えないように設定する必要があることはいうまでもない。
【００５７】
なお、システム制御回路５０には、製品出力Ｖｏｕｔが入力されるラインとＧＮＤに接続されるラインとの間を連結するようにプルダウン抵抗６５が備えられているが、このプルダウン抵抗６５は従来と同様の役割を果たすものである。
【００５８】
このような構成により、圧力センサ１に対して故障診断時に通常時よりも高電圧を印加することができることから、故障診断時に圧力に基づかない出力電圧を発生させられ、この出力電圧に基づいて異常検出を行うことができる。
【００５９】
（第２実施形態）
図４に本発明の第２実施形態における圧力センサ１の回路構成を示す。また、図５に、図４に示す圧力センサ１のオペアンプＯＰ２、ＯＰ３の回路構成を示す。なお、本実施形態における圧力センサ１の基本構成は第１実施形態と同様であるので、同様の部分については同じ符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００６０】
本実施形態の圧力センサ１は、第１実施形態におけるトランジスタＱ１に代えてトランジスタＱ１’を適用していることが異なる。つまり、第１実施形態ではトランジスタＱ１をｎｐｎトランジスタで構成しているが、本実施形態ではトランジスタＱ１’をｐｎｐトランジスタで構成している。
【００６１】
このため、電源電圧Ｖｃｃを分割抵抗Ｒ_OFF1’、Ｒ_OFF2’、Ｒ_OFF3’によって分圧すると共に、抵抗Ｒ_OFF1’と抵抗Ｒ_OFF2’との間の電圧Ｖｓ１をトランジスタＱ１’のベース駆動用電圧に用い、抵抗Ｒ_OFF2’と抵抗Ｒ_OFF3’との間の電圧Ｖｓ２をトランジスタＱ２のベース駆動用電圧に用いている。
【００６２】
このような構成とすると、図５に示すように、トランジスタＱ１’のコレクタとオペアンプＯＰ２、ＯＰ３内のトランジスタ２６のベースとを抵抗２８を介して接続することにより、トランジスタ２６のオン／オフ駆動を行うことができる。このため、第１実施形態に対してオペアンプＯＰ２、ＯＰ３内におけるトランジスタの数を省略することが可能となる。
【００６３】
このようにすれば、第１実施形態と同様の効果が得られるだけでなく、オペアンプＯＰ２、ＯＰ３の回路構成の簡略化も図ることが可能となる。
【００６４】
（他の実施形態）
上記実施形態では圧力センサ１を例に回路構成を示したが、物理量に対する抵抗値変化を利用した物理量検出装置、例えば加速度センサに適用することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態における圧力センサ１の回路構成を示す図である。
【図２】図１に示す圧力センサ１をシステム制御回路５０に接続したときの概略構成を示した図である。
【図３】図１に示すオペアンプＯＰ２、ＯＰ３の回路構成を示す図である。
【図４】本発明の第２実施形態における圧力センサ１の回路構成を示す図である。
【図５】図４に示すオペアンプＯＰ２、ＯＰ３の回路構成を示す図である。
【図６】従来のプルアップ抵抗を備えた圧力センサとシステム制御回路との接続構成を示す図である。
【図７】従来のプルダウン抵抗を備えた圧力センサとシステム制御回路との接続構成を示す図である。
【図８】従来の圧力センサの回路例を示した図である。
【図９】車載用圧力センサにおける圧力と圧力信号との関係を示す図である。
【図１０】従来のセンサ回路とシステム制御回路との接続状態の模式図である。
【符号の説明】
１…圧力センサ、５０…システム制御回路、５４…電源回路、
５５、５６…第１、第２の定電圧回路、Ｒａ〜Ｒｄ…歪ゲージ、
ＯＰ１〜ＯＰ４…オペアンプ、Ｑ１、Ｑ２…トランジスタ、Ｒ_offset…抵抗。

Claims

測定対象となる物理量に相当する出力電圧を出力するセンサ部（１）を有し、システム制御回路（５０）によって形成される電圧を前記センサ部の電源電圧（Ｖｃｃ）として印加するように構成された物理量検出装置であって、
前記システム制御回路には前記センサ部に印加する電源電圧を変化させる機能が備えられており、
前記センサ部は、前記電源電圧が所定範囲の電圧であると、前記測定対象となる物理量に相当する出力電圧を出力し、前記電源電圧が前記所定範囲外であると、前記物理量とは関係のない予め設定された電圧を出力するようになっており、
前記センサ部には、
前記物理量に応じた出力を発生させるブリッジ回路（Ｒａ〜Ｒｄ）と、
前記ブリッジ回路の出力が入力されるボルテージ・フォロワ回路（ＯＰ２、ＯＰ３）と、
前記ボルテージ・フォロワ回路の出力を制御する制御手段（Ｑ１）とが備えられており、
前記制御手段は、前記電源電圧が前記所定範囲の電圧であると、前記ボルテージ・フォロワ回路が前記ブリッジ回路の出力に応じた出力を発生するように制御し、前記電源電圧が前記所定範囲外であると、前記ボルテージ・フォロワ回路が前記ブリッジ回路の出力に関係ない出力を発生するように制御するようになっていることを特徴とする物理量検出装置。
前記制御手段は、前記電源電圧に基づいてオン／オフ駆動される第１のトランジスタ（Ｑ１）であり、前記電源電圧が前記所定範囲の電圧であると、前記第１のトランジスタがオフ状態とされ、前記電源電圧が前記所定範囲外の電圧であると、前記第１のトランジスタがオン状態とされて前記ボルテージ・フォロワ回路の出力を低電位レベルにするように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の物理量検出装置。
前記センサ部には、
オペアンプ（ＯＰ４）と該オペアンプの反転入力端子と出力端子との間を連結するように設けられた第１の抵抗（Ｒ１２）とを有し、前記ボルテージ・フォロワ回路の出力が前記オペアンプの反転入力端子に入力されると共に、前記電源電圧を分圧して形成した基準電圧が前記オペアンプの非反転入力端子に入力されるように構成された加算器と、
前記電源電圧が前記所定範囲外の電圧であるときに、前記抵抗を通じて前記反転入力端子と前記出力端子との間に流れる電流を変更する電流変更手段（Ｑ２、Ｒoffset）とが備えられていることを特徴とする請求項１又は２に記載の物理量検出装置。
前記電流変更手段は、前記電源電圧に基づいてオン／オフ駆動される第２のトランジスタ（Ｑ２）と、該第２のトランジスタと前記オペアンプの反転入力端子との間を連結するように設けられた第２の抵抗（Ｒoffset）であり、
前記第２のトランジスタは、前記電源電圧が前記所定範囲外の電圧であるときにオン状態となって、前記第２の抵抗に電流を流すようになっていることを特徴とする請求項３に記載の物理量検出装置。