JP4453634B2 - 放電灯点灯装置並びに照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯点灯装置並びにその放電灯点灯装置を備えた照明器具に関するものである。

従来、図２０に示すような放電灯点灯装置が提供されている。この従来装置は、交流電源ＡＣを全波整流する全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの脈流出力を所望の直流出力に変換する（昇圧）チョッパ回路１と、チョッパ回路１の動作を制御するチョッパ制御手段２と、チョッパ回路１の直流出力を高周波出力に変換するインバータ回路３と、インバータ回路３の動作を制御するインバータ制御手段４と、インダクタ、コンデンサ並びに放電灯（何れも図示せず）にて構成され、インバータ回路３の高周波出力との共振作用によって放電灯を高周波点灯する負荷回路５とを備える。

図２１はチョッパ回路１並びにチョッパ制御手段２の具体構成の一例を示している。全波整流器ＤＢの交流入力端には商用交流電源ＡＣが接続されており、全波整流器ＤＢの脈流出力端には小容量のコンデンサＣ１１が接続されている。チョッパ回路１は、全波整流器ＤＢの脈流出力端の正極に一端が接続されたインダクタＬ１１と、インダクタＬ１１の他端にドレインが接続されるとともにソースが抵抗Ｒ１３を介して全波整流器ＤＢの脈流出力端の負極（＝グランド）に接続された、パワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１１と、スイッチング素子Ｑ１１のドレインにアノードが接続されたダイオードＤ１１と、ダイオードＤ１１のカソードが正極に接続されるとともに負極が全波整流器ＤＢの脈流出力端の負極に接続された平滑コンデンサＣ１２とを備える。而して、スイッチング素子Ｑ１１がオンされると、全波整流器ＤＢからインダクタＬ１１、スイッチング素子Ｑ１１、抵抗Ｒ１３を介して電流が流れてインダクタＬ１１にエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１１のオフ時にインダクタＬ１１の蓄積エネルギによる起電力が全波整流器ＤＢの脈流出力に重畳されてダイオードＤ１１を介して平滑コンデンサＣ１２を充電することにより、平滑コンデンサＣ１２の両端から全波整流器ＤＢの脈流出力電圧を昇圧した直流電圧が得られるものである。

一方、チョッパ制御手段２は、汎用の力率改善コントロールＩＣ（例えば、モトローラ社製のＭＣ３４２６１等）２ａで構成され、チョッパ回路１のスイッチング素子Ｑ１１をオン・オフ（スイッチング）制御している。力率改善コントロールＩＣ２ａは、チョッパ回路１の出力電圧を抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分圧した出力検出電圧と基準電圧Ｖrefとの差分を増幅する誤差アンプＡＰと、チョッパ回路１への入力電圧（全波整流器ＤＢの脈流出力電圧）を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した入力検出電圧を誤差アンプＡＰの出力と乗算して脈流出力電圧（交流電源ＡＣの交流電圧）と同期した誤差信号を得るマルチプライヤＭＰと、スイッチング素子Ｑ１１に流れる電流を抵抗Ｒ１３で検出した検出電圧をマルチプライヤＭＰから出力される誤差信号と比較する比較器ＣＰと、インダクタＬ１１に設けられた２次巻線ｎ２からインダクタＬ１１に流れる電流がゼロになる時点を検出するゼロ電流検出部ＺＩと、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにパルス状の駆動信号を出力する駆動信号出力部ＤＲと、比較器ＣＰ並びにゼロ電流検出部ＺＩの出力に基づいて駆動信号出力部ＤＲを制御し、駆動信号のオンデューティ比（スイッチング素子Ｑ１１のオン時間）を調整する制御部ＣＴとを具備する。

制御部ＣＴは、ゼロ電流検出部ＺＩでゼロ電流が検出されたときに駆動信号出力部ＤＲに制御信号を出力してスイッチング素子Ｑ１１をオンとする駆動信号を出力させ、比較器ＣＰにて検出電圧が誤差信号を超えたときに駆動信号出力部ＤＲに制御信号を出力して駆動信号を停止させるように動作するものであって、ゼロ電流検出部ＺＩ及び比較器ＣＰの出力をラッチするラッチ回路（ＲＳフリップフロップ回路）やタイマ回路、ロジック回路等で構成される。而して、スイッチング素子Ｑ１１に流れる電流（入力電流）の検出電圧が交流電源ＡＣの電源電圧に追従した誤差信号を超えたときにスイッチング素子Ｑ１１をオフするように制御部ＣＴが制御動作を行うことにより、交流電源ＡＣからの入力電圧と入力電流の位相差を減少させて力率が改善できるとともに、負荷変動に対してチョッパ回路１の出力電圧を略一定に保つことができるものである。

一方、図２２はインバータ回路３並びにインバータ制御手段４の具体構成の一例を示している。インバータ回路３は、チョッパ回路１の出力端（平滑コンデンサＣ１２の両端）にＭＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直列接続され、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２の両端（ドレイン−ソース間）に負荷回路５が接続されてなる、いわゆるハーフブリッジ型のものである。

また、インバータ制御手段４は、発振周波数が可変である発振回路ＯＳと、発振回路ＯＳから出力される高周波のパルス信号からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号を作成するインバータ駆動回路４ａと、交流電源ＡＣが投入されてインバータ制御手段４が動作を開始してからの経過時間を計時するタイマ回路ＴＭとを具備し、タイマ回路ＴＭで計時する経過時間に応じて発振回路ＯＳの発振周波数を調整する。なお、発振回路ＯＳの基準となる発振周波数は外付けの抵抗Ｒ１６及びコンデンサＣ１３にて設定される。インバータ駆動回路４ａは、発振回路ＯＳの出力するパルス信号から、互いに位相が異なり且つ同時にＬレベルとなる期間（デッドタイム）を有する２つのパルス信号を生成するデッドタイム設定部ＤＴと、一方のパルス信号をレベルシフトするレベルシフト回路ＬＳと、レベルシフト回路ＬＳでレベルシフトされたパルス信号、並びにデッドタイム設定部ＤＴから出力する他方のパルス信号をそれぞれラッチするＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１，ＦＦ２と、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１，ＦＦ２の出力パルスに応じて駆動信号を作成するドライブ回路ＤＤ１，ＤＤ２とを備える。而して、インバータ制御手段４により２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に高周波でオン／オフすることでチョッパ回路１の直流電圧を高周波電圧に変換して負荷回路５に供給するものである。

ところで、放電灯、特に熱陰極型の蛍光灯を点灯する放電灯点灯装置においては、消灯状態から始動、点灯に至るまでにフィラメントの予熱を行う先行予熱期間、先行予熱後に高電圧を印加して放電灯を始動する始動期間が設けられ、始動期間経過後に放電灯を定格点灯あるいは調光点灯するタイマ制御が行われることが多く、このためにインバータ制御手段４にタイマ回路ＴＭが設けてある。すなわち、タイマ回路ＴＭの出力に基づいて発振回路ＯＳの発振周波数（インバータ回路３の動作周波数）が変更され、例えば、先行予熱期間では発振周波数を負荷回路５の無負荷共振周波数よりも充分に高い周波数に設定して放電灯への印加電圧を低電圧とし、始動期間には発振周波数を無負荷共振周波数に近い周波数に設定することで放電灯に高電圧を印加して始動するとともに、始動期間終了後は放電灯に定格ランプ電力を供給し得る周波数に設定する。

なお、上述のインバータ制御手段４の機能を実現する制御用ＩＣも多数商品化されており、チョッパ制御手段２の力率改善コントロールＩＣ２ａと組み合わせて使用される場合が多い。ここで、従来はインバータ回路３のハイサイドのスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路に多数の部品が必要であったが（例えば、特開平１０−３２６６８２号公報等参照）、上述の制御用ＩＣからなるインバータ制御手段４を用いることで部品点数が削減できるとともに、プリント基板の部品配置やパターン配線が容易になるために放電灯点灯装置の小型化並びにコストダウンが実現できる。

ここで、一般に放電灯点灯装置では、無負荷や寿命末期の状態でインバータ回路の動作が継続すると過大な共振電流が流れて回路部品にストレスがかかるため、ランプ電圧などから無負荷や寿命末期の状態（異常状態）を検出してインバータ回路の動作を停止したり、放電灯への供給電力を低減する制御を行って回路を保護している。また、交流電源の瞬時停電（瞬停）によってインバータ回路の直流入力電圧が低下した場合には、放電灯の安定点灯が維持できなくなって立ち消えを起こす虞があるが、このときに放電灯に印加されている電圧が過大であるために上記回路保護機能がはたらいてしまい、交流電源の復帰後に放電灯が再点灯しないことがあるから、交流電源の瞬停を検出したときにインバータ回路の動作モードを初期のモード（電源投入直後や先行予熱時のモード）にリセットする機能が付加されている。

しかしながら、交流電源の電源電圧が定格電圧から瞬間的に降下するレベル（以下、「瞬時降電圧レベル」と呼ぶ。）によっては、以下のような不具合が発生する。

すなわち、上記リセット機能は、通常、他の機器が動作を開始した場合の過負荷による電源電圧の低下を考慮して、定格電圧の７０％程度以下で動作するように設定されている。また、ノイズによる誤動作を考慮して電源電圧の低下がある程度の時間継続した場合に動作するようになっている。

図２３（ａ）は、上記リセット機能を実現する回路（リセット回路）の一例を示し、同図（ｂ）はチョッパ回路１の出力電圧Ｖch、インバータ回路３の出力電圧Ｖｏ、リセット回路の出力電圧Ｖrsを示している。このリセット回路は、交流電源ＡＣを全波整流する全波整流器ＤＢの脈流出力を分圧抵抗Ｒ１７，Ｒ１８で分圧するとともにコンデンサＣ１４で平滑した検出電圧Ｖrsを出力するものであって、リセット回路から出力する検出電圧Ｖrsが所定の閾値Ｖth以下であれば、インバータ制御手段４がインバータ回路３の動作モードを上記初期モード（電源投入直後の動作状態）にリセットする。すなわち、時刻ｔ＝ｔ１に交流電源ＡＣの電源電圧が降下したと仮定したとき、それが瞬停のように電源電圧がほぼゼロまで低下したのであれば、図２３（ｂ）に一点破線で示すようにリセット回路の検出電圧Ｖrsが時刻ｔ＝ｔ２で閾値（定格電圧の７０％程度）Ｖthを下回ってリセット機能がはたらくが、瞬時降電圧レベルが低い場合には図２３（ｂ）に実線で示すようにリセット回路の検出電圧Ｖrsが閾値Ｖthを下回るまでの時間（時刻ｔ＝ｔ１からｔ＝ｔ３までの時間）が極端に長くなり、しかも、この時間（ｔ＝ｔ１〜ｔ３）内ではリセット機能がはたらかないから、チョッパ回路１の出力電圧Ｖchが徐々に低下して放電灯への供給電力も低下し、結果的にインバータ回路３の出力電圧Ｖｏが上昇して共振電流が増大するとともに、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にも進相電流が流れるなどの過大なストレスが印加されるといった課題が発生する。

このような課題を解決することを目的とした放電灯点灯装置が、特許文献１や特許文献２に開示されている。これら２つの特許文献に開示されている放電灯点灯装置では、図２４に示すようにチョッパ回路の出力電圧Ｖchを監視し、出力電圧Ｖchが閾値Ｖthc以下に低下したらインバータ回路の動作モードを初期モード（先行予熱時のモード）に戻すことでインバータ回路の出力電圧Ｖｏを低下させる第１の出力低下手段が設けられている。尚、第１の出力低下手段における閾値Ｖthcについては高い値であるほどストレス回避の効果が大きく、定格電圧の８０％〜９０％に設定することが望ましいとしている。さらに特許文献２に記載のものでは、電源投入後のチョッパ回路の動作開始時および放電灯の点灯直後にチョッパ回路の出力にリプル電圧が発生する時の誤動作を防止するため、電源投入から先行予熱期間、さらに始動期間まで第１の出力低下手段の動作を禁止するようにしている。
特開２００３−２１７８８３号公報 特開２００３−２０３７９５号公報

図２０〜図２２に示した従来例においては、始動期間終了後にインバータ回路３の発振周波が放電灯に定格ランプ電力を供給し得る周波数に設定された直後に、チョッパ回路１の負荷が変動することによってチョッパ回路１の出力にリプル電圧が生じ、そのリプル電圧によって上述のリセット機能に誤動作が発生するおそれがある。特に、始動期間の発振周波数と点灯時の発振周波数との差が大きく、出力変化が大きくなるような場合（例えば、調光点灯の場合）においては、誤動作発生の危険性が高くなる。

さらに、ランプ電圧などから無負荷や寿命末期の状態（異常状態）を検出してインバータ回路の動作を停止したり、放電灯への供給電力を低減する機能を有した第２の出力低下手段は、通常、誤検出を防止するために電源投入後から放電灯の始動期間まで異常検出動作が禁止されることが多いが、上述した第１の出力低下手段の動作禁止解除と第２の出力低下手段の動作禁止解除のタイミングによって次のような不具合が発生する。

図２５（ａ）は電源投入後から先行予熱期間Ｔpfおよび始動期間Ｔstを経て点灯期間Ｔonに至るまでのチョッパ回路の出力電圧Ｖch、インバータ回路の出力電圧Ｖｏ、インバータ回路の発振周波数ｆ、第２の出力低下手段で検出するランプ電圧Ｖlaを示す図であって、先行予熱期間Ｔpf、始動期間Ｔst、点灯期間Ｔonにおけるインバータ回路の発振周波数ｆをｆ１、ｆ２、ｆ３としており、始動期間Ｔstにおける発振周波数（以下、「始動周波数」と呼ぶ。）ｆ２と点灯期間Ｔonにおける発振周波数（以下、「点灯周波数」と呼ぶ。）ｆ３との差が比較的に小さい場合（例えば、定格点灯の場合）の図である。このような場合、第１の出力低下手段の動作禁止期間Ｔx1を少なくとも始動期間Ｔstの途中まで継続しておけば、第２の出力低下手段の動作禁止期間Ｔx2と第１の出力低下手段の動作禁止期間Ｔx1の終了するタイミングに関係なく、正常な動作を行うことができる。

一方、図２５（ｂ）は第２の出力低下手段の動作禁止期間Ｔx2の終了のタイミングを第１の出力低下手段の動作禁止期間Ｔx1の終了後とし、且つ放電灯の寿命末期等で負荷での消費電力が大きくなる場合を示しており、始動期間Ｔstに寿命末期の放電灯が点灯すると負荷での消費電力が過大となってチョッパ回路の出力電圧Ｖchが低下している。このとき、チョッパ回路の出力電圧Ｖchが第１の出力低下手段における閾値Ｖthcを下回っていると、第２の出力低下手段が動作する前に第１の出力低下手段が動作することになってインバータ回路の動作モードが始動モードから先行予熱モードにリセットされるため、先行予熱モード→始動モード→第１の出力低下手段によるリセット動作→先行予熱モード…の繰り返しとなり、回路部品に対して過大なストレスが印加されるなどの課題が生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路部品等への過剰なストレス印加による不具合の発生が防止できる放電灯点灯装置並びに照明器具を提供することにある。

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流する整流器と、インダクタ、平滑コンデンサ並びにスイッチング素子を具備して整流器の出力電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ回路と、１乃至複数のスイッチング素子を具備して該スイッチング素子をスイッチングすることでチョッパ回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、１乃至複数のインダクタ及びコンデンサを具備してインバータ回路から出力される高周波電力との共振作用によって放電灯を点灯させる負荷回路と、インバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることにより放電灯のフィラメントを先行予熱する先行予熱状態から放電灯へ始動電圧を印加する始動状態を経て放電灯を安定点灯させる点灯状態へインバータ回路の動作状態を順次切り替えるインバータ制御手段と、チョッパ回路の出力電圧を検出し、該検出値が第一の閾値以下まで低下した場合にインバータ回路の動作状態を点灯状態から先行予熱状態若しくは始動状態へリセットすることでインバータ回路の出力を低下させる第一の出力低下手段と、放電灯の状態を表す物理量の異常を検出したときにインバータ回路の出力を低下させる第二の出力低下手段と、第一の出力低下手段の動作を禁止する第一のマスク手段と、第二の出力低下手段の動作を禁止する第二のマスク手段と、インバータ回路の動作状態が始動状態から点灯状態へ切り替わる際にインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を段階的若しくは連続的に変化させるスイープ手段とを備え、第一のマスク手段は、先行予熱状態からスイープ手段の動作がほぼ完了するまでの期間で第一の出力低下手段の動作を禁止し、第二のマスク手段は、先行予熱状態から始動状態を経てスイープ手段の動作が完了するまでの期間で第二の出力低下手段の動作を禁止するとともに第一のマスク手段が第一の出力低下手段の動作を許可するよりも先に第二の出力低下手段の動作を許可することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、インバータ回路が具備する少なくともいずれか一つのスイッチング素子に流れる電流を検出し、該検出値が所望の値となるようにインバータ制御手段に対してインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を変化させるフィードバック制御手段と、先行予熱状態から始動状態が完了するまでの間でフィードバック制御手段の動作を禁止するフィードバックマスク手段とを備えたことを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路と、該予熱回路を制御して予熱電流を調整する予熱制御手段とを備え、該予熱制御手段は、インバータ回路の動作状態が先行予熱状態から始動状態の終了までは予熱電流を供給させ、始動状態の終了後は予熱電流を抑制させるように予熱回路を制御することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３の何れかの発明において、第二の出力低下手段は、放電灯の両端電圧を検出する放電灯異常検出部と、該放電灯異常検出部で検出される検出値が所定の閾値を超えたときに出力低下信号を出力する出力低下信号発生部と、出力低下信号発生部より出力低下信号を受け取ったときにインバータ制御手段にインバータ回路の出力を低下させる出力切替部とを備え、出力低下信号発生部は、前記閾値として第一の閾値と該第一の閾値よりも大きい第二の閾値とを有し、第二のマスク手段が第二の出力低下手段の動作を許可した後、スイープ手段の動作が完了するまでの期間に前記閾値を第二の閾値とし、他の期間には前記閾値を第一の閾値とすることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜４の何れかの発明において、第二の出力低下手段は、放電灯の両端電圧のピーク値と該両端電圧に含まれる直流成分とに基づいて放電灯の異常を検出することを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項４又は５の発明において、第二の出力低下手段は、放電灯の状態を表す一の物理量を検出する第一の放電灯異常検出部と、放電灯の状態を表す他の物理量を検出する第二の放電灯異常検出部と、第一の放電灯異常検出部で検出される検出値が所定の閾値を超えたときに第一の出力低下信号を出力する第一の出力低下信号発生部と、第二の放電灯異常検出部で検出される検出値が所定の閾値を超えたときに第二の出力低下信号を出力する第二の出力低下信号発生部と、第一又は第二の出力低下信号発生部より第一又は第二の出力低下信号を受け取ったときにインバータ制御手段にインバータ回路の出力を低下させる出力切替部とを備え、第一又は第二の出力低下信号発生部の少なくとも何れか一方は、前記閾値として第一の閾値と該第一の閾値よりも大きい第二の閾値とを有し、第二のマスク手段が第二の出力低下手段の動作を許可した後、スイープ手段の動作が完了するまでの期間に前記閾値を第二の閾値とし、他の期間には前記閾値を第一の閾値とすることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１〜６の何れかの発明において、第二のマスク手段は、先行予熱状態から始動状態が終了するまでの期間で第二の出力低下手段の動作を禁止することを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、スイープ手段は、集積回路に外付けされるコンデンサの充電又は放電に伴う両端電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、スイープ手段は、タイマ部の出力信号に応じて点灯期間の開始直後から上昇又は下降する直流電圧を出力するスイープ信号生成回路を有し、当該直流電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする。

請求項１０の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、タイマ部は、集積回路に外付けされるコンデンサを充電することで先行予熱期間並びに始動期間を計時するとともに始動期間の終了後に該コンデンサを放電してなり、スイープ手段は、前記コンデンサの放電に伴う両端電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする。

請求項１１の発明は、請求項１〜７の何れかの発明において、インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、タイマ部は、集積回路に外付けされるコンデンサを充電することで先行予熱期間を計時するとともに該コンデンサを放電させることで始動期間を計時してなり、スイープ手段は、前記コンデンサの放電に伴う両端電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする。

請求項１２の発明は、請求項２〜１１の何れかの発明において、インバータ制御手段は、点灯状態においてインバータ回路から出力される高周波電力を外部から与えられる調光比の指令に応じて増減し、スイープ手段は、当該調光比に基づいてインバータ制御手段が高周波電力を減少させる場合にスイープ期間を短縮することを特徴とする。

請求項１３の発明は、請求項１２の発明において、スイープ手段は、第一のマスク手段に対して第一の出力低下手段の動作を禁止及び許可させるためのトリガ信号を出力するとともに、第二のマスク手段に対して第二の出力低下手段の動作を禁止及び許可するためのトリガ信号を出力することを特徴とする。

請求項１４の発明は、上記目的を達成するために、施工面に固定される器具本体と、器具本体に設けられて放電灯が装着されるソケットと、ソケットを介して高周波電力を供給することにより放電灯を点灯する請求項１〜１３の何れかに記載の放電灯点灯装置とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、インバータ回路の動作状態が始動状態から点灯状態へ切り替わる際にインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数をスイープ手段によって段階的若しくは連続的に変化させているので、急激な負荷変動を抑制することができてチョッパ回路の出力電圧に生じるリプルを低減することができ、また、第一のマスク手段が、先行予熱状態からスイープ手段の動作がほぼ完了するまでの期間で第一の出力低下手段の動作を禁止しているから、チョッパ回路の出力電圧に生じたリプルで第一の出力低下手段が誤動作するのを防止でき、さらに、第二のマスク手段が、先行予熱状態から始動状態を経てスイープ手段の動作が完了するまでの期間で第二の出力低下手段の動作を禁止するとともに第一のマスク手段が第一の出力低下手段の動作を許可するよりも先に第二の出力低下手段の動作を許可するようにしているから、放電灯の寿命末期時等で負荷での消費電力が過大となる場合にチョッパ回路の出力電圧が低下して第一の出力低下手段の動作が繰り返されるのを防止し、回路部品等への過剰なストレス印加による不具合の発生を防止できるという効果がある。

（実施形態１）
図１に本実施形態の放電灯点灯装置の概略回路構成を示す。本実施形態の基本構成は図２０に示した従来例とほぼ共通であって、交流電源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの脈流出力を所望の直流出力に変換する（昇圧）チョッパ回路１と、チョッパ回路１の動作を制御するチョッパ制御手段（図示せず）と、チョッパ回路１の直流出力を高周波出力に変換するインバータ回路３と、インバータ回路３の動作を制御するインバータ制御手段と、１乃至複数のインダクタやコンデンサ（何れも図示せず）にて構成され、インバータ回路３の高周波出力との共振作用によって放電灯６を高周波点灯する負荷回路５とを備える。但し、チョッパ回路１並びにチョッパ制御手段については従来例と共通であるから詳細な構成についての図示並びに動作説明は省略する。

インバータ回路３は、従来例と同様にチョッパ回路１の出力端にＭＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が直列接続され、ローサイドのスイッチング素子Ｑ４の両端（ドレイン−ソース間）に負荷回路５が接続されてなる、いわゆるハーフブリッジ型のものである。

インバータ制御手段は、発振周波数が可変である発振回路を主構成要素とするインバータ制御信号発生回路１０と、インバータ制御信号発生回路１０から出力される高周波のパルス信号（インバータ制御信号）からスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動信号を作成するドライブ回路１１と、交流電源ＡＣが投入されてインバータ制御手段が動作を開始してからの経過時間を計時して先行予熱期間、始動期間、点灯期間の開始を示すトリガ信号を出力するタイマ回路１２と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ４のソースに接続された検出抵抗Ｒ21の両端電圧からスイッチング素子Ｑ４に流れる電流を検出し、その検出値が所望の値となるようにインバータ制御信号発生回路１０に対してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチング周波数（発振周波数）を変化させるフィードバック回路１３とを具備し、タイマ回路１２で計時する経過時間に応じてインバータ制御信号発生回路１０の発振周波数を調整するものである。

インバータ制御信号発生回路１０は集積回路（ＩＣ）で構成されており、端子Ｒｏとグランドの間に抵抗Ｒ24，Ｒ25の直列回路が接続され、端子Ｒｓとグランドの間に抵抗Ｒ22とコンデンサＣ15の直列回路が接続され、抵抗Ｒ24，Ｒ25の接続点と抵抗Ｒ22およびコンデンサＣ15の接続点が抵抗Ｒ23を介して接続されるとともに、その接続点に端子Ｒｐが接続されている。端子Ｒｏには定電圧が印加されており、インバータ制御信号発生回路１０では端子Ｒｏを流れる電流が増えるほどインバータ制御信号の周波数（＝発振周波数）を高くするように動作する。そして、タイマ回路１２から先行予熱期間の開始を示すトリガ信号が入力された場合、インバータ制御信号発生回路１０は２つの端子Ｒｓ，Ｒｐをグランドに短絡させることで端子ＲｏにＲ24＋（Ｒ23×Ｒ25）／（Ｒ23＋Ｒ25）の抵抗値Ｒpfで決まる電流を流して該電流に応じた周波数のインバータ制御信号を出力し、タイマ回路１２から始動期間の開始を示すトリガ信号が入力された場合、インバータ制御信号発生回路１０は端子Ｒｓをグランドに短絡させるとともに端子Ｒｐをオープンとすることで端子ＲｏにＲ24＋｛（Ｒ22＋Ｒ23）×Ｒ25｝／（Ｒ22＋Ｒ23＋Ｒ25）の抵抗値Ｒstで決まる電流を流して該電流に応じた周波数のインバータ制御信号を出力し、タイマ回路１２から点灯期間の開始を示すトリガ信号が入力された場合、インバータ制御信号発生回路１０は端子Ｒｓ，Ｒｐをオープンとすることで端子ＲｏにＲ24＋Ｒ25の抵抗値Ｒonで決まる電流を流して該電流に応じた周波数のインバータ制御信号を出力する。すなわち、各期間における抵抗値Ｒpf，Ｒst，ＲonにはＲon＜Ｒst＜Ｒpfの関係が成立し、先行予熱期間では発振周波数を負荷回路５の無負荷共振周波数よりも充分に高い周波数に設定して放電灯６への印加電圧を低電圧とし、始動期間には発振周波数を無負荷共振周波数に近い周波数に下降させて放電灯６に高電圧を印加して始動するとともに、始動期間終了後の点灯期間では放電灯６を安定点灯し得る周波数に設定している。ここで、タイマ回路１２から点灯期間の開始を示すトリガ信号が入力されてインバータ制御信号発生回路１０で端子Ｒｓをオープンにすると、抵抗Ｒ24，Ｒ23を介してコンデンサＣ15が充電されるから、端子Ｒｏに流れる電流が抵抗Ｒ24，Ｒ23およびコンデンサＣ15の値で決まる時定数に応じて徐々に減少することになり、結果的にインバータ制御信号発生回路１０が出力するインバータ制御信号の周波数が連続的に低下することになる。なお、このように始動期間から点灯期間に移行する過程でインバータ回路３の発振周波数を連続的に低下させる期間を「スイープ期間」と呼ぶことにする。

フィードバック回路１３は、非反転入力端子に基準電圧Ｖrefが入力され、反転入力端子に入力抵抗Ｒ28を介して検出抵抗Ｒ21の両端電圧（検出電圧）が入力されるオペアンプＯＰ１を備え、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗Ｒ27とコンデンサＣ16が互いに並列接続され、オペアンプＯＰ１の出力端子がスイッチＳＷを有するフィードバックマスク回路１３ａを介してダイオードＤ12のカソードに接続され、さらにダイオードＤ12のアノードが抵抗Ｒ26を介して端子Ｒｏとグランド間に接続された抵抗Ｒ24，Ｒ25の接続点に接続されて構成されている。すなわち、インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる電流が負荷電力に略比例することを利用し、負荷が大きくなって検出抵抗Ｒ21の検出電圧が上昇するとオペアンプＯＰ１の出力電圧に負帰還がかかって低下し、抵抗Ｒ26およびダイオードＤ12を介して端子Ｒｏの電流を増加させることでインバータ回路３の発振周波数を上昇させ、負荷での消費電力を抑制させるようにフィードバック回路１３が動作することになる。但し、タイマ回路１２から点灯期間の開始を示すトリガ信号が出力されるまで、すなわち、先行予熱期間および始動期間においてはフィードバックマスク回路１３ａのスイッチＳＷがオフすることでフィードバック回路１３のフィードバック制御が禁止（マスク）されている。

また本実施形態では、チョッパ回路１の出力電圧Ｖchを検出し、その検出値が第一の閾値以下まで低下した場合にインバータ回路３の動作状態を点灯状態から先行予熱状態若しくは始動状態へリセットすることでインバータ回路３の出力を低下させる第一の出力低下手段と、放電灯６の異常を検出したときにインバータ回路３の出力を低下させる第二の出力低下手段と、第一の出力低下手段の動作を禁止する第一のマスク回路と、第二の出力低下手段の動作を禁止する第二のマスク回路とが設けられている。

第一の出力低下手段は、チョッパ回路１の出力電圧Ｖchを検出するチョッパ出力電圧検出回路２１と、チョッパ出力電圧検出回路２１で検出された検出値Ｖｘを所定の閾値Ｖthxと比較し、検出値Ｖｘが閾値Ｖthx以下であればタイマ回路１２に対して出力低減信号を出力する出力低減切替回路２０とで構成され、出力低減信号を受けたタイマ回路１２が経過時間の計時をリセットして先行予熱期間の開始を示すトリガ信号をインバータ制御信号発生回路１０に出力することでインバータ回路３の動作が先行予熱状態（先行予熱期間）にリセットされるものである。また、第一のマスク回路２２は、タイマ回路１２から先行予熱期間の開始を示すトリガ信号が出力された時点より、点灯期間の開始を示すトリガ信号が出力された後にスイープ期間が終了する時点まで出力低減切替回路２０が出力低減信号を出力するのを禁止するものである。

第二の出力低下手段は、放電灯６の状態を表す物理量として放電灯６の両端電圧（以下、「ランプ電圧」と呼ぶ）のピーク値を検出する放電灯異常検出回路３０と、放電灯異常検出回路３０で検出される検出値Ｖａが所定の閾値Ｖthaを超えたときに出力低下信号を出力する出力低下信号発生回路３１と、出力低下信号発生回路３１より出力低下信号を受け取ったときにインバータ制御信号発生回路１０に対して出力切替信号を出力してインバータ回路３の出力を低下させる出力切替回路３２とで構成され、出力切替信号を受けたインバータ制御信号発生回路１０がドライブ回路１１に対してスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の駆動を停止させる停止信号を出力することでインバータ回路３を停止するものである。また、第二のマスク回路４０は、タイマ回路１２から先行予熱期間の開始を示すトリガ信号が出力された時点より、点灯期間の開始を示すトリガ信号が出力された時点まで出力低下信号発生回路３１が出力低下信号を出力するのを禁止するものである。

次に、図２の波形図を参照して本実施形態の動作を説明する。尚、図２において（ａ）はチョッパ出力電圧検出回路２１で検出されたチョッパ回路１の出力電圧検出値Ｖｘ、（ｂ）はインバータ回路３の出力電圧Ｖｏ、（ｃ）はインバータ回路３の発振周波数ｆ、（ｄ）は放電灯異常検出回路３０で検出される検出値Ｖａをそれぞれ示している。

いま、時刻ｔ＝０で交流電源ＡＣの電源が投入されたとすると、タイマ回路１２が経過時間の計時を開始し、時刻ｔ＝ｔ１で先行予熱期間の開始を示すトリガ信号をインバータ制御信号発生回路１０に出力する。インバータ制御信号発生回路１０では先行予熱期間に対応した周波数のインバータ制御信号をドライブ回路１１に出力し、ドライブ回路１１がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を駆動してインバータ制御信号の周波数に一致した発振周波数（先行予熱周波数）ｆ１でインバータ回路３を動作させて放電灯６のフィラメントに予熱電流を供給する。時刻ｔ＝ｔ２になるとタイマ回路１２が始動期間の開始を示すトリガ信号をインバータ制御信号発生回路１０に出力し、インバータ制御信号発生回路１０が始動期間に対応した周波数のインバータ制御信号をドライブ回路１１に出力し、ドライブ回路１１がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を駆動してインバータ制御信号の周波数に一致した発振周波数（始動周波数）ｆ２でインバータ回路３を動作させて放電灯６に高電圧（始動電圧）を印加して始動させる。尚、放電灯６が始動するとインバータ回路３の出力電圧Ｖｏは先行予熱期間よりも低下する（図２（ｂ）参照）。

そして、時刻ｔ＝ｔ３になるとタイマ回路１２が点灯期間の開始を示すトリガ信号をインバータ制御信号発生回路１０に出力し、インバータ制御信号発生回路１０が点灯期間に対応した周波数のインバータ制御信号をドライブ回路１１に出力し、ドライブ回路１１がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を駆動してインバータ制御信号の周波数に一致した発振周波数（点灯周波数）ｆ３でインバータ回路３を動作させる。図示例では放電灯６を定格点灯させており、始動周波数ｆ２と点灯周波数ｆ３との差が比較的小さくなっている（図２（ｃ）参照）。既に説明したように、タイマ回路１２から点灯期間の開始を示すトリガ信号が入力されるとインバータ制御信号発生回路１０の端子Ｒｏに流れる電流が抵抗Ｒ24，Ｒ23およびコンデンサＣ15の値で決まる時定数に応じて徐々に減少するためにインバータ制御信号の周波数が連続的に低下し、インバータ回路３の発振周波数ｆが始動周波数ｆ２から点灯周波数ｆ３に向かって連続的に低下する。そして、コンデンサＣ15の充電が完了する時刻ｔ＝ｔ４になるとスイープ期間が終了し、インバータ回路３の発振周波数ｆが点灯周波数ｆ３となって放電灯６が安定点灯する。

一方、タイマ回路１２から点灯期間の開始を示すトリガ信号が出力された時点で第二のマスク回路４０は出力低下信号発生回路３１が出力低下信号を出力するのを許可するとともにフィードバックマスク回路１３ａがスイッチＳＷをオンすることでフィードバック回路１３にフィードバック制御動作を許可し、その後、スイープ期間が終了した時点（時刻ｔ＝ｔ４）で第一のマスク回路２２は出力低減切替回路２０が出力低減信号を出力するのを許可する。尚、図２（ａ）および（ｄ）において矢印で示した期間（時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ４およびｔ１〜ｔ３）はそれぞれ第一のマスク回路２２が出力低減切替回路２０の出力低減信号出力を禁止する期間（第一の禁止期間）、第二のマスク回路４０が出力低下信号発生回路３１の出力低下信号出力を禁止する期間（第二の禁止期間）をそれぞれ示している。

ここで、フィードバック回路１３によって点灯時の発振周波数ｆをフィードバック制御しない場合において、インバータ回路３の動作状態が始動状態から点灯状態に移行したときの放電灯６の消費電力はランプ電圧に応じて比較的低い値から点灯状態における安定値まで上昇していくが、フィードバック回路１３によるフィードバック制御が行われた場合には始動状態から点灯状態に移行する際に点灯状態における安定値まで一気に変化させるため、始動周波数ｆ２に比べて点灯周波数ｆ３が低いことから放電灯６に流れる電流が増加し、チョッパ回路１の出力電圧Ｖchに生じるリプルも増加する傾向になる。しかしながら、上述のように始動期間から点灯期間への移行時にスイープ期間を設けたことにより、放電灯６の消費電力が急激に変動することを抑えてチョッパ回路１の出力電圧Ｖchに生じるリプルを抑制することができる。

而して、本実施形態によれば、上述のようにチョッパ回路１の出力電圧Ｖchに生じるリプルを抑制することができるとともに、第一のマスク回路２２が、先行予熱状態からスイープ期間の完了まで第一の出力低下手段の動作を禁止しているから、チョッパ回路１の出力電圧Ｖchに生じたリプルで第一の出力低下手段が誤動作するのを防止でき、さらに、第二のマスク回路４０が、先行予熱状態から始動状態を経てスイープ期間が完了するまでの期間で第二の出力低下手段の動作を禁止するとともに第一のマスク回路２２が第一の出力低下手段の動作を許可するよりも先に第二の出力低下手段の動作を許可するようにしているから、放電灯６の寿命末期時等で負荷での消費電力が過大となる場合にチョッパ回路１の出力電圧Ｖchが低下して第一の出力低下手段の出力低下動作によりインバータ回路３が先行予熱状態、始動状態、先行予熱状態、…と繰り返されるのを防止し、回路部品等への過剰なストレス印加による不具合の発生を防止できるものである。

尚、本実施形態ではスイープ手段としてコンデンサＣ15を用いたが、集積回路で構成されたインバータ制御信号発生回路１０内でスイープ手段を構成すれば、より正確に第一のマスク回路２２の動作タイミングを設定することが可能である。

（実施形態２）
図３に本実施形態の放電灯点灯装置の概略回路構成を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態では、放電灯６のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路５０と、予熱回路５０を制御して予熱電流を調整する予熱制御回路５１とを設け、予熱制御回路５１が、インバータ回路３の動作状態が先行予熱状態から始動状態の終了までは予熱電流を供給させ、始動状態の終了後は予熱電流を抑制させるように予熱回路５０を制御するようにしている。予熱回路５０は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ４および検出抵抗Ｒ21と並列にコンデンサＣ17、トランスＴ１の一次巻線、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ５の直列回路が接続され、トランスＴ１に設けられた一対の二次巻線が放電灯６の各フィラメントに接続されて構成される。また予熱制御回路５１は、先行予熱期間並びに始動期間で予熱回路５０のスイッチング素子Ｑ５をオンすることでインバータ回路３の動作状態が先行予熱状態から始動状態の終了までは予熱回路５０から予熱電流を供給させ、点灯期間ではスイッチング素子Ｑ５をオフすることでトランスＴ１の一次側電流を極端に抑制し、二次側への供給電力を低減することで予熱電流を抑制させており、放電灯６の点灯時におけるフィラメントでの電力消費を低減することができる。ここで、予熱制御回路５１がスイッチング素子Ｑ５をオフするタイミングについては放電灯６が十分なアーク放電に移行した後であればよく、また、フィードバック回路１３が動作を開始するまでにオフすることが望ましいため、始動期間の終了時としている。すなわち、スイッチング素子Ｑ５がオンしている状態でフィードバック回路１３が動作をする場合はスイッチング素子Ｑ５を流れる電流が負荷回路５の共振電流に加わり、検出抵抗Ｒ21による検出電圧が増加してフィードバック回路１３がインバータ回路３の高周波出力を低下させる方向へフィードバック制御してしまい、放電灯６が立ち消えするなどの問題が発生する虞があるためである。

図４は本実施形態の動作を説明するための波形図であり、図２と同様に（ａ）はチョッパ出力電圧検出回路２１で検出されたチョッパ回路１の出力電圧検出値Ｖｘ、（ｂ）はインバータ回路３の出力電圧Ｖｏ、（ｃ）はインバータ回路３の発振周波数ｆ、（ｄ）は放電灯異常検出回路３０で検出される検出値Ｖａをそれぞれ示している。但し、基本的な動作は実施形態１と共通であるから説明は省略する。

本実施形態が実施形態１と異なる点は、図４（ｄ）に示すように出力低下信号発生回路３１が第一の閾値Ｖtha1と第一の閾値Ｖtha1よりも大きい第二の閾値Ｖtha2とを有し、第二のマスク回路４０から出力低下信号の出力が許可された後、スイープ期間が終了するまでの期間だけ閾値を第二の閾値Ｖtha2とし、他の期間には閾値を第一の閾値Ｖtha1とする点にある。

すなわち、スイープ期間では第一のマスク回路２２によって出力低減切替回路２０が出力低減信号を出力するのを禁止されているため、交流電源ＡＣに瞬停や瞬間的な電圧低下が発生してチョッパ回路１の出力電圧Ｖchが低下しても第一の出力低下手段によってインバータ回路３が先行予熱状態にリセットされることがなく、チョッパ回路１の出力電圧Ｖchの低下に伴ってインバータ回路３の出力も減少して放電灯６のランプ電圧が上昇することになる。しかも、スイープ期間では予熱回路５０のスイッチング素子Ｑ５がオフ状態であるために放電灯６での消費電力が減少するとランプ電圧がさらに上昇することになる。したがって、スイープ期間に上述のような交流電源ＡＣに瞬停や瞬間的な電圧低下が発生すると、ランプ電圧の上昇によって第二の出力低下手段（放電灯異常検出回路３０、出力低下信号発生回路３１、出力切替回路３２）が動作してインバータ回路３の動作を停止してしまい、交流電源ＡＣが復帰した後もインバータ回路３が再起動せずに放電灯６が再点灯しない状態（不点灯状態）となる虞がある。

一方、スイープ期間においてはインバータ回路３の発振周波数ｆが比較的高い値であるから、出力低下信号発生回路３１における閾値を他の期間における閾値（第一の閾値Ｖtha1）より大きくしてもスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４などへ印加されるストレスが比較的小さい状態にあるから、スイープ期間においてのみ出力低下信号発生回路３１の閾値を相対的に大きい第二の閾値Ｖtha2に変更することによって、第二の出力低下手段によるインバータ回路３の動作停止を回避して交流電源ＡＣの復帰後における不具合（電源復帰後の放電灯６の不点灯）の発生を防ぐことができる。

（実施形態３）
図５に本実施形態の放電灯点灯装置の概略回路構成を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態２と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態では、放電灯６のランプ電圧のピーク・ツウ・ピーク値を検出する第一の放電灯異常検出回路３０Ａと、ランプ電圧に含まれる直流成分を検出する第二の放電灯異常検出回路３０Ｂと、第一の放電灯異常検出回路３０Ａで検出される検出値Ｖa1が所定の閾値Ｖtha1を超えたときに第一の出力低下信号を出力する第一の出力低下信号発生回路３１Ａと、第二の放電灯異常検出回路３０Ｂで検出される検出値Ｖa2が所定の閾値Ｖtha2を超えたときに第二の出力低下信号を出力する第二の出力低下信号発生回路３１Ｂと、第一の出力低下信号と第二の出力低下信号の論理和を演算して第一又は第二の出力低下信号の少なくとも何れか一方が出力されていれば、出力切替回路３２に対して出力低下信号を出力するオアゲート３３とが第二の出力低下手段に設けてある。

第一の放電灯異常検出回路３０Ａは、ランプ電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ29，Ｒ30と、分圧抵抗Ｒ29，Ｒ30の接続点に一端が接続されたコンデンサＣ19と、コンデンサＣ19の他端にカソードが接続されるとともにアノードがグランドに接続されたダイオードＤ14と、ダイオードＤ12のカソードにアノードが接続されたダイオードＤ13と、ダイオードＤ13のカソードとグランドの間に挿入された抵抗Ｒ31とコンデンサＣ18の並列回路とで構成され、ランプ電圧のピーク・ツウ・ピーク値に対応した検出電圧Ｖa1をコンデンサＣ18の両端から出力するものである。

一方、第二の放電灯異常検出回路３０Ｂは、ランプ電圧を積分する抵抗Ｒ33およびコンデンサＣ20の積分回路と、コンデンサＣ20の一端にアノードが接続されたダイオードＤ15と、ダイオードＤ15のカソードとグランドの間に挿入された抵抗Ｒ34と、アノードがダイオードＤ15のアノードに接続されるとともにカソードがｐｎｐ型のバイポーラトランジスタ（以下、「トランジスタ」と略す）Ｑ６のベースに接続されたツェナーダイオードＺＤ１と、トランジスタのコレクタとダイオードＤ15のカソードの間に挿入された抵抗Ｒ32と、トランジスタＱ６のエミッタ−ベース間に並列接続されたコンデンサＣ21および抵抗Ｒ35とを備え、トランジスタＱ６のコレクタに基準電圧Ｖref2が印加されて構成されている。積分回路のコンデンサＣ20の両端にはランプ電圧に含まれる直流成分に応じた電圧が発生し、正常な放電灯６が点灯しているときのランプ電圧には直流成分がほとんど含まれないため、コンデンサＣ20の両端電圧は略０Ｖとなる。そして、フィラメントのエミッタが消耗して放電灯６に半波放電が生じた場合、半波放電による直流成分がグランドに対して正電位であれば、コンデンサＣ20の両端に直流成分に応じた直流電圧が発生し、その直流電圧を抵抗Ｒ33、Ｒ34、ダイオードＤ15で分圧した検出電圧Ｖa2が第二の出力低下信号発生回路３１Ｂに出力される。また、半波放電による直流成分がグランドに対して負電位であれば、コンデンサＣ20の両端電圧が増加して基準電圧Ｖref2とツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖzdの差分（＝Ｖref2−Ｖzd）を超えて抵抗Ｒ３３，Ｒ３５で分圧された電圧がトランジスタＱ６のベース・エミッタ間電圧Ｖbe以上になるとトランジスタＱ６がオンし、基準電圧Ｖref2を抵抗Ｒ32，Ｒ34で分圧した検出電圧Ｖa2が第二の出力低下信号発生回路３１Ｂに出力される。

第一の出力低下信号発生回路３１Ａは、第一の放電灯異常検出回路３０Ａから出力される検出電圧Ｖa1を所定の閾値Ｖthaと比較し、検出電圧Ｖa1が閾値Ｖtha以上のときに第一の出力低下信号をオアゲート３３に出力する。また第二の出力低下信号発生回路３１Ｂは、第二の放電灯異常検出回路３０Ｂから出力される検出電圧Ｖa2を第一又は第二の閾値Ｖtha1，Ｖtha2（＞Ｖtha1）と比較し、検出電圧Ｖa1が閾値Ｖtha1，Ｖtha2以上のときに第二の出力低下信号をオアゲート３３に出力する。尚、第一及び第二の出力低下信号発生回路３１Ａ，３１Ｂは何れも始動期間が終了するまで第二のマスク回路４０によって出力低信号の出力が禁止されている。さらに、第二の出力低下信号発生回路３１Ｂでは、第二のマスク回路４０から出力低下信号の出力が許可された後、スイープ期間が終了するまでの期間だけ閾値を第二の閾値Ｖtha2とし、他の期間には閾値を第一の閾値Ｖtha1としている。

図６は本実施形態の動作を説明するための波形図であり、図２や図４と同様に（ａ）はチョッパ出力電圧検出回路２１で検出されたチョッパ回路１の出力電圧検出値Ｖｘ、（ｂ）はインバータ回路３の出力電圧Ｖｏ、（ｃ）はインバータ回路３の発振周波数ｆ、（ｄ）は第一の放電灯異常検出回路３０Ａで検出される検出値Ｖa1、（ｅ）は第二の放電灯異常検出回路３０Ｂで検出される検出値Ｖa2をそれぞれ示している。但し、基本的な動作は実施形態２と共通であるから説明は省略する。

ここで、タイマ回路１２から点灯期間の開始を示すトリガ信号が出力されたときの動作について説明する。始動期間には予熱回路５０のスイッチング素子Ｑ５がオンしているために放電灯６のフィラメントには十分な予熱電流が供給されており、始動期間が終了してスイッチング素子Ｑ５がオフすると予熱電流が急激に抑制される。このとき、フィラメントのスポット（輝点）が不安定となり、スポットが安定するまでランプ電圧に直流成分が発生する場合があるが、この直流成分はスポットの安定後に消失するものであるから第二の放電灯異常検出回路３０Ｂで検出することは望ましくない。本実施形態では、スイープ期間においてのみ第二の出力低下信号発生回路３１Ｂの閾値を相対的に大きい第二の閾値Ｖtha2に変更しているため、上述のようにスイープ期間においてスポットが不安定な状態で生じる直流成分を誤検出することが防止できるものである。

上述のように本実施形態では、実施形態２に対して、ランプ電圧に含まれる直流成分を検出する第二の放電灯異常検出回路３０Ｂと、第二の放電灯異常検出回路３０Ｂで検出される検出値Ｖa2が所定の閾値Ｖtha2を超えたときに第二の出力低下信号を出力する第二の出力低下信号発生回路３１Ｂと、第一の出力低下信号と第二の出力低下信号の論理和を演算して第一又は第二の出力低下信号の少なくとも何れか一方が出力されていれば、出力切替回路３２に対して出力低下信号を出力するオアゲート３３とを第二の出力低下手段に設けているため、放電灯６の寿命末期状態（フィラメントのエミレス状態）を確実に検出してインバータ回路３を停止することができ、放電灯点灯装置の安全性が向上できるものである。

（実施形態４）
図７に本実施形態の放電灯点灯装置の概略回路構成を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態２と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態では、インバータ制御信号発生回路１０、ドライブ回路１１、タイマ回路１２、フィードバック回路１３の一部（抵抗Ｒ27，Ｒ28及びコンデンサＣ16を除く部分）、出力低減切替回路２０、第１のマスク回路２２、出力低下信号発生回路３１、出力切替回路３２、第２のマスク回路４０、予熱制御回路５１が一つの集積回路ＩＣ１として構成され、インバータ制御信号発生回路１０に接続する３つの端子Ｒｐ，Ｒｓ，Ｒｏに抵抗Ｒ22〜Ｒ25が接続されている。但し、実施形態２において抵抗Ｒ23，Ｒ25に接続されていたコンデンサＣ15は、集積回路ＩＣ１に設けられたスイープ制御用の端子Ｔｓとグランドの間に接続されている。

図８（ａ）にインバータ制御信号発生回路１０の具体的な回路構成図を示す。インバータ制御信号発生回路１０は、タイマ回路１２並びにスイープ回路１４の出力に応じてインバータ回路３の発振周波数ｆを決定する点灯周波数設定回路４２と、タイマ回路１２からの出力に応じてオン・オフする３つの制御用スイッチ素子ＳＷ11，ＳＷ12，ＳＷ13と、制御用スイッチ素子ＳＷ11，ＳＷ12，ＳＷ13のオン・オフ動作によって点灯周波数設定回路４２からの信号に応じたインバータ制御信号を生成する信号変換回路４５と、外付けのコンデンサＣ15とともスイープ手段を構成するスイープ回路１４とを備え、集積回路ＩＣ１に含まれる基準電源回路４６で作成される安定した基準電源が動作電源として各回路４２，４５，１４に供給されている。なお、本実施形態では点灯周波数設定回路４２と信号変換回路４５とで周波数設定部が構成されている。

点灯周波数設定回路４２は、主にオペアンプＯＰ２と、オペアンプＯＰ２の出力端に抵抗を介してベースが接続されるｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ（以下、トランジスタという。）Ｑ７とを具備し、トランジスタＱ７のエミッタが端子Ｒｏを介して外付けの抵抗Ｒ24，Ｒ25に直列接続されることでバッファ回路を構成しており、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に入力するスイープ回路１４の出力信号に略等しい電圧をトランジスタＱ７のエミッタ側に発生するものである。

信号変換回路４５は、点灯周波数設定回路４２の出力電流（端子Ｒｏに流れる電流）を所定比で変換するミラー回路Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３と、外付けのコンデンサＣplsの両端電圧とトランスファゲート回路で設定されるしきい値Ｖth1又はＶth2とを比較する比較器ＣＰ１と、比較器ＣＰ１の出力信号に応じてオン・オフする制御用スイッチ素子ＳＷ１とを備え、制御用スイッチ素子ＳＷ１がオフの場合はミラー回路Ｍ３へシンクされる一定電流でコンデンサＣplsを放電し、制御用スイッチ素子ＳＷ１がオンの場合はミラー回路Ｍ２からソースされる一定電流からミラー回路Ｍ３へシンクされる一定電流を減じた電流でコンデンサＣplsを充電するものである。すなわち、信号変換回路４５では、比較器ＣＰ１の出力に応じて、周期的にコンデンサＣplsの充放電を切り替えるとともに充放電周期に等しい周期信号（インバータ制御信号）をドライブ回路１１へ出力する。

制御用スイッチ素子ＳＷ11はトランジスタＱ７のベースとグランドとの間に接続され、タイマ回路１２の第１の出力信号Ｖt1によってオン・オフされる。また制御用スイッチ素子ＳＷ12は端子Ｒｓとグランドとの間に接続され、タイマ回路１２の第２の出力信号Ｖt2によってオン・オフされる。さらに制御用スイッチ素子ＳＷ13は端子Ｒｐとグランドとの間に接続され、タイマ回路１２の第３の出力信号Ｖt3によってオン・オフされる。

次に、インバータ制御信号発生回路１０の動作について説明する。電源が投入されてから先行予熱期間が開始するまではタイマ回路１２の第１の出力信号Ｖt1がＨレベルとなって制御用スイッチ素子ＳＷ11がオンしており、トランジスタＱ７のベースに電流が供給されないために点灯周波数設定回路４２の出力電流及び出力電圧が略ゼロとなってミラー回路Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３に流れる電流がゼロとなり、コンデンサＣplsの充放電が行われないためにインバータ制御信号発生回路１０からインバータ制御信号が出力されず、その結果、インバータ回路３が停止した状態に保たれることになる。

先行予熱期間が開始すると、タイマ回路１２が第１の出力信号Ｖt1をＬレベルとし、第２及び第３の出力信号Ｖt2，Ｖt3をＨレベルとしてインバータ制御信号発生回路１０の制御用スイッチ素子ＳＷ11をオフするとともに制御用スイッチ素子ＳＷ12，ＳＷ13を双方ともオンする。制御用スイッチ素子ＳＷ11がオフ、制御用スイッチ素子ＳＷ12，ＳＷ13がオンすれば、スイープ回路１４から点灯周波数設定回路４２に入力する直流電圧信号に略等しい電圧が点灯周波数設定回路４２（トランジスタＱ７のエミッタ）から出力される。また、このときに集積回路ＩＣ１（インバータ制御信号発生回路１０）の２つの端子Ｒｓ，Ｒｐがグランドに接続されて端子ＲｏにＲ24＋（Ｒ23×Ｒ25）／（Ｒ23＋Ｒ25）の抵抗値Ｒpfで決まる電流が流れ、この電流が点灯周波数設定回路４２の出力電流となる。また、始動期間が開始すると、タイマ回路１２が第１及び第３の出力信号Ｖt1，Ｖt3を双方ともＬレベルとし、第２の出力信号Ｖt2をＨレベルとしてインバータ制御信号発生回路１０の制御用スイッチ素子ＳＷ11，ＳＷ13をオフするとともに制御用スイッチ素子ＳＷ12をオンする。制御用スイッチ素子ＳＷ11，ＳＷ13がオフ、制御用スイッチ素子ＳＷ12がオンすれば、スイープ回路１４から点灯周波数設定回路４２に入力する直流電圧信号に略等しい電圧が点灯周波数設定回路４２から出力される。また、このときに集積回路ＩＣ１の端子Ｒｓがグランドに接続されるとともに端子Ｒｐがオープンとなることで端子ＲｏにＲ24＋｛（Ｒ22＋Ｒ23）×Ｒ25｝／（Ｒ22＋Ｒ23＋Ｒ25）の抵抗値Ｒstで決まる出力電流が流れる。さらに、点灯期間が開始すると、タイマ回路１２が第１〜第３の出力信号Ｖt1〜Ｖt3を全てＬレベルとしてインバータ制御信号発生回路１０の制御用スイッチ素子ＳＷ11〜ＳＷ13を全てオフする。制御用スイッチ素子ＳＷ11〜ＳＷ13が全てオフすれば、スイープ回路１４から点灯周波数設定回路４２に入力する直流電圧信号に略等しい電圧が点灯周波数設定回路４２から出力される。また、このときに集積回路ＩＣ１の端子Ｒｓ，Ｒｐがオープンとなることで端子ＲｏにＲ24＋Ｒ25の抵抗値Ｒonで決まる電流が流れる。つまり、実施形態２で説明したように、先行予熱期間、始動期間、点灯期間の各期間における抵抗値Ｒpf，Ｒst，ＲonにはＲon＜Ｒst＜Ｒpfの関係が成立する。

而して、点灯周波数設定回路４２の出力電流、すなわち、集積回路ＩＣ１の端子Ｒｏから流れる電流が信号変換回路４５のミラー回路Ｍ１を介して他のミラー回路Ｍ２，Ｍ３に伝達され、この電流によって外付けのコンデンサＣplsが充放電される。コンデンサＣplsの両端電圧が、比較器ＣＰ１においてトランスファゲート回路で設定されるしきい値Ｖth1又はＶth2と比較され、比較器ＣＰ１の出力信号に応じて制御用スイッチ素子ＳＷ１がオン・オフされる。そして、制御用スイッチ素子ＳＷ１がオフであればミラー回路Ｍ３へシンクされる一定電流でコンデンサＣplsが放電され、制御用スイッチ素子ＳＷ１がオンであればミラー回路Ｍ２からソースされる一定電流からミラー回路Ｍ３へシンクされる一定電流を減じた電流でコンデンサＣplsが充電される。すなわち、信号変換回路４５により、比較器ＣＰ１の出力に応じて、周期的にコンデンサＣplsの充放電が切り替えられるとともに充放電周期に等しい周期信号（インバータ制御信号）がドライブ回路１１へ出力される。ここで、コンデンサＣplsの充放電電流は点灯周波数設定回路４２の出力電流によって決まり、先行予熱期間の出力電流＞始動期間の出力電流＞点灯期間の出力電流の関係が成立するから、先行予熱期間ではインバータ回路３の発振周波数ｆを負荷回路５の無負荷共振周波数よりも充分に高い周波数に設定して放電灯６への印加電圧を低電圧とし、始動期間には発振周波数ｆを無負荷共振周波数に近い周波数に下降させて放電灯６に高電圧を印加して始動するとともに、始動期間終了後の点灯期間では放電灯６を安定点灯し得る発振周波数（始動期間の発振周波数よりも低い周波数）に設定することができる。

一方、スイープ回路１４は、図８（ｂ）に示すように主に３つの定電流源iref1、iref2、iref3、２つのバイポーラトランジスタ（以下、トランジスタと略す。）Ｑ８，Ｑ９、ミラー回路Ｍ４、比較器ＣＰ２、制御用スイッチ素子ＳＷ15、トランスファゲート回路、分圧回路６４などで構成される。基準電源回路４６から供給される基準電源電圧が分圧回路６４で分圧されて互いに異なる２つのしきい値電圧ＶthA，ＶthB（ＶthB＜ＶthA）が生成されており、一方のしきい値電圧ＶthAがｐｎｐ型のトランジスタＱ９のベースに入力され、他方のしきい値電圧ＶthBが比較器ＣＰ２の非反転入力端子に入力されている。トランジスタＱ９のエミッタには抵抗を介してｎｐｎ型のトランジスタＱ８のベース並びに定電流源iref1が接続されているので、トランジスタＱ８のエミッタ電圧とトランジスタＱ９のベースに印加されるしきい値電圧ＶthAとが略等しくなる。トランジスタＱ８のエミッタには端子Ｔｓを介して外付けのコンデンサＣ15が接続されるとともに比較器ＣＰ２の反転入力端子とミラー回路Ｍ４が接続されているため、コンデンサＣ15がしきい値電圧ＶthAに略等しい電圧まで充電される。比較器ＣＰ２ではコンデンサＣ15の両端電圧をしきい値電圧ＶthBと比較しており、コンデンサＣ15の両端電圧がしきい値電圧ＶthBよりも高いときにＬレベル、コンデンサＣ15の両端電圧がしきい値電圧ＶthBよりも低いときにＨレベルの信号をトランスファゲート回路に出力する。また、タイマ回路１２の第２の出力信号Ｖt2を反転させた信号によってオン・オフする制御用スイッチ素子ＳＷ15がトランジスタＱ８のベースとグランドとの間に接続されている。制御用スイッチ素子ＳＷ15がオフのときはトランジスタＱ８を介して外付けのコンデンサＣ15が充電され、制御用スイッチ素子ＳＷ15がオンのときはトランジスタＱ８が動作しないから外付けのコンデンサＣ15が充電されず、その両端電圧がほぼ０［Ｖ］となる。

図９はスイープ回路１４の動作を説明するための波形図である。既に説明したようにタイマ回路１２の第２の出力信号Ｖt2は先行予熱期間（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）並びに始動期間（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）においてＨレベル、点灯期間（ｔ＝ｔ３〜）においてＬレベルとなり（図９（ａ）参照）、第２の出力信号Ｖt2を反転した信号が制御用スイッチ素子ＳＷ15のゲートに入力されているため、先行予熱期間並びに始動期間で制御用スイッチ素子ＳＷ15がオフとなり、点灯期間で制御用スイッチ素子ＳＷ15がオンとなる（図９（ｂ）参照）。つまり、先行予熱期間並びに始動期間においては制御用スイッチ素子ＳＷ15がオフであるからトランジスタＱ８を介して外付けのコンデンサＣ15が充電され、コンデンサＣ15の両端電圧がしきい値ＶthBよりも高くなる（図９（ｃ）参照）。したがって、比較器ＣＰ２の出力がＬレベルとなるためにトランスファゲート回路からはコンデンサＣ15の両端電圧に略等しい一定電圧が点灯周波数設定回路４２に出力される（図９（ｄ）参照）。そして、始動期間が終了した時点（ｔ＝ｔ３）で第２の出力信号Ｖt２がＬレベルになると（図９（ａ）参照）、制御用スイッチ素子ＳＷ15がオンとなってトランジスタＱ８のベースに電流が供給されなくなり（図９（ｂ）参照）、外付けのコンデンサＣ15の充電電荷がミラー回路Ｍ４によって決まる定電流により放電され、その両端電圧がほぼ一定の傾きで低下する（図９（ｃ）参照）。したがって、点灯周波数設定回路４２に出力される電圧もコンデンサＣ15の両端電圧と同じ傾きで低下し、その両端電圧がしきい値ＶthBを下回ったとき（ｔ＝ｔ４）に比較器ＣＰ２の出力がＨレベルに切り替わるためにトランスファゲート回路からはしきい値ＶthBに略等しい一定電圧が点灯周波数設定回路４２に出力される（図９（ｄ）参照）。すなわち、点灯期間が開始した時点（ｔ＝ｔ３）から所定の期間（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）ではスイープ回路１４の出力が一定の傾きで低下するためにインバータ制御信号発生回路１０からドライブ回路１１に出力されるインバータ制御信号の周波数も同様に一定の傾きで下降することになり、スイープ回路１４によってインバータ回路３の発振周波数を連続的に低下させるスイープ期間を設定することができる。

而して、本実施形態では定電流源iref1〜iref3を有し集積回路ＩＣ１内で構成されるスイープ回路１４と外付けのコンデンサＣ15とでスイープ手段を構成しているため、コンデンサＣ15のみでスイープ手段を構成している実施形態２に比べて、より正確に第一のマスク回路２２の動作タイミングを設定することが可能となる。なお、本実施形態ではコンデンサＣ15の放電電流を利用してインバータ制御信号を連続的に下降させるようにしているが、コンデンサＣ15の充電電流を利用しても構わない。また、チョッパ回路１のチョッパ制御手段も集積回路で構成可能であるから、インバータ制御信号発生回路１０等とともに集積回路ＩＣ１に含むようにしても構わない。

（実施形態５）
図１０に本実施形態の放電灯点灯装置の概略回路構成を示し、図１１に本実施形態におけるインバータ制御信号発生回路１０の具体的な回路構成を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態４と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態は、コンデンサＣ15の代わりにスイープ信号生成回路１５を集積回路ＩＣ１に外付けした点が実施形態４と異なる。スイープ信号生成回路１５は、図１２（ｂ）に示すように先行予熱期間（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）並びに始動期間（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）においてはしきい値ＶthBよりも高い一定レベルであり、点灯期間（ｔ＝ｔ３〜）においては一定の傾きでレベルが低下する電圧信号（スイープ信号）を出力するものである。なお、スイープ信号生成回路１５の具体的な回路構成は、図１２（ｂ）に示す波形の出力信号が得られるものであれば特にどのようなものであってもよく、例えば、マイコンで構成すれば高い精度の信号を出力することが可能となる。

而して、スイープ信号生成回路１５から出力されるスイープ信号がスイープ回路１４の比較器ＣＰ２の反転入力端子に入力されているので、実施形態４で説明したように点灯周波数設定回路４２に出力される電圧がスイープ信号と同じ傾きで低下し、その両端電圧がしきい値ＶthBを下回ったとき（ｔ＝ｔ４）に比較器ＣＰ２の出力がＨレベルに切り替わるためにトランスファゲート回路からはしきい値ＶthBに略等しい一定電圧が点灯周波数設定回路４２に出力される（図１２（ｂ）参照）。すなわち、点灯期間が開始した時点（ｔ＝ｔ３）から所定の期間（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）では、スイープ信号によってスイープ回路１４の出力が一定の傾きで低下し、インバータ制御信号発生回路１０からドライブ回路１１に出力されるインバータ制御信号の周波数も同様に一定の傾きで下降するため、スイープ信号によってスイープ期間を設定することができる。なお、本実施形態ではスイープ回路１４の構成を実施形態４と共通としたが、スイープ信号に対して図１２（ｃ）に示すような信号を出力できるものであれば、他の回路構成であっても構わない。

（実施形態６）
図１３に本実施形態の放電灯点灯装置の概略回路構成を示し、図１４に本実施形態におけるタイマ回路１２の具体的な回路構成を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態４と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態では、実施形態４と同様に集積回路ＩＣ１の端子Ｔｓに外付けのコンデンサＣ15が接続され、この端子Ｔｓにインバータ制御信号発生回路１０だけでなくタイマ回路１２が接続されている。

タイマ回路１２は、タイマ周期設定回路４１１と、タイマ発振回路４１２と、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦとを備えている。タイマ周期設定回路４１１は、主にオペアンプＯＰ３と、オペアンプＯＰ３の出力端に抵抗を介してベースが接続されるｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ（以下、トランジスタという。）と、トランジスタのエミッタとグランドとの間に接続された抵抗Ｒtimとを具備したバッファ回路を構成しており、基準電源回路４６の出力電圧（基準電圧）を分圧抵抗で分圧した電圧に略等しい電圧をトランジスタのエミッタ側に発生するものである。

またタイマ発振回路４１２は、タイマ周期設定回路４１１の出力電流（抵抗Ｒtimに流れる電流）を所定比で変換するミラー回路Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６と、外付けのコンデンサＣ15の両端電圧とトランスファゲート回路ＴＧ１で設定されるしきい値Ｖths又はＶthoとを比較する比較器ＣＰ３と、外付けのコンデンサＣ15の両端電圧とトランスファゲート回路ＴＧ２で設定されるしきい値Ｖthp又は０Ｖとを比較する比較器ＣＰ４と、比較器ＣＰ３の出力信号に応じてオン・オフする制御用スイッチ素子ＳＷ８とを備える。比較器ＣＰ３は、コンデンサＣ15の両端電圧が反転入力端子に入力されるとともに一方のトランスファゲート回路ＴＧ１から選択的に出力されるしきい値Ｖths又はＶthoが非反転入力端子に入力され、コンデンサＣ15の両端電圧がしきい値Ｖths又はＶthoよりも高ければＬレベル、コンデンサＣ15の両端電圧がしきい値Ｖths又はＶthoよりも低ければＨレベルの信号を出力する。比較器ＣＰ３の出力がＬレベルとなって制御用スイッチ素子ＳＷ８がオフの場合にミラー回路Ｍ６へシンクされる一定電流でコンデンサＣ15が放電され、比較器ＣＰ３の出力がＬレベルとなって制御用スイッチ素子ＳＷ８がオンのときにミラー回路Ｍ５からソースされる一定電流からミラー回路Ｍ６へシンクされる一定電流を減じた電流でコンデンサＣ15が充電される。一方、比較器ＣＰ４は、コンデンサＣ15の両端電圧が反転入力端子に入力されるとともに他方のトランスファゲート回路ＴＧ２から選択的に出力されるしきい値Ｖths又はＶthoが非反転入力端子に入力され、コンデンサＣ15の両端電圧がしきい値Ｖthp又は０よりも高ければＬレベル、コンデンサＣ15の両端電圧がしきい値Ｖthp又は０よりも低ければＨレベルの信号を出力する。

図１５に示すように先行予熱期間（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）並びに始動期間（ｔ＝ｔ２〜ｔ３）においては、制御用スイッチ素子ＳＷ８がオンとなってミラー回路Ｍ５からソースされる一定電流からミラー回路Ｍ６へシンクされる一定電流を減じた電流で充電されるためにコンデンサＣ15の両端電圧が一定の傾きで上昇し（図１５（ａ）参照）、トランスファゲート回路ＴＧ２のしきい値Ｖthpを超えると比較器ＣＰ４の出力信号がＬレベルからＨレベルに切り替わる（図１５（ｄ）参照）。このとき、コンデンサＣ15の両端電圧はトランスファゲート回路ＴＧ１のしきい値Ｖthsよりも低いから比較器ＣＰ３の出力信号がＨレベルとなっており（図１５（ｂ）参照）、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦの出力信号はＬレベルとなる（図１５（ｃ）参照）。コンデンサＣ15の両端電圧がさらに上昇してトランスファゲート回路ＴＧ１のしきい値Ｖthsを超えると（ｔ＝ｔ３）、比較器ＣＰ３の出力がＨレベルからＬレベルに切り替わり（図１５（ｂ）参照）、トランスファゲート回路ＴＧ１のしきい値もＶthsからＶtho（＜Ｖths）に切り替わる。比較器ＣＰ３の出力がＬレベルになると制御用スイッチ素子ＳＷ８がオフするため、コンデンサＣ15の充電電荷が放電されてその両端電圧がミラー回路Ｍ６によって決まる放電電流値に応じた一定の傾きで下降する（図１５（ａ）参照）。また、比較器ＣＰ３の出力がＨレベルからＬレベルに切り替わることでセット端子にトリガ信号が入力されるため、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦの出力信号がＨレベルとなる（図１５（ｃ）参照）。さらにコンデンサＣ15の両端電圧がトランスファゲート回路ＴＧ１のしきい値Ｖthoを下回ると（ｔ＝ｔ４）、比較器ＣＰ３の出力がＬレベルからＨレベルに切り替わり（図１５（ｂ）参照）、制御用スイッチ素子ＳＷ８がオンとなってコンデンサＣ15の充電が再開される（図１５（ａ）参照）。

したがって、ＲＳフリップフロップ回路ＦＦの出力信号並びに比較器ＣＰ４の出力信号をそれぞれ反転すれば、実施形態４における第２及び第３の出力信号Ｖt2，Ｖt3が得られ、実施形態４で説明したようにインバータ制御信号発生回路１０から先行予熱期間、始動期間、点灯期間に適したインバータ制御信号を出力することができる。また、コンデンサＣ15の両端電圧がインバータ制御信号発生回路１０のスイープ回路１４に入力されている点は実施形態４と共通であり、点灯期間の初期（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）においてはスイープ回路１４の出力がコンデンサＣ15の両端電圧と同様に一定の傾きで低下するため（図１５（ｅ）参照）、インバータ制御信号発生回路１０からドライブ回路１１に出力されるインバータ制御信号の周波数も同様に一定の傾きで下降し、スイープ回路１４によってインバータ回路３の発振周波数を連続的に低下させるスイープ期間を設定することができる。しかも、本実施形態ではコンデンサＣ15の充電動作をタイマ回路１２における計時動作に利用しているため、集積回路ＩＣ１の回路構成が簡略化できるという利点がある。

（実施形態７）
図１６に本実施形態におけるタイマ回路１２の具体的な回路構成を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態６と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して図示並びに説明を省略する。

図１６に示すように一方のトランスファゲート回路ＴＧ１が比較器ＣＰ４に接続されるとともに他方のトランスファゲート回路ＴＧ２が比較器ＣＰ３に接続されている点と、比較器ＣＰ３の出力信号を反転した信号がセット端子に入力される第１のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の他に第１のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の出力信号と比較器ＣＰ４の出力信号の論理積がトリガ信号としてセット端子に入力される第２のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ２が設けられている点と、第１のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の出力によってオン・オフされる制御用スイッチ素子ＳＷ９が比較器ＣＰ３の出力端子とグランドとの間に接続されている点とが実施形態６におけるタイマ回路１２との主な相違点である。

図１７に示すように先行予熱期間（ｔ＝ｔ１〜ｔ２）においては、制御用スイッチ素子ＳＷ８がオンとなってミラー回路Ｍ５からソースされる一定電流からミラー回路Ｍ６へシンクされる一定電流を減じた電流で充電されるためにコンデンサＣ15の両端電圧が一定の傾きで上昇し（図１７（ａ）参照）、トランスファゲート回路ＴＧ１，ＴＧ２のしきい値Ｖthpを超えると比較器ＣＰ３，ＣＰ４の出力信号が双方ともＨレベルからＬレベルに切り替わる（図１７（ｂ）（ｃ）参照）。そして、比較器ＣＰ３の出力がＨレベルからＬレベルに切り替わることでセット端子にトリガ信号が入力されるため、第１のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の出力信号がＨレベルとなる（図１７（ｄ）参照）。このとき、第１のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の出力がＨレベルになることで制御用スイッチ素子ＳＷ９がオンとなり、比較器ＣＰ３の出力が制御用スイッチ素子ＳＷ９を介してグランドに接続されるから、制御用スイッチ素子ＳＷ８がオフとなってコンデンサＣ15の充電電荷が放電され、その両端電圧がミラー回路Ｍ６によって決まる放電電流値に応じた一定の傾きで下降する（図１７（ａ）参照）。また、第１のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１の出力がＨレベル、比較器ＣＰ４の出力がＬレベルとなるから、第２のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ２の出力はＬレベルのままとなる（図１７（ｅ）参照）。コンデンサＣ15の両端電圧が下降してトランスファゲート回路ＴＧ２のしきい値Ｖthoを下回ると（ｔ＝ｔ３）、比較器ＣＰ４の出力がＬレベルからＨレベルに切り替わる（図１７（ｃ）参照）。比較器ＣＰ４の出力がＨレベルになると、セット端子にトリガ信号が入力されるために第２のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ２の出力信号がＬレベルからＨレベルに切り替わる（図１７（ｅ）参照）。

したがって、第１及び第２のＲＳフリップフロップ回路ＦＦ１，ＦＦ２の出力信号をそれぞれ反転すれば、実施形態４における第３及び第２の出力信号Ｖt3，Ｖt2が得られ、実施形態４で説明したようにインバータ制御信号発生回路１０から先行予熱期間、始動期間、点灯期間に適したインバータ制御信号を出力することができる。また、コンデンサＣ15の両端電圧がインバータ制御信号発生回路１０のスイープ回路１４に入力されている点は実施形態４と共通であり、点灯期間の初期（ｔ＝ｔ３〜ｔ４）においてはスイープ回路１４の出力がコンデンサＣ15の両端電圧と同様に一定の傾きで低下するため（図１７（ｆ）参照）、インバータ制御信号発生回路１０からドライブ回路１１に出力されるインバータ制御信号の周波数も同様に一定の傾きで下降し、スイープ回路１４によってインバータ回路３の発振周波数を連続的に低下させるスイープ期間を設定することができる。なお、本実施形態においても実施形態６と同様にコンデンサＣ15の充電動作をタイマ回路１２における計時動作に利用しているため、集積回路ＩＣ１の回路構成が簡略化できるという利点がある。

（実施形態８）
図１８に本実施形態の放電灯点灯装置の概略回路構成を示す。但し、本実施形態の基本構成は実施形態５と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態におけるスイープ信号生成回路１５は、マイコンや不揮発性のメモリ等で構成されており、実施形態５で説明したように先行予熱期間並びに始動期間においては一定レベルであり、点灯期間においては一定の傾きでレベルが低下するスイープ信号を生成してインバータ制御信号発生回路１０のスイープ回路１４に出力するとともに、放電灯６を調光点灯するときの調光比（定格点灯時を１００％としたときの光出力の割合）を指定する調光信号を生成する。なお、スイープ信号生成回路１５では、例えば、図示しない調光器から指令が与えられたときに調光信号を生成する。

スイープ信号生成回路１５で生成される調光信号は、基準電圧生成回路１６において調光比に応じた電圧レベルを有する直流電圧信号（調光基準電圧信号）に変換されてフィードバック回路１３を構成するオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力される。したがって、フィードバック回路１３が調光基準電圧信号に応じたフィードバック制御を行うことによって指定された調光比で放電灯６を調光点灯することができる。

ところで、始動期間終了後にチョッパ回路１の負荷が変動することによってチョッパ回路１の出力にリプル電圧が生じ、そのリプル電圧によってリセット機能に誤動作が発生するおそれがあることは既に説明したが、始動直後から放電灯６を調光点灯する場合にあっては、始動直後に放電灯６を定格点灯する場合に比較して負荷の消費電力が少ないためにチョッパ回路１の出力に発生するリプル電圧のレベルが相対的に小さくなる。したがって、定格点灯の場合よりもスイープ期間を短くしてもリセット機能の誤動作が防止できる。

そこで本実施形態においては、調光比が小さくなるにつれて先行予熱期間及び始動期間におけるレベルも低下するようなスイープ信号をスイープ信号生成回路１５が生成しており、その結果、スイープ回路１４においては、定格点灯の場合のスイープ期間（図１９（ａ）におけるｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間）よりも調光点灯の場合のスイープ期間（図１９（ｂ）におけるｔ＝ｔ３〜ｔ４’の期間）が短くなる。ここで、スイープ信号生成回路１５は、タイマ回路１２に代わって、第一のマスク回路２２に対して先行予熱期間の開始を示すトリガ信号とスイープ期間の終了を示すトリガ信号を与えるとともに、第二のマスク回路４０に対して先行予熱期間の開始を示すトリガ信号と点灯期間の開始を示すトリガ信号を与えている。

したがって、第一のマスク回路２２によって出力低減切替回路２０が出力低減信号の出力を禁止される期間が、定格点灯の場合に比べて調光点灯の場合に短くなるから、チョッパ回路１の出力に発生するリプル電圧に起因した不具合の発生を防ぎつつ、放電灯６の始動後から相対的に短い時間で交流電源電圧の瞬時低下等に対するリセット機能をはたらかせることが可能となる。

なお、スイープ信号生成回路１５において、調光比に比例してスイープ期間を短くするようなスイープ信号を生成しても良いし、所定の調光比以下で段階的にスイープ期間を短くするようなスイープ信号を生成しても構わない。

ところで、実施形態１〜８の放電灯点灯装置は、天井などの施工面に固定される器具本体と、器具本体に設けられて放電灯６が装着されるソケットとともに用いられて照明器具を構成することが可能である。但し、このような照明器具の構造は従来周知であるから図示並びに説明は省略する。

実施形態１の概略回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 実施形態２の概略回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 実施形態３の概略回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 実施形態４の概略回路構成図である。 （ａ）は同上におけるインバータ制御信号発生回路の回路構成図、（ｂ）は同上におけるスイープ回路の回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 実施形態５の概略回路構成図である。 同上におけるインバータ制御信号発生回路の回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 実施形態６の概略回路構成図である。 同上におけるタイマ回路の回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 実施形態７におけるタイマ回路の回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 実施形態８の概略回路構成図である。 同上の動作説明用の波形図である。 従来例を示すブロック図である。 同上におけるチョッパ回路並びにチョッパ制御回路を示す回路構成図である。 同上におけるインバータ回路並びにインバータ制御回路を示す回路構成図である。 （ａ）は他の従来例の要部を示す回路図、（ｂ）は動作説明用の波形図である。 さらに他の従来例の動作を説明するための波形図である。 （ａ）（ｂ）は同上の動作説明用の波形図である。

符号の説明

１ 昇圧チョッパ回路
３ インバータ回路
５ 負荷回路
６ 放電灯
１０ インバータ制御信号発生回路
１１ ドライブ回路
１２ タイマ回路
２０ 出力低減切替回路
２１ チョッパ出力電圧検出回路
２２ 第一のマスク回路
３０ 放電灯異常検出回路
３１ 出力低下信号発生回路
３２ 出力切替回路
４０ 第二のマスク回路
Ｃ15 コンデンサ（スイープ手段）

Claims (14)

1. 交流電源を整流する整流器と、インダクタ、平滑コンデンサ並びにスイッチング素子を具備して整流器の出力電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ回路と、１乃至複数のスイッチング素子を具備して該スイッチング素子をスイッチングすることでチョッパ回路の出力を高周波電力に変換するインバータ回路と、１乃至複数のインダクタ及びコンデンサを具備してインバータ回路から出力される高周波電力との共振作用によって放電灯を点灯させる負荷回路と、インバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることにより放電灯のフィラメントを先行予熱する先行予熱状態から放電灯へ始動電圧を印加する始動状態を経て放電灯を安定点灯させる点灯状態へインバータ回路の動作状態を順次切り替えるインバータ制御手段と、チョッパ回路の出力電圧を検出し、該検出値が第一の閾値以下まで低下した場合にインバータ回路の動作状態を点灯状態から先行予熱状態若しくは始動状態へリセットすることでインバータ回路の出力を低下させる第一の出力低下手段と、放電灯の状態を表す物理量の異常を検出したときにインバータ回路の出力を低下させる第二の出力低下手段と、第一の出力低下手段の動作を禁止する第一のマスク手段と、第二の出力低下手段の動作を禁止する第二のマスク手段と、インバータ回路の動作状態が始動状態から点灯状態へ切り替わる際にインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を段階的若しくは連続的に変化させるスイープ手段とを備え、第一のマスク手段は、先行予熱状態からスイープ手段の動作がほぼ完了するまでの期間で第一の出力低下手段の動作を禁止し、第二のマスク手段は、先行予熱状態から始動状態を経てスイープ手段の動作が完了するまでの期間で第二の出力低下手段の動作を禁止するとともに第一のマスク手段が第一の出力低下手段の動作を許可するよりも先に第二の出力低下手段の動作を許可することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. インバータ回路が具備する少なくともいずれか一つのスイッチング素子に流れる電流を検出し、該検出値が所望の値となるようにインバータ制御手段に対してインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を変化させるフィードバック制御手段と、先行予熱状態から始動状態が完了するまでの間でフィードバック制御手段の動作を禁止するフィードバックマスク手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 放電灯のフィラメントに予熱電流を供給する予熱回路と、該予熱回路を制御して予熱電流を調整する予熱制御手段とを備え、該予熱制御手段は、インバータ回路の動作状態が先行予熱状態から始動状態の終了までは予熱電流を供給させ、始動状態の終了後は予熱電流を抑制させるように予熱回路を制御することを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
4. 第二の出力低下手段は、放電灯の両端電圧を検出する放電灯異常検出部と、該放電灯異常検出部で検出される検出値が所定の閾値を超えたときに出力低下信号を出力する出力低下信号発生部と、出力低下信号発生部より出力低下信号を受け取ったときにインバータ制御手段にインバータ回路の出力を低下させる出力切替部とを備え、出力低下信号発生部は、前記閾値として第一の閾値と該第一の閾値よりも大きい第二の閾値とを有し、第二のマスク手段が第二の出力低下手段の動作を許可した後、スイープ手段の動作が完了するまでの期間に前記閾値を第二の閾値とし、他の期間には前記閾値を第一の閾値とすることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の放電灯点灯装置。
5. 第二の出力低下手段は、放電灯の両端電圧のピーク値と該両端電圧に含まれる直流成分とに基づいて放電灯の異常を検出することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の放電灯点灯装置。
6. 第二の出力低下手段は、放電灯の状態を表す一の物理量を検出する第一の放電灯異常検出部と、放電灯の状態を表す他の物理量を検出する第二の放電灯異常検出部と、第一の放電灯異常検出部で検出される検出値が所定の閾値を超えたときに第一の出力低下信号を出力する第一の出力低下信号発生部と、第二の放電灯異常検出部で検出される検出値が所定の閾値を超えたときに第二の出力低下信号を出力する第二の出力低下信号発生部と、第一又は第二の出力低下信号発生部より第一又は第二の出力低下信号を受け取ったときにインバータ制御手段にインバータ回路の出力を低下させる出力切替部とを備え、第一又は第二の出力低下信号発生部の少なくとも何れか一方は、前記閾値として第一の閾値と該第一の閾値よりも大きい第二の閾値とを有し、第二のマスク手段が第二の出力低下手段の動作を許可した後、スイープ手段の動作が完了するまでの期間に前記閾値を第二の閾値とし、他の期間には前記閾値を第一の閾値とすることを特徴とする請求項４又は５記載の放電灯点灯装置。
7. 第二のマスク手段は、先行予熱状態から始動状態が終了するまでの期間で第二の出力低下手段の動作を禁止することを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の放電灯点灯装置。
8. インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、スイープ手段は、集積回路に外付けされるコンデンサの充電又は放電に伴う両端電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
9. インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、スイープ手段は、タイマ部の出力信号に応じて点灯期間の開始直後から上昇又は下降する直流電圧を出力するスイープ信号生成回路を有し、当該直流電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
10. インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、タイマ部は、集積回路に外付けされるコンデンサを充電することで先行予熱期間並びに始動期間を計時するとともに始動期間の終了後に該コンデンサを放電してなり、スイープ手段は、前記コンデンサの放電に伴う両端電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
11. インバータ制御手段、第一の出力低下手段、第二の出力低下手段、第一のマスク手段、第二のマスク手段が一つの集積回路で構成され、インバータ制御手段は、インバータ回路の動作状態を先行予熱状態とする先行予熱期間、始動状態とする始動期間、点灯状態とする点灯期間を計時して各期間に応じた信号を出力するタイマ部と、タイマ回路の出力信号に応じてインバータ回路が具備するスイッチング素子のスイッチング周波数を各期間に対応した周波数に設定する周波数設定部とを具備し、タイマ部は、集積回路に外付けされるコンデンサを充電することで先行予熱期間を計時するとともに該コンデンサを放電させることで始動期間を計時してなり、スイープ手段は、前記コンデンサの放電に伴う両端電圧の変化に応じて周波数設定部で設定される周波数をスイープさせることを特徴とする請求項１〜７の何れかに記載の放電灯点灯装置。
12. インバータ制御手段は、点灯状態においてインバータ回路から出力される高周波電力を外部から与えられる調光比の指令に応じて増減し、スイープ手段は、当該調光比に基づいてインバータ制御手段が高周波電力を減少させる場合にスイープ期間を短縮することを特徴とする請求項２〜１１の何れかに記載の放電灯点灯装置。
13. スイープ手段は、第一のマスク手段に対して第一の出力低下手段の動作を禁止及び許可させるためのトリガ信号を出力するとともに、第二のマスク手段に対して第二の出力低下手段の動作を禁止及び許可するためのトリガ信号を出力することを特徴とする請求項１２記載の放電灯点灯装置。
14. 施工面に固定される器具本体と、器具本体に設けられて放電灯が装着されるソケットと、ソケットを介して高周波電力を供給することにより放電灯を点灯する請求項１〜１３の何れかに記載の放電灯点灯装置とを備えたことを特徴とする照明器具。

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