JP5302755B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯等の負荷に動作電力を供給する電源装置に関する。

従来から、直流電源からの直流電圧、又は交流電源からの交流電圧を所望の大きさの直流電圧に変換し、当該直流電圧を更に高周波電圧に変換して放電灯等の負荷に動作電力を供給する電源装置が知られている。このような電源装置における所望の大きさの直流電圧への変換手段として、広範囲の入力電源電圧に対して安定した出力電圧を確保し、且つ入力電流波形の歪みを改善することのできる昇圧チョッパ回路から成る直流電源回路が広く使用されている。

直流電源回路の基本動作は、例えば特許文献１に開示されているような動作が一般的であり、スイッチング素子のスイッチング動作によってインダクタへのエネルギーの蓄積、及びインダクタからの蓄積エネルギーの放出を繰り返し、当該放出エネルギーをダイオード及び平滑用コンデンサを介して放電灯を含む負荷回路へ供給する。インダクタはスイッチング素子のオン時にエネルギーが蓄積されるように接続されており、このスイッチング素子を流れるスイッチング電流を検出して当該電流値が所定値に達するとスイッチング素子をオフに切り換えるように制御している。上記スイッチング素子をオフに切り換える所定値は、昇圧チョッパ回路の出力電圧を検出し、当該検出電圧を誤差増幅器を用いてフィードバック制御することによって決定している。また、スイッチング素子をオンに切り換えるタイミングは、インダクタが蓄積エネルギーを放出するタイミングを零電流検出部で検出することで決定している。

零電流検出部では、インダクタに二次巻線を設け、当該二次巻線に生じる電圧をモニタすることでインダクタが蓄積エネルギーを放出するタイミングを検出している。即ち、二次巻線に生じる電圧はインダクタのエネルギー蓄積時と放出時とで極性が反転するため、例えばエネルギー蓄積時に負電圧が発生するように二次巻線を接続すると、エネルギー放出時には即時正電圧に反転し、エネルギー放出後は約０Ｖ付近の電圧に収束する。そこで、正電圧から立ち下がる時点の０Ｖ付近の電圧をモニタすることで、インダクタの蓄積エネルギー放出のタイミングを検出することができる。

特開２００３−２１７８８３号公報

ところで、直流電源回路の入力電源の出力電圧が例えば１００Ｖ〜２００Ｖである、即ち、入力電源の出力電圧が高電圧である場合、出力電圧が２００Ｖの場合の方が出力電圧が１００Ｖの場合よりもスイッチング素子の導通期間が短くなるように、スイッチング素子をオンからオフに切り換える際のスイッチング素子を流れる電流の前記所定値を低くして制御している。

一方、直流電源回路を構成するダイオードにおいては、順バイアスから逆バイアスに転じる際に、順バイアス時に蓄積されたキャリアの影響で短時間逆方向に電流が流れる逆回復時間を有している。したがって、スイッチング素子がオフからオンに切り換わる際には、このダイオードの逆回復時間の間は平滑用コンデンサからスイッチング素子へと比較的大きな電流が供給される可能性がある。

従来の昇圧チョッパ回路では、入力電源の出力電圧が一時的に低下した場合、スイッチング素子がオンに切り換わってもインダクタに十分なエネルギーが蓄積されない。しかしながら、上述のようにスイッチング素子を流れる電流の前記所定値を低く設定しているため、前記ダイオードの逆回復時間に流れる電流をスイッチング素子を流れるスイッチング電流と誤って検出することで、インダクタへのエネルギーの蓄積が不十分な状態でスイッチング素子をオフに切り換えてしまう。すると、インダクタに蓄積されたエネルギーが不十分であるため、蓄積されたエネルギーは瞬時に放出され、これを検出した零電流検出部がスイッチング素子をオンに切り換える。このため、入力電源の異常が継続すると、スイッチング素子は非常に短い周期、具体的にはナノ秒単位でオン／オフを繰り返す場合があり、スイッチング損失が増大することでスイッチング素子が熱で破壊される虞があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、入力電源の出力電圧に異常が発生した場合におけるスイッチング素子の破壊を防止することのできる電源装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、少なくとも１つのインダクタ、及びインダクタに直列に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子のオン／オフを切り換えてインダクタへのエネルギーの蓄積及びインダクタからのエネルギーの放出を繰り返すことで直流電源からの直流電圧又は交流電源からの交流電圧を整流した脈流電圧を直流電圧に変換する直流電源回路と、直流電源回路の出力電圧を受けて負荷に動作電力を供給する負荷回路と、直流電源回路の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、出力電圧検出部の検出結果に応じて直流電源回路のスイッチング素子のオン／オフを切り換えることで直流電源回路の出力電圧を所定の大きさの電圧に制御する直流電源制御回路とを備え、直流電源制御回路は、インダクタを流れる電流が所定の電流値以下になると零信号を出力する零電流検出部と、直流電源回路のスイッチング素子を流れる電流が所定の電流値以上になるとピーク信号を出力するピーク電流検出部と、零信号に応じて直流電源回路のスイッチング素子をオンに切り換えるとともにピーク信号に応じて直流電源回路のスイッチング素子をオフに切り換える駆動部とを有し、零電流検出部は、インダクタを流れる電流が所定の電流値以下になった後零信号が駆動部に出力されるのを所定期間の間停止するマスク部を備えたことを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、直流電源制御回路は、直流電源回路のスイッチング素子を流れる電流が所定の電流値以上になった後ピーク信号が駆動部に出力されるのを所定期間の間停止するフィルタ部を有し、マスク部で設定される所定期間は、フィルタ部で設定される所定期間よりも長くなるように設定されることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、負荷は放電灯であって、負荷回路は、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、該スイッチング素子のオン／オフを切り換えることで直流電源回路の出力電圧を高周波電圧に変換するインバータ制御回路と、直流電源制御回路に設けられて直流電源回路の出力電圧が前記所定電圧よりも低い所定の低電圧を下回るか否かを判定する電圧低下判定部と、放電灯に始動するために必要な電力を供給するようにインバータ制御回路を制御する始動期間、及び放電灯に点灯を維持するために必要な電力を供給するようにインバータ制御回路を制御する点灯期間の２つの期間を少なくともシーケンス制御するシーケンス制御部とを備え、シーケンス制御部は、電圧低下判定部で所定の低電圧を下回ったことが判定されると、始動期間に切り換えるとともに所定時間経過後に点灯期間に切り換えるように制御することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至３の何れか１項の発明において、直流電源制御回路は、直流電源回路の出力電圧が前記所定電圧よりも高い第１の所定の過電圧を上回るか否かを判定するとともに、第１の所定の過電圧を上回ったと判定すると駆動部を介して直流電源制御回路のスイッチング素子をオフに切り換える電圧上昇判定部と、直流電源制御回路のスイッチング素子のオフ時間を計時するとともに計時された時間が所定期間を超えると駆動部を介して直流電源制御回路のスイッチング素子をオンに切り換えるリスタート部とを備え、電圧上昇判定部は、直流電源回路のスイッチング素子がオフ状態の場合は、直流電源回路の出力電圧が第１の所定の過電圧よりも低い第２の所定の過電圧を下回るか否かを判定し、リスタート部は、電圧上昇判定部において直流電源回路の出力電圧が第２の所定の過電圧を下回ったと判定された時点から直流電源制御回路のスイッチング素子のオフ時間を計時することを特徴とする。

請求項１の発明によれば、入力電源の出力電圧が一時的に低下してインダクタに十分なエネルギーが蓄積されない場合に、直流電源回路のスイッチング素子が瞬時にオンに切り換わるのを防止することができる。したがって、入力電源の出力電圧に異常が発生した場合において、直流電源回路のスイッチング素子が非常に短い周期でオン／オフを切り換えるのを防ぐことができ、スイッチング損失の増大によるスイッチング素子の熱破壊を防止することができる。

請求項２の発明によれば、インダクタの蓄積エネルギーが放出されるタイミングでワンショットパルスを生成し、当該ワンショットパルスを用いてスイッチング素子をオンに切り換えるワンショットパルス生成回路を用いることなく、直流電源回路のスイッチング素子をオフに切り換えた際に生じうるチャタリングを防止することができるので、回路構成を簡略化することができる。

請求項３の発明によれば、直流電源回路の出力電圧が所定の低電圧を下回って低下した際に一旦始動期間を経ることで、仮に放電灯が立ち消えしたとしても直流電源回路の出力電圧が復帰すれば放電灯に十分な始動電圧が印加されるため、放電灯の立ち消えが維持されないようにすることができる。

請求項４の発明によれば、直流電源制御回路の動作停止時において出力電圧が目標となる所定電圧付近まで下がった時点からリスタート部で所定期間を計時すればよいため、直流電源制御回路の動作停止時からリスタート部で計時していた従来の場合と比較して所定期間を大幅に短くすることができる。したがって、所定期間を設定するコンデンサ等の電子部品が小さくて済むので、チップ面積を小さくしてリスタート部を小型化することができる。

本発明に係る電源装置の実施形態１を示す回路図である。 同上の起動部及び制御電源比較部及び第１の制御電源生成部を示す回路図である。 （ａ）〜（ｇ）は同上の制御回路の動作を説明するためのタイムチャートである。 同上のインバータ制御回路を示す回路図である。 （ａ）〜（ｇ）は同上のシーケンス制御を説明するためのタイムチャートである。 同上の停止実行部を示す回路図である。 同上の動作設定回路の基本動作を説明するためのフローチャートである。 同上の零電流検出部を示す回路図である。 （ａ）〜（ｆ）は同上の零電流検出部の動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明に係る電源装置の実施形態２を示す零電流検出部の回路図である。 同上のフィルタ部を示す回路図である。 （ａ）〜（ｅ）は同上の零電流検出部の動作を説明するためのタイムチャートである。 本発明に係る電源装置の実施形態３を示す回路図である。 同上の電圧低下判定部を示す回路図である。 （ａ）〜（ｆ）は同上の出力電圧が一時的に低下した場合における電圧低下判定部の動作を説明するためのタイムチャートである。 （ａ）〜（ｆ）は同上の出力電圧が継続的に低下した場合における電圧低下判定部の動作を説明するためのタイムチャートである。 同上の異常判定処理を説明するためのフローチャートである。 本発明に係る電源装置の実施形態４を示す回路図である。 同上の電圧上昇判定部を示す回路図である。 （ａ）〜（ｄ）は同上の電圧上昇判定部及びリスタート部の動作を説明するためのタイムチャートである。

（実施形態１）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態１について図面を用いて説明する。尚、本実施形態では、後述するように負荷回路２は直流電源回路１からの直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ部２０や、インバータ部２０からの高周波電圧が印加されて共振作用によって放電灯Ｌａを点灯させる共振部２１等から成り、放電灯Ｌａに点灯電力を供給するための構成となっているが、負荷回路２は当該構成に限定されるものではなく、放電灯Ｌａ以外の負荷（例えば照明光源であれば、発光ダイオード等）に動作電力を供給する構成であっても構わない。

本実施形態は、図１に示すように、交流電源ＡＣからの交流電圧を整流して脈流電圧を出力するダイオードブリッジから成る整流回路ＤＢと、整流回路ＤＢからの脈流電圧を昇圧及び平滑化して直流電圧を出力する直流電源回路１と、直流電源回路１からの直流電圧を高周波電圧に変換するとともに高周波電圧を放電灯Ｌａに印加して放電灯Ｌａを点灯させる負荷回路２と、直流電源回路１を制御する直流電源制御回路５及び負荷回路２の後述するインバータ部２０を制御するインバータ制御回路６を同一の半導体基板上に構成して成る制御回路３と、制御回路３における動作を設定するための動作設定回路４とから構成される。

直流電源回路１は、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、平滑用コンデンサＣ１から成る昇圧チョッパ回路であって、後述する直流電源制御回路５からの駆動信号に応じてスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを切り換えることで整流回路ＤＢからの脈流電圧を昇圧し、昇圧された脈流電圧を平滑化した直流電圧を負荷回路２に供給する。また、直流電源回路１における入力側には、直流電源回路１の入力電圧を検出するための入力電圧検出部１０が設けられており、出力側には、直流電源回路１の出力電圧を検出するための出力電圧検出部１１が設けられている。また、スイッチング素子Ｑ１はＭＯＳＦＥＴから成り、そのゲート端子は抵抗Ｒ１を介して後述する第１の駆動部５０に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のソース端子には抵抗Ｒ２が接続されており、抵抗Ｒ２における電圧降下分が抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ７から成るフィルタ部５５を介して後述する第２のオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に入力される。このフィルタ部５５によって、スイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わる際のスパイク電流の影響でスイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わるのを防止している。尚、入力電圧検出部１０及び出力電圧検出部１１は、何れも抵抗及びコンデンサから成り（入力電圧検出部１０は図５、出力電圧検出部１１は図１４を参照）、周知であるのでここでは詳細な説明を省略する。

負荷回路２は、直列に接続された１対のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を有し、後述するインバータ制御回路６からの駆動信号に応じてこれらスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン／オフを交互に切り換えることで、直流電源回路１からの直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ部２０と、コンデンサＣ２，Ｃ３、及びインダクタＬ２から成り、インバータ部２０からの高周波電圧が印加されて共振作用によって放電灯Ｌａを点灯させる共振部２１と、コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６、及びトランスＴ１から成り、インバータ部２０からの高周波電圧が印加されて放電灯Ｌａを予熱する予熱部２２と、インバータ部２０からの高周波電圧が印加されて後述する第２の制御電源Ｖｃｃ２を生成する制御電源生成回路２３とから成る。尚、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は何れもＭＯＳＦＥＴから成り、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート端子と後述する第２の駆動部６０との間には抵抗Ｒ３，Ｒ４がそれぞれ挿入されている。

制御回路３は、直流電源回路１の出力電圧を受けて第２の制御電源Ｖｃｃ２を立ち上げる起動部３０と、第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧と後述する第３の基準電圧源Ｖｒｅｆ３の電源電圧とを比較する制御電源比較部３１と、制御電源比較部３１の比較結果に応じて第１の制御電源Ｖｃｃ１を生成する第１の制御電源生成部３２と、後述する停止実行部３４からの出力信号に応じて第３の制御電源Ｖｃｃ３を生成する第３の制御電源生成部３３と、後述する停止判定部４２の判定結果に応じて第１の駆動部５０及び第２の駆動部６０の動作を制御する停止実行部３４とから成る。

動作設定回路４は、マイコンから成り、後述する周波数設定部４１及び停止判定部４２のシーケンス制御を行うシーケンス制御部４０と、インバータ部２０のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の駆動周波数を設定するための周波数設定信号を出力する周波数設定部４１と、シーケンス制御部４０によるシーケンス制御に応じて第１の駆動部５０及び第２の駆動部６０の動作を停止させる停止信号を出力する停止判定部４２と、動作設定回路４のクロック周期を設定する周期設定部４３とから成る。

直流電源制御回路５は、直流電源回路１のスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを切り換える駆動信号を出力する第１の駆動部５０と、直流電源回路１のインダクタＬ１の二次巻線を介してインダクタＬ１を流れる電流が所定の電流値以下になると零信号を出力する零電流検出部５１と、第１の駆動部５０の動作を制御するＲＳフリップフロップ５２と、出力電圧検出部１１の検出電圧と第１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電源電圧とを比較する第１のオペアンプＯＰ１と、入力電圧検出部１０の検出電圧と第１のオペアンプＯＰ１の出力電圧とを乗算する乗算器５３と、直流電源回路１の抵抗Ｒ２における電圧降下分と乗算器５３の出力電圧とを比較する第２のオペアンプＯＰ２とから成る。尚、第１のオペアンプＯＰ１と、第２のオペアンプＯＰ２と、乗算器５３とでスイッチング素子Ｑ１を流れる電流が所定の電流値以上になるとピーク信号を出力するピーク電流検出部を構成する。

インバータ制御回路６は、インバータ部２０のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン／オフを交互に切り換える駆動信号を出力する第２の駆動部６０と、動作設定回路４の周波数設定部４１から出力される周波数設定信号に応じて駆動信号の周波数を可変する周波数可変部６１とから成る。

以下、本実施形態の動作について説明する。先ず、制御回路３の動作について図２，３を用いて説明する。本実施形態の電源を投入すると、直流電源回路１の出力電圧が後段の負荷回路２及び制御回路３の起動部３０に入力される。電源投入直後では、直流電源回路１の出力電圧は交流電源ＡＣの交流電圧を平滑用コンデンサＣ１で平滑化した平滑電圧であり、この平滑電圧によって高耐圧の抵抗Ｒ６を介してダイオードＤ２及びツェナーダイオードＺＤ１の直列回路に電流が供給される。当該直列回路の両端間に発生する電圧ＶＧが高耐圧のＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ４のゲート端子に入力されることで、スイッチング素子Ｑ４がオンに切り換わり、第２の制御電源Ｖｃｃ２が立ち上がる。そして、第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧、及び後述する検出電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが時間とともに上昇する（図３（ａ），（ｂ）参照）。

第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧は、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０から成る直列回路によって検出電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ（Ｖａ＞Ｖｂ＞Ｖｃ）に分圧される。検出電圧Ｖａは、制御電源比較部３１における第４のオペアンプＯＰ４の非反転入力端子に入力され、反転入力端子に入力される第３の基準電圧源Ｖｒｅｆ３の電源電圧と比較される。検出電圧Ｖｂ，Ｖｃは、各電圧が入力される１対のトランスファゲート素子を有する第１のマルチプレクサ回路ＭＰ１を介して、第３のオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に入力される。この第３のオペアンプＯＰ３の出力信号と後述する停止実行部３４の出力信号とがＯＲ素子ＯＲ１に入力され、ＯＲ素子ＯＲ１の出力信号によってダイオードＤ２及びツェナーダイオードＺＤ１の直列回路と並列に接続されたＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ５のオン／オフを制御する。尚、電源投入直後では、停止実行部３４の出力信号はローレベルであるため、第３のオペアンプＯＰ３の出力信号のみでスイッチング素子Ｑ５のオン／オフが制御される。

第２の制御電源Ｖｃｃ２が立ち上がった当初は、第１のマルチプレクサ回路ＭＰ１によって検出電圧Ｖｃが第３のオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に入力されており、反転入力端子に入力される第２の基準電圧源Ｖｒｅｆ２の電源電圧と比較される。そして、検出電圧Ｖｃが第２の基準電圧源Ｖｒｅｆ２の電源電圧に達すると、第３のオペアンプＯＰ３の出力信号が反転し、第１のマルチプレクサ回路ＭＰ１によって第３のオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に検出電圧Ｖｂが入力される。同時に、第３のオペアンプＯＰ３の出力信号がＯＲ素子ＯＲ１を介してスイッチング素子Ｑ５のゲート端子に入力されることで、スイッチング素子Ｑ５がオンに切り換わるとともにスイッチング素子Ｑ４がオフに切り換わる（図３（ｂ），（ｃ）参照）。

スイッチング素子Ｑ４がオフに切り換わることで、第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧、及び検出電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが低下する。そして、検出電圧Ｖｂが第２の基準電圧源Ｖｒｅｆ２の電源電圧に達すると、第３のオペアンプＯＰ３の出力信号が反転し、第１のマルチプレクサ回路ＭＰ１によって第３のオペアンプＯＰ３の非反転入力端子に再度検出電圧Ｖｃが入力される。また、第３のオペアンプＯＰ３の出力信号の反転に伴って、スイッチング素子Ｑ５がオフに切り換わるとともにスイッチング素子Ｑ４がオンに切り換わる。したがって、第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧、及び検出電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃは再度上昇に転じる。上記動作を繰り返すことで、スイッチング素子Ｑ４のゲート電圧は図３（ｃ）に示すようになり、オン／オフを繰り返す。

また、第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧は、第１の制御電源生成部３２におけるバイポーラトランジスタから成るスイッチング素子Ｑ７のコレクタ端子に入力される。第１の制御電源生成部３２は、スイッチング素子Ｑ７と、スイッチング素子Ｑ７のコレクタ端子とベース端子との間に接続される第１の定電流源Ｉｒｅｆ１と、第１の定電流源Ｉｒｅｆ１と直列に接続されるツェナーダイオードＺＤ２と、ツェナーダイオードＺＤ２と並列に接続されるＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ６とで構成される。スイッチング素子Ｑ６のゲート端子には、制御電源比較部３１における第４のオペアンプＯＰ４の出力信号が入力される。而して、第２の制御電源電圧Ｖｃｃ２の電源電圧が上昇し、検出電圧Ｖａが第３の基準電圧源Ｖｒｅｆ３の電源電圧を上回ると、スイッチング素子Ｑ７がオンに切り換わって第１の制御電源Ｖｃｃ１が立ち上がり、電源電圧が動作設定回路４に供給される（図３（ｂ），（ｄ）参照）。尚、第３の基準電圧源Ｖｒｅｆ３の電源電圧は、第２の基準電圧源Ｖｒｅｆ２の電源電圧と等しい。

第１の制御電源Ｖｃｃ１が立ち上がってから所定期間Ｔ１が経過すると、停止実行部３４からハイレベル信号が出力され（図３（ｅ）参照）、該ハイレベル信号を受けて第３の制御電源生成部３３において第３の制御電源Ｖｃｃ３が生成される（図３（ｇ）参照）。尚、この第３の制御電源Ｖｃｃ３の電源電圧が供給されることで直流電源制御回路５の第１の駆動部５０の動作が開始する（図３（ｆ）参照）。また、第３の制御電源Ｖｃｃ３の電源電圧はインバータ制御回路６にも供給されており、第１の駆動部５０と同じタイミングで動作を開始する。而して、負荷回路２のインバータ部２０が動作を開始する。尚、動作設定回路４の詳細については後述する。

インバータ部２０が動作を開始することで、制御電源生成回路２３から第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧が制御回路３に供給されるようになる。このため、検出電圧Ｖｂ，Ｖｃは常に第２の基準電圧源Ｖｒｅｆ２の電源電圧を上回るようになり、スイッチング素子Ｑ４はオフの状態を維持する（図３（ｂ），（ｃ）参照）。尚、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ４のオフ状態を確実に維持させるために、第３のオペアンプＯＰ３の出力信号と停止実行部３４の出力信号とでスイッチング素子Ｑ４のオン／オフを制御している。即ち、インバータ部２０の動作時においては停止実行部３４の出力信号が常にハイレベルとなるため、仮に第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧が低下して第３のオペアンプＯＰ３の出力信号が反転しても、スイッチング素子Ｑ４のオフ状態を維持することができる。

尚、インバータ部２０の動作が停止した場合、制御電源生成回路２３からの供給電圧が低下することで検出電圧Ｖｂが第２の基準電圧源Ｖｒｅｆ２の電源電圧を下回り、再度スイッチング素子Ｑ４がオン／オフ動作を繰り返す（図３（ｂ），（ｃ）参照）。このオン／オフ動作は、直流電源回路１から出力される平滑電圧が十分な大きさであれば継続する。

尚、制御電源生成回路２３は、インバータ部２０におけるスイッチング動作に応じて第２の制御電源Ｖｃｃ２を生成できる構成であればどのような構成でもよく、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３を駆動できるように１０Ｖ以上の電源電圧であればよい。

次に、周波数可変部６１について図面を用いて説明する。周波数可変部６１は、図４に示すように、第５のオペアンプＯＰ５から成る定電圧回路と、第５のオペアンプＯＰ５の出力端子に接続される抵抗Ｒ１１，Ｒ１２から成る負荷インピーダンス回路と、第４の基準電圧源Ｖｒｅｆ４の電源電圧が非反転入力端子に入力される第６のオペアンプＯＰ６を有し、負荷インピーダンス回路に流れる電流に応じてコンデンサＣ９を流れる電流を調節するカレントミラー回路ＣＭと、各々第５の基準電圧源Ｖｒｅｆ５及び第６の基準電圧源Ｖｒｅｆ６と接続される１対のトランスファゲート素子を有する第２のマルチプレクサ回路ＭＰ２、及び第２のマルチプレクサ回路ＭＰ２の出力電圧とコンデンサＣ９の両端間電圧とを比較する第７のオペアンプＯＰ７から成る発振回路と、インバータ部２０のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が同時にオンするのを防止するためのデッドタイムを生成するデッドタイム生成部６１ａとから構成される。

第５のオペアンプＯＰ５の非反転入力端子には、動作設定回路４の周波数設定部４１から出力される周波数設定信号が、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５、及びコンデンサＣ８から成るフィルタ回路を介して入力される。周波数設定信号は、例えば図５（ｄ）に示すような所定のデューティ比を有する矩形波信号であって、フィルタ回路においてデューティ比に応じた直流信号に変換される。ここで、第５のオペアンプＯＰ５の出力端子は抵抗Ｒ１１を介して第６のオペアンプＯＰ６の出力端子に接続されているので、周波数設定信号のデューティ比を可変することで第５のオペアンプＯＰ５の出力端子から第６のオペアンプＯＰ６の出力端子に流れる電流の大きさが変化する。而して、周波数設定信号のデューティ比を可変することでコンデンサＣ９を流れる電流を可変し、駆動信号の駆動周波数を可変することができる。

尚、駆動信号はデッドタイム生成部６１ａを介して第２のドライブ部６０のハイサイド駆動部６０ａ及びローサイド駆動部６０ｂにそれぞれ入力され、各駆動部６０ａ，６０ｂによってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン／オフが制御される。

次に、直流電源制御回路５について図１を用いて説明する。直流電源制御回路５は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを切り換えることでインダクタＬ１へのエネルギーの蓄積、及びインダクタＬ１からのエネルギーの放出を繰り返させるものであって、スイッチング素子Ｑ１のオンへの切り換えは、インダクタＬ１からのエネルギーの放出のタイミングで行う。このため、直流電源制御回路５には図１に示すように零電流検出部５１が設けられており、零電流検出部５１においてインダクタＬ１の二次巻線電圧が０Ｖ付近に立ち下がるタイミングを検出することで、インダクタＬ１からエネルギーが放出されたタイミング、即ち、インダクタＬ１を流れる電流が所定の電流値以下になるタイミングを判定している。零電流検出部５１においてインダクタＬ１からエネルギーが放出されたと判定すると、ＲＳフリップフロップ５２のセット端子にハイレベル信号が入力され、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わる。尚、零電流検出部５１の詳細については後述する。

また、スイッチング素子Ｑ１がオンの場合、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流を抵抗Ｒ２で検出し、抵抗Ｒ２における電圧降下分と乗算器５３の出力電圧とを第２のオペアンプＯＰ２で比較する。そして、抵抗Ｒ２における電圧降下分が乗算器５３の出力電圧を上回る、即ち、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流が所定値を上回るとＲＳフリップフロップ５２のリセット端子にハイレベル信号（ピーク信号）が入力され、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わる。尚、前記所定値は、直流電源回路１の出力電圧検出１１の検出電圧と基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電源電圧とを第１のオペアンプＯＰ１において比較し、フィードバック制御を行うことで決定している。

以下、図５に示すタイムチャートを用いて本実施形態のシーケンス制御について説明する。放電灯Ｌａのフィラメントを予熱する先行予熱期間、放電灯Ｌａを始動させるために共振作用を利用して放電灯Ｌａに高電圧を印加する始動期間、放電灯Ｌａを所望の光出力で点灯させる点灯期間の各期間をシーケンス制御することは従来から一般的に行われており、本実施形態では動作設定回路４を用いて上記シーケンス制御を行っている。

図５（ａ）に示すように第１の制御電源Ｖｃｃ１が立ち上がって動作設定回路４に電源電圧が供給されると、停止実行部３４への入力信号は、第１の制御電源Ｖｃｃ１が立ち上がる瞬間にハイレベルとなった後にローレベルとなる（図５（ｂ）参照）。そして、停止実行部３４の出力信号がハイレベルとなるまでの所定期間Ｔ１の間、周波数可変部６１、第１の駆動部５０、第２の駆動部６０の動作が停止される。

ここで、動作設定回路４を構成するマイコンは、第１の制御電源Ｖｃｃ１から電源電圧が供給されると予め設定された初期起動プログラムが動作してマイコン端子の機能割り当てを行うが、この際に端子のインピーダンスが無限大になる場合がある。そこで、本実施形態では、第１の制御電源Ｖｃｃ１と停止判定部４２の出力端子との間に抵抗Ｒ１６を接続しており、マイコン端子の出力が不安定になるのを防止している。

前記所定期間Ｔ１が経過すると、図５（ｃ）に示すように停止実行部３４からの停止信号がハイレベルとなり、周波数可変部６１、第１の駆動部５０、第２の駆動部６０の動作が開始し、周波数設定部４１で設定された駆動周波数でインバータ部２０が動作する。ここで、周波数設定部４１から出力される周波数設定信号は、図５（ｄ）に示すように、インバータ部２０の動作を開始する時刻ｔ１から時刻ｔ２までの先行予熱期間、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの始動期間、時刻ｔ３以降の点灯期間の各々でデューティ比を可変している。このため、第５のオペアンプＯＰ５の出力信号は周波数設定信号のデューティ比の変化に伴って図５（ｅ）に示すように変化する。したがって、駆動周波数は先行予熱期間において周波数ｆ１、始動期間において周波数ｆ２、点灯期間において周波数ｆ３と順次可変する（図５（ｆ）参照）。而して、放電灯Ｌａは先行予熱期間、始動期間を経て点灯する。

ここで、第５のオペアンプＯＰ５の入力前段に設けられた抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５、及びコンデンサＣ８から成るフィルタ回路の時定数を、フィルタ回路の出力電圧が所定期間Ｔ１の間に安定するように設定することで、先行予熱期間開始時における第５のオペアンプＯＰ５の出力電圧が安定するので（図５（ｅ）参照）、駆動周波数を安定化することができる。

尚、先行予熱期間及び始動期間は動作設定回路４で決定すればよく、一般的にマイコンに組み込まれている内蔵発振器やタイマ回路によって計時すればよい。また、本実施形態では、後述する周期設定部４３で設定されるクロック周期に基づいてマイコンのプログラム処理速度を決定している。

また、周波数設定部４１から出力される周波数設定信号は、そのデューティ比が先行予熱期間において０％であり、インバータ部２０の動作が安定した後の始動期間において初めてデューティ比を上げているので、インバータ部２０の動作開始直後における制御回路３及び動作設定回路４での消費電流を低減し、各制御電源からの電源電圧の供給を安定化することができる。更に、インバータ部２０の動作を停止させる際に停止判定部４２からの停止信号をハイレベル（即ち、停止実行部３４への入力信号をハイレベル）にすることで、抵抗Ｒ１６に電流が流れないようにすることができ、インバータ部２０の動作停止時における制御回路３での消費電流を低減することができる。尚、動作設定回路４を構成するマイコンの入出力信号を、Ａ／Ｄ変換回路及びＤ／Ａ変換回路を使用せずにハイレベル・ローレベルの２値で処理するようにすることで、マイコンでの消費電流を大幅に低減することができる。この場合、起動部３０のスイッチング素子Ｑ４へのストレスも大幅に低減されるので、起動部３０を小型化することができる。

次に、停止実行部３４について図面を用いて説明する。停止実行部３４は、図６に示すように、入力電圧検出部１０の検出電圧及び停止判定部４２からの停止信号電圧が入力される停止信号入力部３４ａと、停止信号入力部３４ａからの出力信号を受けて周波数可変部６１、第１の駆動部５０、第２の駆動部６０の動作を停止させる時間を計時する停止時間計時部３４ｂとから成る。

停止信号入力部３４ａは、非反転入力端子に第７の基準電圧源Ｖｒｅｆ７の電源電圧が入力されるとともに反転入力端子に入力電圧検出部１０の検出電圧が入力される第８のオペアンプＯＰ８と、非反転入力端子に停止判定部４２からの停止信号電圧が入力されるとともに反転入力端子に第７の基準電圧源Ｖｒｅｆ７の電源電圧が入力される第９のオペアンプＯＰ９と、各オペアンプＯＰ８，ＯＰ９の出力信号が入力されるＯＲ素子ＯＲ２とから構成される。

停止時間計時部３４ｂは、ＭＯＳＦＥＴから成り、ゲート端子に停止信号入力部３４ａからの出力信号が入力されるスイッチング素子Ｑ８と、スイッチング素子Ｑ８のドレイン端子に接続されたコンデンサＣ１０と、コンデンサＣ１０に電流を供給する第２の定電流源Ｉｒｅｆ２と、非反転入力端子にコンデンサＣ１０の両端間電圧が入力されるとともに反転入力端子に第８の基準電圧源Ｖｒｅｆ８の電源電圧が入力される第１０のオペアンプＯＰ１０とから構成される。スイッチング素子Ｑ８は、停止信号入力部３４ａからの出力信号に応じてオン／オフを切り換え、スイッチング素子Ｑ８がオフの場合には、第２の定電流源Ｉｒｅｆ２から流れる電流とコンデンサＣ１０の静電容量とで決定される充電時間でコンデンサＣ１０が充電される。

ここで、第８のオペアンプＯＰ８は、入力電圧検出部１０の検出電圧が所定電圧（第８の基準電圧源Ｖｒｅｆ８の電源電圧）を上回るとハイレベル信号を出力する。一方、第９のオペアンプＯＰ９は、停止判定部４２からの停止信号がローレベルの場合はローレベル信号を、ハイレベルの場合にはハイレベル信号を出力する。したがって、入力電圧検出部１０の検出電圧が所定電圧以下であって且つ停止判定部４２からの停止信号がローレベルの場合のみ、スイッチング素子Ｑ８がオフに切り換わってコンデンサＣ１０が充電される。そして、コンデンサＣ１０の充電電圧が所定電圧（第８の基準電圧源Ｖｒｅｆ８の電源電圧）を上回ると、第１０のオペアンプＯＰ１０からハイレベル信号が出力され、上述のように第３の制御電源生成部３３において第３の制御電源Ｖｃｃ３が生成されて周波数可変部６１、第１の駆動部５０、第２の駆動部６０の動作が開始する。つまり、上述のコンデンサＣ１０の充電時間が前記所定期間Ｔ１となり、当該期間においてはインバータ部２０の動作が停止する。

以下、動作設定回路４の基本動作を図７に示すフローチャートを用いて説明する。先ず、第１の制御電源Ｖｃｃ１から電源電圧が供給される（第１の制御電源Ｖｃｃ１が投入される）と（Ｓ１）、初期起動プログラムが動作して初期設定を行い（Ｓ２）、周期設定部４３が動作を開始する（Ｓ３）。この周期設定部４３で生成されるクロック信号は、動作設定回路４を構成するマイコンの基本クロックとして使用され、本実施形態では周期ＴＡ，ＴＢ（ＴＡ＞ＴＢ）の２つのクロック信号を適宜切り換えて用いている。クロック信号はその周期が短くなるほどマイコンでの消費電流が増大するため、ここでは周期ＴＡのクロック信号を先ず用いる。

次に、予め記憶している周波数設定信号のデューティ比の情報を読み出し（Ｓ４）、出力する周波数設定信号を設定する（Ｓ５）。その後、計時を開始し（Ｓ６）、計時した時間に基づいて動作期間の判定を行う（Ｓ７）。即ち、時刻ｔ１に達すると先行予熱期間と判定して駆動周波数が周波数ｆ１となるように周波数設定信号を設定し（Ｓ９）、時刻ｔ２に達すると始動期間と判定して駆動周波数が周波数ｆ２となるように周波数設定信号を設定し（Ｓ１０）、時刻ｔ３に達すると点灯期間と判定して駆動周波数が周波数ｆ３となるように周波数設定信号を設定する（Ｓ１２）。尚、動作設定回路４を起動してから時刻ｔ１に達するまでの所定期間Ｔ１の間はインバータ部２０の動作を停止させる（Ｓ８）。

ところで、本実施形態では、図示していないが放電灯Ｌａが正常に装着されているか否か、及び放電灯Ｌａの寿命が尽きたか否か等の異常を検出する従来周知の異常検出回路が別途設けられており、上記動作中に異常検出回路において異常が検出された場合には制御回路３の動作を停止させるようになっている。このように放電灯Ｌａの寿命検出を行う場合には、特に放電灯Ｌａの点灯期間において寿命検出を即時動作させる必要がある。

そこで、点灯期間に移行する際には、周期設定部４３においてクロック信号の周期を周期ＴＢに切り換える（Ｓ１１）。このようにクロック信号の周期を周期ＴＡよりも短い周期ＴＢに切り換えることで、マイコンの処理速度を速くして寿命検出を即時動作させるようにしている。尚、この周期を切り換えるタイミングは上述のように点灯期間に移行する際に限定されるものではなく、先行予熱期間が開始してから点灯期間に移行するまでの間、即ち、インバータ部２０が動作を開始して制御電源生成回路２３から第２の制御電源Ｖｃｃ２の電源電圧が安定して制御回路３に供給されるようになっていればどのようなタイミングでも構わない。

また、上述のように異常を検出して制御回路３の動作を停止させる際に、クロック信号の周期が周期ＴＢである場合には、周期設定部４３においてクロック信号の周期を周期ＴＡに切り換えることで、動作設定回路４での消費電流を低減している。而して、起動部３０にかかるストレスを低減することができ、インバータ部２０の動作を再開する際に各制御電源からの電源電圧の供給を安定化することができる。

次に、零電流検出部５１について図面を用いて説明する。零電流検出部５１は、図８に示すように、反転入力端子にインダクタＬ１の二次巻線電圧が入力されるとともに非反転入力端子に第９の基準電圧源Ｖｒｅｆ９の電源電圧が入力される第１１のオペアンプＯＰ１１と、インダクタＬ１の蓄積エネルギー放出後の所定期間の間、零電流検出部５１からの零信号の出力を停止させるマスク部５１ａと、第１１のオペアンプＯＰ１１の出力信号を受けて任意の幅を有するパルスを１発だけ発生させるワンショットパルス生成部５１ｂとから構成される。また、零電流検出部５１とＲＳフリップフロップ５２のセット端子との間にはＯＲ素子ＯＲ３が設けられており、当該ＯＲ素子ＯＲ３の一方の入力端子には、零電流検出部５１の出力信号が入力される。また、ＯＲ素子ＯＲ３の他方の入力端子には、リスタート部５４の出力信号が入力される。

リスタート部５４は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を計時するとともに、当該オフ時間が所定期間（例えば約１００μｓ）を超えるとＯＲ素子ＯＲ３にハイレベル信号を入力することで、ＲＳフリップフロップ５２のセット端子にハイレベル信号を入力し、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１をオンに切り換える。尚、ワンショットパルス生成部５１ｂ及びリスタート部５４は従来周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。

マスク部５１ａは、第１１のオペアンプＯＰ１１の出力信号、及びＮＯＴ素子ＮＯＴ１を介したワンショットパルス生成部５１ｂの出力信号が入力されるＡＮＤ素子ＡＮＤ１と、ゲート端子にＡＮＤ素子ＡＮＤ１の出力信号が入力されるＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ９と、スイッチング素子Ｑ９のドレイン端子に接続されたコンデンサＣ１１と、コンデンサＣ１１に電流を供給する第３の定電流源Ｉｒｅｆ３と、非反転入力端子にコンデンサＣ１１の両端間電圧が入力されるとともに反転入力端子に第１０の基準電圧源Ｖｒｅｆ１０の電源電圧が入力される第１２のオペアンプＯＰ１２と、第１２のオペアンプＯＰ１２の出力信号、及びワンショットパルス生成部５１ｂの出力信号が入力されるＡＮＤ素子ＡＮＤ２とから構成される。

以下、零電流検出部５１の動作について図９を用いて説明する。先ず、スイッチング素子Ｑ１がオフの状態において、インダクタＬ１の蓄積エネルギーが放出、即ち、インダクタＬ１の二次巻線電圧が第９の基準電圧源Ｖｒｅｆ９の電源電圧を下回ると、第１１のオペアンプＯＰ１１からハイレベル信号が出力されるとともに、ワンショットパルス生成部５１ｂからワンショットパルスが出力される（図９（ｃ），（ｄ），（ｆ）参照）。

通常、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、スイッチング素子Ｑ９がオフ状態であるためにコンデンサＣ１１が第３の定電流源Ｉｒｅｆ３によって充電されており、充電電圧が第１０の基準電圧源Ｖｒｅｆ１０を上回っているために第１２のオペアンプＯＰ１２からハイレベル信号が出力される。而して、第１２のオペアンプＯＰ１２の出力信号、及びワンショットパルス生成部５１ｂのワンショットパルスによってＡＮＤ素子ＡＮＤ１の出力信号がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップ５２のセット端子にハイレベル信号が入力されて第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わる（図９（ａ）参照）。また、ワンショットパルス生成部５１ｂからのワンショットパルスの発生後は、スイッチング素子Ｑ９がオンに切り換わるためにコンデンサＣ１１が放電する（図９（ｅ）参照）。

スイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わると、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流が増大するとともに第２のオペアンプＯＰ２への入力電圧が上昇する。そして、当該入力電圧が所定値（乗算器５３の出力電圧）を超えると、ＲＳフリップフロップ５２のリセット端子にハイレベル信号が入力され、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わる（図９（ａ），（ｂ）参照）。スイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わると、インダクタＬ１の二次巻線電圧が上昇に転じる（図９（ｃ）参照）。そして、二次巻線電圧が第９の基準電圧源Ｖｒｅｆ９の電源電圧を上回ると、第１１のオペアンプＯＰ１１からローレベル信号が出力されてスイッチング素子Ｑ９がオフに切り換わり、コンデンサＣ１１の充電が開始される（図９（ｄ），（ｅ）参照）。

当該コンデンサＣ１１の充電電圧は、第１０の基準電圧源Ｖｒｅｆ１０の電源電圧に到達するまでに所定期間Ｔ２を要し、当該所定期間Ｔ２の間は第１２のオペアンプＯＰ１２からハイレベル信号が出力されない。したがって、所定期間Ｔ２の間はＡＮＤ素子ＡＮＤ２の出力信号が常にローレベルとなるので、当該期間において第１１のオペアンプＯＰ１１の出力信号がハイレベルとなり、ワンショットパルス生成部５１ｂからワンショットパルスが発生しても、ＲＳフリップフロップ５２のセット端子にハイレベル信号が入力されることはない。而して、マスク部５１ａは、スイッチング素子Ｑ１をオフに切り換えた後の所定期間Ｔ２の間は、零電流検出部５１からの零信号（ハイレベル信号）を停止させている。

ここで、発明が解決しようとする課題において述べたように、交流電源ＡＣの出力電圧が一時的に低下した場合、スイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わってもインダクタＬ１に十分なエネルギーが蓄積されない。このため、インダクタＬ１へのエネルギーの蓄積が不十分な状態でスイッチング素子Ｑ１をオフに切り換えてしまうと、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが不十分であるため、蓄積されたエネルギーが瞬時に放出される。これを零電流検出部５１が検出してスイッチング素子Ｑ１をオンに切り換えることで、スイッチング素子Ｑ１が非常に短い周期でオン／オフを繰り返してスイッチング素子Ｑ１が熱で破壊される虞があった。

そこで、本実施形態では、上述のようにマスク部５１ａを設けることで、交流電源ＡＣの出力電圧が一時的に低下してインダクタＬ１に十分なエネルギーが蓄積されない場合には、所定期間Ｔ２の間、零電流検出部５１から零信号を出力するのを停止してスイッチング素子Ｑ１が瞬時にオンに切り換わるのを防止している。而して、交流電源ＡＣの出力電圧に異常が発生した場合において、スイッチング素子Ｑ１が非常に短い周期でオン／オフを切り換えるのを防ぐことができ、スイッチング損失の増大によるスイッチング素子Ｑ１の熱破壊を防止することができる。このため、故障が少なく信頼性の高い装置を実現することができる。

（実施形態２）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態２について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１０に示すように、零電流検出部５１においてワンショットパルス生成部５１ｂ、ＡＮＤ素子ＡＮＤ１、ＮＯＴ素子ＮＯＴ１を設けていないことに特徴がある。そして、第１１のオペアンプＯＰ１１の出力信号を直接ＡＮＤ素子ＡＮＤ２に入力するとともに、スイッチング素子Ｑ９のゲート端子には、ＲＳフリップフロップ５２の出力信号を入力している。

また、実施形態１では、第２のオペアンプＯＰ２の入力前段にフィルタ部５５を設けていたが、本実施形態では第２のオペアンプＯＰ２の出力端子とＲＳフリップフロップ５２のリセット端子との間にフィルタ部５５を設けている。更に、本実施形態のフィルタ部５５は、図１１に示すように、ゲート端子にＮＯＴ素子ＮＯＴ２を介して第２のオペアンプＯＰ２の出力信号が入力されるＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１０と、スイッチング素子Ｑ１０のドレイン端子に接続されたコンデンサＣ１２と、コンデンサＣ１２に電流を供給する第４の定電流源Ｉｒｅｆ４とから構成される。

フィルタ部５５では、第２のオペアンプＯＰ２の出力信号がハイレベルになるとスイッチング素子Ｑ１０がオフに切り換わり、コンデンサＣ１２の充電が開始される。そして、コンデンサＣ１２の充電電圧が所定電圧を超えると、ＲＳフリップフロップ５２のリセット端子にハイレベル信号が入力され、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わる。ここで、コンデンサＣ１２の充電が開始されてから所定電圧に達するまでの時間をフィルタ期間Ｔｆとする。尚、フィルタ期間Ｔｆは、第３の定電流源Ｉｒｅｆ３から流れる電流とコンデンサＣ１２の静電容量とで決定される。

以下、本実施形態の零電流検出部５１の動作について図１２を用いて説明する。先ず、スイッチング素子Ｑ１がオフの状態において、インダクタＬ１の蓄積エネルギーが放出、即ち、インダクタＬ１の二次巻線電圧が第９の基準電圧源Ｖｒｅｆ９の電源電圧を下回ると、第１１のオペアンプＯＰ１１からハイレベル信号が出力される（図１２（ｃ），（ｄ）参照）。通常、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、スイッチング素子Ｑ９がオフ状態であるためにコンデンサＣ１１が第３の定電流源Ｉｒｅｆ３によって充電されており、充電電圧が第１０の基準電圧源Ｖｒｅｆ１０を上回っているために第１２のオペアンプＯＰ１２からハイレベル信号が出力される。而して、第１１のオペアンプＯＰ１１の出力信号、及び第１２のオペアンプＯＰ１２の出力信号によってＡＮＤ素子ＡＮＤ１の出力信号がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップ５２のセット端子にハイレベル信号が入力されて第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わる（図１２（ａ）参照）。

スイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わると、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流が増大するとともに第２のオペアンプＯＰ２への入力電圧が上昇する。そして、当該入力電圧が所定値（乗算器５３の出力電圧）を超えると、上述のフィルタ期間Ｔｆの経過後、ＲＳフリップフロップ５２のリセット端子にハイレベル信号が入力され、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わる（図１２（ａ），（ｂ）参照）。スイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わると、ＲＳフリップフロップ５２の出力信号がローレベルとなるため、スイッチング素子Ｑ９がオフに切り換わり、コンデンサＣ１１の充電が開始される（図１２（ｅ）参照）。

当該コンデンサＣ１１の充電電圧は、実施形態１と同様に第１０の基準電圧源Ｖｒｅｆ１０の電源電圧に到達するまでに所定期間Ｔ２を要する。而して、マスク部５１ａは、スイッチング素子Ｑ１をオフに切り換えた後の所定期間Ｔ２の間は、零電流検出部５１からの零信号（ハイレベル信号）を停止させている。

尚、第２のオペアンプＯＰ２への入力電圧は、コンデンサＣ１１の充電が開始されてから遅延時間Ｔｏｆｆが経過した後に０Ｖとなる（図１２（ｂ）参照）。この遅延時間Ｔｏｆｆは、第１の駆動部５０の出力する駆動信号がローレベルとなった時点からスイッチング素子Ｑ１が実際にオフに切り換わるまでの遅延による。

ところで、上述のフィルタ期間Ｔｆが遅延時間Ｔｏｆｆよりも長い場合は特に問題は生じないが、フィルタ期間Ｔｆが遅延時間Ｔｏｆｆよりも短い場合には問題が生じる虞がある。即ち、ＲＳフリップフロップ５２に第２のオペアンプＯＰ２のハイレベル信号によってリセット入力がされた後、第１の駆動部５０の出力する駆動信号がローレベルになったタイミングで第２のオペアンプＯＰ２の入力信号にスイッチング素子Ｑ１のゲート電流が重畳される。この時点でインダクタＬ１の二次巻線電圧が正電圧へ切り換わっていないと、一瞬リセット入力が解除されてスイッチング素子Ｑ１にチャタリングが生じ、スイッチング素子Ｑ１に過大なストレスを与える虞がある。

これを防ぐために、実施形態１のようにワンショットパルス生成部５１ｂを設け、インダクタＬ１の蓄積エネルギーが放出されるタイミングでワンショットパルスを生成し、当該ワンショットパルスを用いてスイッチング素子Ｑ１をオンに切り換えるのが一般的である。しかしながら、ワンショットパルス生成部５１ｂを用いると回路構成が複雑になるという問題があった。

そこで、本実施形態では、マスク部５１ａにおける所定期間Ｔ２をフィルタ期間Ｔｆよりも長くなるように設定している。このため、上述のように第２のオペアンプＯＰ２の入力信号にスイッチング素子Ｑ１のゲート電流が重畳されたとしても、当該タイミングは所定期間Ｔ２の期間内であるためにコンデンサＣ１１が十分に充電されていない。したがって、第１２のオペアンプＯＰ１２からハイレベル信号が出力されず、所定期間Ｔ２の間はＡＮＤ素子ＡＮＤ２の出力信号が常にローレベルとなるので、ＲＳフリップフロップ５２のセット端子にハイレベル信号が入力されることはなく、スイッチング素子Ｑ１にチャタリングが生じるのを防止することができる。

而して、本実施形態では、実施形態１のようにワンショットパルス生成部５１ｂを設ける必要がないので、回路構成を簡略化することができ、更に故障が少なく信頼性の高い装置を実現することができる。

（実施形態３）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態３について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１又は２と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。尚、本実施形態の制御回路３は、直流電源制御回路５、起動部３０、制御電源比較部３１、第１の制御電源生成部３２、第３の制御電源生成部３３を同一の半導体基板上に構成して成る。

本実施形態は、図１３に示すように、直流電源制御回路５に設けられて直流電源回路１の出力電圧が所望の大きさの所定電圧（以下、「目標電圧」と呼ぶ）よりも低い所定の低電圧を下回るか否かを判定する電圧低下判定部５６と、放電灯Ｌａの寿命を検出する寿命検出回路７と、動作設定回路４に設けられて寿命検出回路７の検出結果に基づいて直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作を停止させる第１の異常判定部４４と、動作設定回路４に設けられて電圧低下判定部５６の判定結果に基づいて直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作を停止させる第２の異常判定部４５とを備える。尚、寿命検出回路７は、放電灯Ｌａの寿命を検出できるものであればよく、従来周知であるので、ここでは詳細な説明を省略する。また、放電灯Ｌａの始動性を確保するために、先行予熱期間及び始動期間においては第１の異常判定部４５において異常判定処理を行わない。

電圧低下判定部５６は、図１４に示すように、非反転入力端子に出力電圧検出部１１の検出電圧が入力されるとともに反転入力端子に第１１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１１の電源電圧が入力される第１３のオペアンプＯＰ１３と、ゲート端子に第１３のオペアンプＯＰ１３の出力信号が入力されるＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ１１と、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン端子と第３の制御電源生成部３３との間に挿入される抵抗Ｒ１７とから構成される。

電圧低下判定部５６では、目標電圧よりも低い所定の低電圧を検出して異常を判定し、判定結果を第２の異常判定部４５に送る。具体的には、出力電圧検出部１１の検出電圧と第１１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１１の電源電圧とを第１３のオペアンプＯＰ１３で比較し、検出電圧が第１１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１１の電源電圧を下回る、即ち、直流電源回路１の出力電圧が目標電圧よりも低い所定の低電圧になると第１３のオペアンプＯＰ１３からローレベル信号が出力される。そして、該ローレベル信号によってスイッチング素子Ｑ１１がオフに切り換わり、第３の制御電源生成部３３から抵抗Ｒ１７を介して第２の異常判定部４５にハイレベル信号が出力されることで、異常を判定する。

尚、第１１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１１の電源電圧は、直流電源回路１の出力電圧の目標電圧を決定する第１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電源電圧よりも低ければよい。例えば、直流電源回路１の出力電圧の目標電圧が４００Ｖ、第１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１の電源電圧が２．５Ｖとし、直流電源回路１の出力電圧が目標値の８０％まで低下した場合を異常と判定する場合には、第１１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１１の電源電圧は２．０Ｖとなる。

以下、電圧低下判定部５６及び第２の異常判定部４５の動作について図面を用いて説明する。先ず、直流電源回路１の出力電圧が低下し、出力電圧検出部１１の検出電圧が第１１の基準電圧源Ｖｒｅｆ１１の電源電圧を下回ると、第１３のオペアンプＯＰ１３の出力信号がローレベルとなり、第２の異常判定部４５にハイレベル信号が入力される（図１５（ａ），（ｂ），（ｃ）参照）。第２の異常判定部４５では、ハイレベル信号が入力されると直流電源回路１に異常が発生したと判定し、点灯期間から始動期間の開始時点に移行させるように制御する（図１５（ｄ），（ｅ）参照）。

そして、直流電源回路１の出力電圧が所定の低電圧を下回る期間（所定期間Ｔ３に相当）が始動期間よりも短い場合は、第２の異常判定部４５は、始動期間から点灯期間に移行させるように制御する。このように一旦始動期間を経ることで、仮に放電灯Ｌａが立ち消えしたとしても直流電源回路１の出力電圧が復帰すれば放電灯Ｌａに十分な始動電圧が印加されるため、放電灯Ｌａの立ち消えが維持されないようにすることができる。

一方、直流電源回路１の出力電圧が所定の低電圧を下回る期間（所定期間Ｔ４に相当。例えば、約０．５秒）が始動期間を超える場合は（図１６（ａ），（ｂ），（ｃ）参照）、第２の異常判定部４５は、始動期間を経た後に停止判定部４２から停止信号を出力させ、第１の駆動部５０及び第２の駆動部６０の動作を停止させ、停止状態を維持する（図１６（ｄ），（ｅ），（ｆ）参照）。即ち、直流電源回路１の入力電圧に永続的な異常がある、又は直流電源回路１の設計能力を超えた電力消費が負荷回路２で発生している、或いは出力電圧検出１１を構成する部品に故障が発生している等、即時回復するような異常ではなく、安全性を保証できない故障に至る可能性があると判断して直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作を停止させ、停止状態を維持する。

以下、動作設定回路４における異常判定処理について図１７を用いて説明する。先ず、点灯期間に移行して駆動周波数が周波数ｆ３となるように周波数設定信号を設定する（Ｓ１）。次に、電圧低下判定部５６の出力信号を第２の異常判定部４５に入力するとともに（Ｓ２）、寿命検出回路７の出力信号を第１の異常判定部４４に入力する（Ｓ３）。尚、先に第１の異常判定部４４に入力した後に第２の異常判定部４５に入力するようにしても構わない。そして、先ず第２の異常判定部４５において異常判定処理を行い（Ｓ４）、当該異常判定処理において異常が無い場合のみ、第１の異常判定部４４において異常判定処理を行う（Ｓ５）。

ここで、本実施形態が共振部２１の共振周波数に近い同相動作であれば、無効電流が比較的小さいために回路損失を低減することができるが、直流電源回路１の出力電圧の低下による放電灯Ｌａの立ち消えが発生し易くなる。この場合に、仮に放電灯Ｌａの寿命判定、即ち、第１の異常判定部４４による異常判定処理を優先させると、放電灯Ｌａの立ち消えを放電灯Ｌａが寿命に達したと誤って判定してしまい、直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作の停止を維持してしまうという問題が起こり得る。

そこで、上述のように第２の異常判定部４５による異常判定処理を優先させることで、放電灯Ｌａの立ち消え時に誤って放電灯Ｌａが寿命に達したと判定して、直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作の停止を維持してしまうのを防ぐことができる。

第２の異常判定部４５の異常判定処理において「異常あり」と判定すると、始動期間に移行し（Ｓ６）、駆動周波数が周波数ｆ２となるように周波数設定信号を設定する（Ｓ７）。そして、始動期間に相当する時間を計時し（Ｓ８）、その後第２の異常判定部４５に電圧低下判定部５６の出力信号を入力する（Ｓ９）。この時点で、第２の異常判定部４５の異常判定処理（Ｓ１０）において「異常なし」と判定した場合には、点灯期間に移行して駆動周波数が周波数ｆ３となるように周波数設定信号を設定する。一方、「異常あり」と判定した場合には、直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作を停止させる（Ｓ１１）。

上述のように、直流電源回路１の出力電圧が一時的に低下した場合には、直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作を一時的に始動期間に移行させ、また、直流電源回路１の出力電圧が所定期間を超えて低下した場合には、即時回復するような異常ではなく、安全性を保証できない故障に至る可能性があると判断して直流電源制御回路５及びインバータ制御回路６の動作の停止を維持することができるので、装置の安全性を向上させることができる。

（実施形態４）
以下、本発明に係る電源装置の実施形態４について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の基本的な構成は実施形態１又は２と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図１８に示すように、直流電源制御回路５に設けられて直流電源回路１の出力電圧が目標電圧よりも高い第１の所定の過電圧を上回るか否かを判定する電圧上昇判定部５７と、寿命検出回路７と、第１の異常判定部４４とを備える。尚、寿命検出回路７及び第１の異常判定部４４は実施形態３と同様の構成である。

電圧上昇判定部５７は、図１９に示すように、各々第１２の基準電圧源Ｖｒｅｆ１２及び第１３の基準電圧源Ｖｒｅｆ１３と接続される１対のトランスファゲート素子を有する第３のマルチプレクサ回路ＭＰ３と、非反転入力端子に出力電圧検出部１１の検出電圧が入力されるとともに反転入力端子に第３のマルチプレクサ回路ＭＰ３の出力信号が入力される第１４のオペアンプＯＰ１４とから構成される。尚、第１３の基準電圧源Ｖｒｅｆ１３の電源電圧（第１の所定の過電圧）は、第１２の基準電圧源Ｖｒｅｆ１２の電源電圧（第２の所定の過電圧）よりも大きい。第１４のオペアンプＯＰ１４の出力信号は、ＲＳフリップフロップ５２のリセット端子に入力されるとともにＯＲ素子ＯＲ４の一方の入力端子に入力される。また、ＯＲ素子ＯＲ４の他方の入力端子にはＲＳフリップフロップ５２の出力信号が入力され、ＯＲ素子ＯＲ４の出力信号はリスタート部５４に入力されるようになっている。

リスタート部５４は、ＯＲ素子ＯＲ４の出力信号がローレベルになると計時を開始し、計時された時間が所定期間Ｔｒを超えるとハイレベル信号を出力する。そして、該ハイレベル信号がＯＲ素子ＯＲ３を介してＲＳフリップフロップ５２のセット端子に入力されることで、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオンに切り換わり、直流電源制御回路５の動作が再開される。

以下、電圧上昇判定部５７の動作について図２０を用いて説明する。電圧上昇判定部５７では、目標電圧よりも高い第１の所定の過電圧を検出して異常を判定すると、直流電源制御回路５の動作を停止させる。具体的には、出力電圧検出部１１の検出電圧と第１３の基準電圧源Ｖｒｅｆ１３の電源電圧とを第１４のオペアンプＯＰ１４で比較し、検出電圧が第１３の基準電圧源Ｖｒｅｆ１３の電源電圧を上回ると第１４のオペアンプＯＰ１４からハイレベル信号が出力される。そして、該ハイレベル信号がＲＳフリップフロップ５２のリセット端子に入力され、第１の駆動部５０を介してスイッチング素子Ｑ１がオフに切り換わり、直流電源制御回路５の動作が停止する（図２０（ａ），（ｂ），（ｃ）参照）。

ここで、第３のマルチプレクサ回路ＭＰ３の出力電圧は、第１４のオペアンプＯＰ１４の出力信号がローレベルの場合は第１３の基準電圧源Ｖｒｅｆ１３の電源電圧であるが、第１４のオペアンプＯＰ１４の出力信号がハイレベルになる、即ち、直流電源回路１の出力電圧が目標電圧よりも高い第１の所定の過電圧になると、第３のマルチプレクサ回路ＭＰ３の出力電圧は、第１２の基準電圧源Ｖｒｅｆ１２の電源電圧に切り換えられる。そして、直流電源制御回路５の動作停止に伴って直流電源回路１の出力電圧が下降し、出力電圧検出部１１の検出電圧が第１２の基準電圧源Ｖｒｅｆ１２の電源電圧、即ち、第２の所定の過電圧を下回ると、第１４のオペアンプＯＰ１４の出力信号がローレベルとなる（図２０（ｂ）参照）。この時点で、ＲＳフリップフロップ５２の出力信号もローレベルであるため、ＯＲ素子ＯＲ４の出力信号がローレベルとなり、リスタート部５４において計時が開始される。そして、計時された時間が所定期間Ｔｒを超えると、リスタート部５４からハイレベル信号が出力され、該ハイレベル信号によって直流電源制御回路５の動作が再開される（図２０（ｃ），（ｄ）参照）。

従来では、直流電源回路１の出力電圧が所定の過電圧を超えた場合に直流電源制御回路５の動作を停止させ、リスタート部５４で計時された時間が所定期間Ｔｒを超えると動作を再開させるように制御していた。この場合、直流電源制御回路５の動作を停止してから出力電圧が落ち着くまでに要する時間を想定してリスタート部５４で所定期間Ｔｒ（例えば、１００〜２００μｓ）を設定する必要がある。この所定期間Ｔｒは、リスタート部５４を構成するチップ上に設けられたコンデンサの容量で決定されるため、所定期間Ｔｒを長く設定するにはコンデンサの容量を大きくせねばならず、チップ面積が増大してリスタート部５４が大型化するという問題があった。

そこで、本実施形態では、上述のように電圧上昇判定部５７において、直流電源制御回路５の動作時には、第１３の基準電圧源Ｖｒｅｆ１３の電源電圧と出力電圧検出部１１の検出電圧とを比較して直流電源回路１の出力電圧が目標電圧よりも高い第１の所定の過電圧を超えたか否かを判定する。そして、直流電源制御回路５の動作停止時には、第１２の基準電圧源Ｖｒｅｆ１２の電源電圧と出力電圧検出部１１の検出電圧とを比較して直流電源回路１の出力電圧が目標電圧付近まで下がったか否かを判定している。

而して、直流電源制御回路５の動作停止時において出力電圧が目標電圧付近まで下がった時点からリスタート部５４で所定期間Ｔｒを計時すればよいため、直流電源制御回路５の動作停止時からリスタート部５４で計時していた従来の場合と比較して所定期間Ｔｒを大幅に短くすることができる。したがって、所定期間Ｔｒを設定するコンデンサの容量が小さくて済むので、チップ面積を小さくしてリスタート部５４を小型化することができる。

上述のように、本実施形態では回路を小型化して更に故障の少なく信頼性の高い電源装置を実現することができる。尚、本実施形態に実施形態３に記載の電圧低下判定部５６、第２の異常判定部４５の構成を組み合わせても構わない。この場合、更に故障が少なく、安全性の高い装置を実現することができる。

１ 直流電源回路
１１ 出力電圧検出部
２ 負荷回路
５ 直流電源制御回路
５１ 零電流検出部
５１ａ マスク部
５３ 乗算器（ピーク電流検出部）
ＡＣ 交流電源
Ｌ１ インダクタ
Ｌａ 放電灯
ＯＰ１ 第１のオペアンプ（ピーク電流検出部）
ＯＰ２ 第２のオペアンプ（ピーク電流検出部）
Ｑ１ スイッチング素子

Claims (4)

1. 少なくとも１つのインダクタ、及びインダクタに直列に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子のオン／オフを切り換えてインダクタへのエネルギーの蓄積及びインダクタからのエネルギーの放出を繰り返すことで直流電源からの直流電圧又は交流電源からの交流電圧を整流した脈流電圧を直流電圧に変換する直流電源回路と、直流電源回路の出力電圧を受けて負荷に動作電力を供給する負荷回路と、直流電源回路の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、出力電圧検出部の検出結果に応じて直流電源回路のスイッチング素子のオン／オフを切り換えることで直流電源回路の出力電圧を所定の大きさの電圧に制御する直流電源制御回路とを備え、直流電源制御回路は、インダクタを流れる電流が所定の電流値以下になると零信号を出力する零電流検出部と、直流電源回路のスイッチング素子を流れる電流が所定の電流値以上になるとピーク信号を出力するピーク電流検出部と、零信号に応じて直流電源回路のスイッチング素子をオンに切り換えるとともにピーク信号に応じて直流電源回路のスイッチング素子をオフに切り換える駆動部とを有し、零電流検出部は、インダクタを流れる電流が所定の電流値以下になった後零信号が駆動部に出力されるのを所定期間の間停止するマスク部を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 前記直流電源制御回路は、直流電源回路のスイッチング素子を流れる電流が所定の電流値以上になった後ピーク信号が駆動部に出力されるのを所定期間の間停止するフィルタ部を有し、マスク部で設定される所定期間は、フィルタ部で設定される所定期間よりも長くなるように設定されることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記負荷は放電灯であって、負荷回路は、少なくとも１つのスイッチング素子を有し、該スイッチング素子のオン／オフを切り換えることで直流電源回路の出力電圧を高周波電圧に変換するインバータ制御回路と、直流電源制御回路に設けられて直流電源回路の出力電圧が前記所定電圧よりも低い所定の低電圧を下回るか否かを判定する電圧低下判定部と、放電灯に始動するために必要な電力を供給するようにインバータ制御回路を制御する始動期間、及び放電灯に点灯を維持するために必要な電力を供給するようにインバータ制御回路を制御する点灯期間の２つの期間を少なくともシーケンス制御するシーケンス制御部とを備え、シーケンス制御部は、電圧低下判定部で所定の低電圧を下回ったことが判定されると、始動期間に切り換えるとともに所定時間経過後に点灯期間に切り換えるように制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
4. 前記直流電源制御回路は、直流電源回路の出力電圧が前記所定電圧よりも高い第１の所定の過電圧を上回るか否かを判定するとともに、第１の所定の過電圧を上回ったと判定すると駆動部を介して直流電源制御回路のスイッチング素子をオフに切り換える電圧上昇判定部と、直流電源制御回路のスイッチング素子のオフ時間を計時するとともに計時された時間が所定期間を超えると駆動部を介して直流電源制御回路のスイッチング素子をオンに切り換えるリスタート部とを備え、電圧上昇判定部は、直流電源回路のスイッチング素子がオフ状態の場合は、直流電源回路の出力電圧が第１の所定の過電圧よりも低い第２の所定の過電圧を下回るか否かを判定し、リスタート部は、電圧上昇判定部において直流電源回路の出力電圧が第２の所定の過電圧を下回ったと判定された時点から直流電源制御回路のスイッチング素子のオフ時間を計時することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電源装置。

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