JP4372097B2 - 赤外線センサ、赤外線カメラ、赤外線センサの駆動方法および赤外線カメラの駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、赤外線センサ、赤外線カメラ、赤外線センサの駆動方法および赤外線カメラの駆動方法の駆動方法に関する。

赤外線撮像は、昼夜にかかわらず撮像可能であるとともに、可視光よりも煙、霧に対して透過性が高い。さらに赤外線撮像は、被写体の温度情報をも得ることができることから、防衛分野をはじめ監視カメラや火災検知カメラとして広い応用範囲を有する。

従来の量子型赤外線固体撮像装置の最大の欠点は、低温動作のための冷却機構を必要としていたことである。近年、この冷却機構を必要としない「非冷却型赤外線固体撮像素子」の開発が盛んになってきている。非冷却型すなわち熱型の赤外線固体撮像装置は、波長１０μ程度の入射赤外線を吸収構造により熱に変換した上で、この微弱な熱により生じる感熱部の温度変化をなんらかの熱電変換手段により電気的信号に変換する。熱型の赤外線固体撮像装置は、この電気的信号を読み出すことで赤外線画像情報を得ている。

たとえば、一定の順方向電流を与えることにより、温度変化を電圧変化に変換するシリコンｐｎ接合を用いた赤外線センサが報告されている（非特許文献１）。

この方式では、半導体基板にＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Oｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板を用いる。このため、この赤外線センサは、製造工程上、シリコンＬＳＩ工程のみで製造することができるので、量産に適している。

また、この赤外線センサは、熱電変換手段であるシリコンｐｎ接合の整流特性を利用して、行選択の機能を実現している。よって、この赤外線センサは、画素構造が極めてシンプルに構成できるという特長も有する。

赤外線センサの性能をあらわす指標の一つとして、赤外線センサの温度分解能を表現するＮＥＴＤ（Ｎｏｉｓｅ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｄｉｆｆｅｒｎｅｃｅ（等価雑音温度差））がある。

このＮＥＴＤは、雑音と等しくなる温度差を示す。ＮＥＴＤを小さくすることが赤外線センサにとって重要であり、そのためには信号の感度を高くすること、および、雑音を低減することが必要になる。
Tomohiro Ishikawa, et al., Proc. SPIE Vol.3698, p.556, 1999 「高感度ＣＭＯＳイメージセンサ」、映像情報メディア学会誌Vo1. 54,No.2,p.216,2000 特開平９−２８４６５１号公報 特開２００２−３００４７５号公報

赤外線センサの撮像領域で検出された信号は、カラムアンプで増幅され、蓄積容量に蓄積される。この蓄積容量から信号を読み出すことによって画像情報を得る。

しかし、実際の赤外線センサにおいて、撮像領域で検出される信号は、μＶオーダーという非常に微弱な電圧である。一方、カラムアンプのゲインを向上するためのバイアス電流を流すために必要な電圧成分はカラムアンプ入力換算で数百ｍＶである。バイアス電流は、赤外線信号の有無にかかわらず、カラムアンプの増幅トランジスタに流れる電流である。

このように、蓄積容量に積分される電流の大部分はバイアス電流成分であり、赤外線の信号成分は非常に少ない。即ち、蓄積容量の電圧スイングのほとんどがバイアス電流成分によるものであり、赤外線信号成分はその電圧スイングのごく一部である。

一般的には、外部回路でバイアス電流成分を除去する。そのため、従来では、赤外線センサ内においてカラムアンプのダイナミックレンジを十分に利用していなかった。また、外部回路でバイアス電流成分を除去した後に信号を増幅する必要があったため、赤外線センサ以外の外部回路の雑音に対する規格をクリティカルにせざるを得なかった。これにより、赤外線センサを含む電子機器（例えば、赤外線カメラ）がコスト高となっていた。さらに、蓄積容量がバイアス電流成分で飽和してしまうことを防止するために、カラムアンプのゲインを十分に大きくすることができなかった。

カラムアンプの飽和を防止する技術として、特許文献１では、バイアス成分に相当する電流を、蓄積容量にドレイン接続したＭＯＳトランジスタにより除去する方法が示されている。

しかし、ＭＯＳトランジスタの閾値は、一般的に、約３０ｍＶ程度の揺らぎ・ばらつきを持つことが知られており、バイアス成分除去の精度はカラムアンプ入力換算で約３０ｍＶ程度に過ぎない。

一方、信号成分は前述したように、カラムアンプ入力換算でマイクロボルトオーダーと非常に微弱である。したがって、除去しきれない約３０ｍＶ程度のバイアス成分が残留し、カラムアンプのゲインは十分に大きくすることはできず、また、同じ理由でカラムアンプの電圧スイングをフルに活用することはできなかった。

そこで、カラムアンプのゲインが大きく、カラムアンプ以降の雑音の影響を受けにくく、ワイドダイナミックレンジを有する赤外線センサ、および、そのような赤外線センサを用いた低コストな赤外線カメラを提供することを目的とする。

本発明に従った実施形態による赤外線センサは、半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、前記信号線に接続された定電流源と、前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、前記第１の増幅トランジスタと逆導電型の第２の増幅トランジスタ、および、前記第２の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第２の増幅トランジスタのゲートに保持するための第２のクランプ回路を含み、前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除くために、前記カラムアンプに接続された除去回路と、前記カラムアンプからの出力電圧を読み出す読出し回路とを備え、
前記カラムアンプは、前記増幅電圧から少なくとも前記バイアス成分を除いた電圧を前記出力電圧として前記読出し回路へ出力することを特徴とする。

本発明に従った実施形態による赤外線センサの駆動方法は、半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、前記信号線に接続された定電流源と、前記行選択線に接続され、前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、前記カラムアンプに接続され、前記第１の増幅トランジスタと逆導電型の第２の増幅トランジスタ、および、前記第２の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第２の増幅トランジスタのゲートに保持するための第２のクランプ回路を含む除去回路と、前記カラムアンプの出力に接続された読出し回路とを備えた赤外線センサの駆動方法であって、
前記行選択回路が前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加することによって前記信号線にカラム電圧を発生させ、前記カラムアンプが、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成し、前記除去回路が前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除き、前記カラムアンプが前記増幅電圧から前記バイアス成分を除いた電圧を前記出力電圧として前記読出し回路へ出力することを特徴とする。

本発明に従った実施形態による赤外線カメラは、半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、前記信号線に接続された定電流源と、前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、前記第１の増幅トランジスタと逆導電型の第２の増幅トランジスタ、および、前記第２の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第２の増幅トランジスタのゲートに保持するための第２のクランプ回路を含み、前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除くために、前記カラムアンプに接続される除去回路と、前記カラムアンプからの出力電圧を読み出す読出し回路とを備えた赤外線センサを具備した赤外線カメラであって、前記除去回路は、前記分離スイッチを通して、前記第２の電荷で前記制御電圧に基づく量の前記第１の電荷を消滅させることを特徴とする。

本発明に従った実施形態による赤外線カメラの駆動方法は、半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、前記信号線に接続された定電流源と、前記行選択線に接続され、前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、前記カラムアンプの出力に接続された読出し回路とを備えた赤外線センサを具備した赤外線カメラの駆動方法であって、
前記行選択回路が前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加することによって前記信号線にカラム電圧を発生させ、前記カラムアンプが、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成し、前記除去回路が前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除き、前記カラムアンプが前記増幅電圧から前記バイアス成分を除いた電圧を前記出力電圧として前記読出し回路へ出力し、前記読出し回路が前記カラムアンプからの出力電圧を読み出すことを特徴とする。

本発明による赤外線センサおよび赤外線カメラは、カラムアンプのゲインが大きく、カラムアンプ以降の雑音の影響を受けにくく、ワイドダイナミックレンジを有する。また、本発明による赤外線カメラは低コストで生産することができる。

各画素に配置され基板と熱的に分離されたｐｎ接合を備えた非冷却型赤外線センサにおいて、信号読み出しは、ｐｎ接合に順方向電流を流し、該ｐｎ接合部の温度により変化する動作点に応じた電圧を読み出すことによって行われる。

非冷却型の赤外線固体撮像素子における画素部の温度変化は、赤外線吸収層の吸収率や光学系にもよるが、一般的には被写体の温度変化の５×１０^−３倍程度である。即ち、被写体温度が１［Ｋ］変化すれば画素温度は５［ｍＫ］変化する。シリコンｐｎ接合を８個直列接続した場合、熱電変換効率は１０［ｍＶ／Ｋ］程度である。従って、被写体温度が１［Ｋ］変化した場合には、画素部に５０［μＶ］の信号電圧が発生する。実際には、０．１［Ｋ］程度の被写体の温度変化を識別することが要求されることが多い。そのためには、赤外線センサは、画素部に発生する５［μＶ］程度の信号電圧を読み出すことが必要となる。

このように非常に微弱な信号電圧を読み出す回路としては、ゲート変調積分回路が知られている。ゲート変調積分回路は、画素部で発生した信号電圧を増幅トランジスタのゲート電圧として電流増幅し、増幅された信号電流を蓄積容量で時間積分する回路である。ゲート変調積分回路を各列毎に配置して１行分の電流増幅を並列処理することによって、信号帯域を制限し、ランダム雑音を低減することができる。

ゲート変調積分回路における電圧ゲインＧは、増幅トランジスタの相互コンダクタンスｇｍ（＝δＩｄ／δＶｇ）、積分時間ｔｉ、そして蓄積容量Ｃｉにより式１のように表される。
Ｇ＝（ｔｉ×ｇｍ）／Ｃｉ （式１）
積分時間ｔｉ及び蓄積容量Ｃｉが与えられたとき、ゲインGは増幅トランジスタの相互コンダクタンスｇｍに依存する。ｎ型のＭＯＳトランジスタが飽和領域で動作する場合、ｇｍは、式２のように近似される。
ｇｍ＝（Ｗ／Ｌ）・（εｏｘ／Ｔｏｘ）・μｎ・（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ） (式２)
ここで、Ｗはチャネル幅、Ｌはチャネル長、εｏｘはゲート酸化膜の誘電率、Ｔｏｘはゲート酸化膜厚、μｎは電子移動度、Ｖｇｓはゲート・ソース間電圧、Ｖｔｈはトランジスタの閾値電圧である。

ところで、画素出力部に発生する５［μＶ］程度の信号電圧レベルは、可視光を撮像するＣＭＯＳセンサと比較して、非常に低い。例えば、非特許文献２によれば、雑音電圧は約４００［μＶ］である。即ち、上記の赤外線センサの雑音レベルはＣＭＯＳセンサの約１／８０という低電圧であり、かつ、取り扱う信号電圧も同様に約１／８０という低電圧になる。従って、非冷却型赤外線センサの出力を一般的なＣＭＯＳセンサと同様の回路によって処理する場合には、約８０倍のゲインが望ましい。

しかしながら、ゲート変調積分回路における増幅トランジスタのゲート電圧は、画素出力よりも大きい揺らぎ電圧成分を含む。このため、実際には、非冷却型赤外線センサにおいてゲインは低く設計されている。この揺らぎ電圧成分は、増幅トランジスタの閾値の揺らぎと、定電流源として使用する負荷トランジスタの閾値の揺らぎとに起因している。これらの揺らぎはいずれも一般的には約３０［ｍＶ］程度である。この閾値揺らぎ成分は、増幅トランジスタのゲート電圧として与えられる画素出力信号と同様に、増幅読み出し回路により増幅される。従って、もし、ゲインを約８０倍に設計した場合には、蓄積容量に２．４［Ｖ］もの揺らぎ成分が発生することになる。勿論、この閾値揺らぎは、各々の増幅ＭＯＳトランジスタ及び負荷ＭＯＳトランジスタに固有の揺らぎであるので、画像上は固定パターンとして発生する。よって、外部回路を用いて補正することによりこの閾値揺らぎを除去することはできる。

しかし、このような補正を行うためには、蓄積容量の電圧スイングの大部分を閾値揺らぎが占めてしまうと同時に、外部回路に要求されるダイナミックレンジが拡大してしまう。従って、従来では、外部回路の負荷を低減させるために、増幅読み出し回路のゲインを犠牲にせざるを得なかった。また、ゲインを十分に大きくできないために、増幅読み出し回路における電流ショット雑音や１／ｆ雑音等のランダム雑音の影響を十分に低減することができなかった。

この問題に対して、特許文献２は、信号線と増幅トランジスタゲートとを結合容量によりＤＣ（Direct Current）を分離し、さらに増幅トランジスタのゲート−ドレイン間にスイッチトランジスタを配置する構造を開示している。

この構造によれば、増幅トランジスタの閾値情報、負荷トランジスタの閾値情報、行選択線の電圧分布情報、チップ温度情報を全て含んだ電圧へ増幅トランジスタゲート電圧をクランプすることが可能となる。その結果、増幅ＭＯＳトランジスタの閾値の揺らぎおよび負荷ＭＯＳトランジスタの閾値の揺らぎを排除することができ、カラムアンプのゲインを増加させることができる。さらに、横方向シェーディングの防止およびチップ温度補償が可能となる。

ところで、式２に示されるように、カラムアンプのゲインに影響する増幅トランジスタの相互コンダクタンスｇｍは、同一のデバイス構造のもとでは、（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）に比例する。したがって、カラムアンプのゲイン調整を行うためには、特許文献２に記載されているように、クランプ動作時と増幅動作時に増幅トランジスタのソース電位を異なる値に制御することが有効となる。

すなわち、クランプ時のソース電圧をＶｓｃ、増幅動作時のソース電圧をＶｓａ、そして信号線に発生する信号成分をＶｓｉｇとした場合には、式２の（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）を（Ｖｓｉｇ＋Ｖｓｃ−Ｖｓａ）に置換した式３に従って、増幅トランジスタは動作する。
ｇｍ＝（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μｎ・（Ｖｓｉｇ＋Ｖｓｃ−Ｖｓａ） （式３）
このときＶｓｉｇは、前述のとおりにμＶオーダーという非常に微弱な電圧である。

一方、カラムアンプのゲインを向上させるために、（Ｖｓｃ−Ｖｓａ）は０〜数百ｍＶ程度で調整される。したがって、カラムアンプにおける蓄積容量に積分される電流の大部分は、（Ｖｓｃ−Ｖｓａ）により発生するバイアス電流成分であり、Ｖｓｉｇを増幅した電流成分は非常に少ない。これに対処するために、一般的には、電圧スイングの大部分を占めるバイアス成分を外部回路で除去することによって、蓄積容量の電圧スイングのごく一部である撮像信号を増幅する。上述のとおり、これでは、カラムアンプのダイナミックレンジを十分に利用することができず、かつ、バイアス電荷による飽和を防止するために十分に高いゲインで増幅動作を行うことができない。その結果、雑音を充分に低減することができない。

さらに、外部回路において、バイアス電圧を除去し、増幅する必要があるので、カメラ回路に対する雑音仕様は厳しくなり、赤外線カメラおよび赤外線カメラを含む電子機器の低コスト化を妨げる。

以下の実施形態により、上記問題が解決される。以下、図面を参照して本発明に係る実施形態を説明する。本実施形態は、本発明を限定するものではない。

（第１の実施形態）
図１は、本発明に係る第１の実施形態に従った赤外線センサ１００の構成を示す図である。赤外線センサ１００は、半導体基板上に４行４列に配列された１６個の画素を含む撮像領域を備えている。撮像領域は、通常、より多くの画素を備えているが、ここでは、便宜的に１６画素とする。

撮像領域の第１行目には、熱的無感度画素（以下、ＴＢ（Thermal Black）画素ともいう）２が配列されている。撮像領域の第２行目には、光学的無感度画素３（以下、ＯＢ（Optical Black）画素ともいう）が配列されている。撮像領域の第３行目および第４行目には、３列の有効画素１および１列のＯＢ画素３が配列されている。各画素は、ｐｎ接合４を含む。

行選択線５は、行方向に配列された画素に接続されている。垂直信号線（以下単に、信号線ともいう）６は、列方向に配列された画素に接続されている。行選択線５は、ｐｎ接合４の一端（アノード側）に接続され、信号線６は、ｐｎ接合４の他端（カソード側）に接続されている。

行選択回路５０に行選択線５が接続されている。行選択回路５０は、選択する行選択線５にパルス電圧を印加する。信号線６は、定電流源６０に接続されている。行選択回路５０がパルス電圧を選択行のｐｎ接合４に印加すると選択行のｐｎ接合４が順バイアスされる。これにより、カラム電圧が信号線６に発生する。一方、非選択行のｐｎ接合４は、すべて逆バイアスされているので、行選択線５は信号線６から分離されている。

カラムアンプ７が各信号線６に対応して設けられている。カラムアンプ７はクランプ動作を行うための入力７０を有し、クランプパルスによりクランプ動作を行う。カラムアンプ７は、信号線６から伝達された信号を増幅する。

除去回路としてのバランス回路８が、各カラムアンプ７に対応して設けられている。バランス回路８は、カラムアンプ７と類似する構成を有し、クランプ動作のための制御入力８０を有する。また、バランス回路８は、その増幅動作点を制御するための制御電圧入力８９を有する。

カラムアンプ７は、水平読出し回路（以下単に、読出し回路ともいう）１１に接続されている。読出し回路１１は、カラムアンプ７で増幅された信号を赤外線センサ１００の外部へ順次出力する。

次に、各画素の構成を説明する。

図２は有効画素１の平面図である。図３は、図２の３−３線に沿った有効画素１の断面図である。有効画素１は、図３に示すように半導体基板１０６に設けられた空洞１０７上に支持されている。空洞１０７上にＢＯＸ層１１４がある。ＢＯＸ層１１４上のＳＯＩ層にｐ型半導体１０８およびｎ型半導体１１５から成るｐｎ接合が形成されている。図３の上部から入射した赤外線は、表面側の吸収層１１８、１２０において吸収され熱エネルギーとなり、中空上に支持されたｐｎ接合を含む熱電変換部１０１の温度を上昇させる。

図４は、ＯＢ画素３の断面図である。ＯＢ画素３の平面図は図２と同様であるので省略する。図３と同一の構成要素には同一符号を付している。ＯＢ画素３は、たとえば、アルミニウム等の金属層からなる遮光膜１２１を有効画素１の表面に設けた構成を有する。ＯＢ画素３の他の構成は、有効画素１の構成と同様でよい。ＯＢ画素３は、入射赤外線を吸収しないので赤外線感度が無い。しかし、ＯＢ画素３では、バイアス電流を流すことによる発熱である自己過熱（self heating）が起きる。

図５はＴＢ画素２の断面図である。ＴＢ画素２の平面図は図２と同様であるので省略する。図３と同一の構成要素は同一符号を付している。ＴＢ画素２は、空洞部１０７およびエッチングホール部１１９からなる熱分離構造を有しない点で、有効画素１およびＯＢ画素３と異なる。ＴＢ画素４は、赤外線に対する感度を有しない。また、バイアス電流を流すことにより発生するジュール熱は、基板１０６に拡散発散するので自己過熱も発生しない。

有効画素１の製造方法を簡単に説明する。ＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板のＳＯＩ層にｐ型半導体１０８およびｎ型半導体１１５から成るｐｎ接合を形成する。配線等を形成した後、空洞部１０７を形成するためにエッチングホール１１９をパッシベーション膜に形成する。ＴＭＡＨ（水酸化テトラメチルアンモニウム）によるウェットエッチングを用いて、エッチングホール１１９を介してシリコン支持基板１０６を異方的にエッチングする。これにより、図３に示す構造が得られる。

図６は、カラムアンプ７の回路図である。カラムアンプ７は、第１の増幅トランジスタ７２と、第１のノードＮ１と、第２のノードＮ２と、第１の結合容量７１と、第１のクランプトランジスタ７５と、第１の蓄積容量７４と、リセットトランジスタ７３とを含む。

第１のノードＮ１は、第１の増幅トランジスタ７２のドレインに接続されている。第２のノードＮ２は、第１の増幅トランジスタ７２のゲートに接続されている。第１の結合容量７１は、第２のノードＮ２と信号線６との間に接続されており、第１の増幅トランジスタ７２のゲートを信号線６に容量結合する。第１のクランプトランジスタ７５は、第１のノードＮ１と第２のノードＮ２との間に接続されており、クランプ動作時に第１の増幅トランジスタ７２のゲートとドレインとを接続する。これにより、第１のクランプトランジスタ７５は、第１の増幅トランジスタ７２の閾値電圧情報を第１の増幅トランジスタ７２のゲートに保持する。第１の蓄積容量７４は、第１のノードＮ１と基準電圧（グランド）との間に接続され、第１の増幅トランジスタ７２を流れる電荷を蓄積する。第１の増幅トランジスタ７２がＮ型ＭＯＳＦＥＴである場合には、第１の蓄積容量７４に蓄積する電荷は電子である。リセットトランジスタ７３は、第１のノードＮ１とリセット電位ＶＲＳとの間に接続されており、第１のノードＮ１の電位をリセット電位に設定するためのリセット動作においてオンする。

リセットトランジスタ７３がオンになると、蓄積容量７４をリセット電圧ＶＲＳにリセットする。リセットトランジスタ７３がオフになった後、第１の増幅トランジスタ７２は、結合容量７１を介して信号線６からのカラム信号を受ける。それにより、第１の増幅トランジスタ７２は、そのカラム信号の電圧ＶＳＬに基づいて変調された量の電荷をソースからドレイン（第１のノードＮ１）へ流す。これにより、電子が第１の蓄積容量７４に蓄積される。即ち、カラム信号を増幅した増幅信号が第１の蓄積容量７４に格納される。この蓄積電荷に応じた電位が第１のノードＮ１の電位ＶＮＮとして現れる。第１のノードＮ１は、読出し回路１１に接続されている。これにより、第１の蓄積容量７４に格納された増幅信号は読出し回路１１に出力される。このように、カラムアンプ７は、信号線６に発生するカラム電圧ＶＳＬを入力としたＧＭＩ（Ｇａｔｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）回路として構成されている。

第１の増幅トランジスタ７２、リセットトランジスタ７３、クランプトランジスタ７５は、例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴである。第１の増幅トランジスタ７２のソース電圧７６はＶｓｓである。

図７は、除去回路としてのバランス回路９の回路図である。バランス回路９は、第２の増幅トランジスタ（バランストランジスタとも呼ぶ）８２と、第３のノードＮ３と、第４のノードＮ４と、第２の結合容量８１と、第２のクランプトランジスタ８５と、第２の蓄積容量８４と、分離トランジスタ８８とを含む。バランス回路９は、カラムアンプ７と類似の構成を有する。ただし、第２の増幅トランジスタ８２および第２のクランプトランジスタ８５は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴである。また、第２の増幅トランジスタ８２のソース電圧８６はＶｄｄである。

第３のノードＮ３は、第２の増幅トランジスタ８２のドレインに接続されている。第４のノードＮ４は、第２の増幅トランジスタ８２のゲートに接続されている。第２の結合容量８１は、第４のノードＮ４と第２の増幅トランジスタ８２のゲートに制御電圧を与える制御電圧入力８９との間に接続されており、第２の増幅トランジスタ８２のゲートを制御電圧入力８９に容量結合する。第２のクランプトランジスタ８５は、第３のノードＮ３と第４のノードＮ４との間に接続されており、クランプ動作時に第２の増幅トランジスタ８２のゲートとドレインとを接続する。これにより、第２のクランプトランジスタ８５は、第２の増幅トランジスタ８２の閾値電圧情報を第２の増幅ＭＯＳトランジスタ８２のゲートに保持する。ただし、第２のクランプトランジスタ８５のゲートに入力される信号ＣＬＡＭＰ＿Ｐは、第１のクランプトランジスタ７５のゲートに入力される信号ＣＬＡＭＰと逆相のパルス信号である。第２の蓄積容量８４は、第３のノードＮ３と基準電圧（グランド）との間に接続され、第２の増幅トランジスタ８２を流れる電荷を蓄積する。第２の増幅トランジスタ８２がＰ型ＭＯＳＦＥＴである場合には、第２の蓄積容量８４に蓄積する電荷はホールである。分離トランジスタ８８は、第３のノードＮ３と第１のノードＮ１との間に接続されている。分離トランジスタ８８は、クランプ動作以外のリセット動作中および増幅動作中においてオン状態であり、このときに第１の結合容量７４と第２の結合容量８４とを導通させる。

クランプ動作では、ゲート電位ＶＧＮ（第２のノードＮ２の電位）とゲート電位ＶＧＰ（第４のノードＮ４の電位）とを別個にクランプするために、分離トランジスタ８８はオフ状態である必要がある。クランプ動作以外のリセット動作および増幅動作では、分離トランジスタ８８がオンするので、第１のノードＮ１の電位ＶＮＮと第３のノードＮ３の電位ＶＮＰは等しくなる。

第２の増幅トランジスタ８２は、結合容量８１を介して制御電圧入力８９から制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐを受ける。これにより、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐに基づいて変調された量のホールをソースからドレイン（第３のノードＮ３）へ流し、このホールが第２の蓄積容量８４に蓄積される。ここで、第３のノードＮ３と第１のノードＮ１とは接続されているので、第２の蓄積容量８４に蓄積されたホールは、第１の蓄積容量７４に蓄積された電子と結合し消滅する。即ち、第２の蓄積容量８４に蓄積された電荷は、第１の蓄積容量７４に蓄積された電荷を相殺するために利用される。この相殺後に、第１の蓄積容量７４に残存する電位（第1のノード電位ＶＮＮ）がカラム出力Ｖｏｕｔとして読出し回路１１に出力される。

制御信号の電圧ＧＡＴＥ＿Ｐを、カラム電圧ＶＳＬのうち無信号時の出力成分と等しくすれば、第１の蓄積容量７４に蓄積された電荷のうちのバイアス成分が相殺され、赤外線信号成分Ｖｓｉｇが残る。従って、読出し回路１１に実際に出力される増幅信号は、赤外線信号成分Ｖｓｉｇとなり得る。

第１の増幅トランジスタ７２のソース電圧Ｖｓｓは、例えば、基準電圧としての接地電圧である。第２の増幅トランジスタ８２のソース電圧Ｖｄｄは、Ｖｓｓよりも高い第２の基準電位である。さらに、リセットトランジスタ７３のドレイン電圧は、リセット電圧ＶＲＳである。リセット電圧ＶＲＳは、Ｖｓｓ＜ＶＲＳ＜Ｖｄｄという関係を有する。本実施形態では、Ｖｓｓ＝０、ＶＲＳ＝Ｖｄｄ／２とする。

図８は、読出し回路１１の回路図である。読出し回路１１は、水平選択トランジスタ１２と、読出し線１３と、水平シフトレジスタ１４と、バッファ回路としてのソースフォロワ回路１５と、読出しリセットスイッチ１６とを含む。各水平選択トランジスタ１２は、読出し線１３と各カラムアンプ７との間に接続されている。水平シフトレジスタ１４は、水平選択トランジスタ１２のゲートに接続されている。水平シフトレジスタ１４は、水平選択トランジスタ１２を順次オンにすることによって、カラムアンプ７からの出力信号を順に読出し線１３に伝達する。出力信号は、読出し線１３からソースフォロワ回路１５を介して赤外線センサ１００の外部へ出力される。読出しリセットスイッチ１６は、或るカラム線６の信号を読み出した後に、読出し線１３をＶｄｄにリセットするために設けられている。ソースフォロワ回路１５は、バッファ回路として機能する。尚、ソースフォロア回路１５に変えて、インバータアンプ回路をバッファ回路として用いてもよい。

図９は、本実施形態による赤外線センサ１００の動作の流れを示すタイミング図である。赤外線センサ１００の動作には、クランプ動作、リセット動作および選択・増幅動作がある。リセット動作および増幅動作は一連の動作あるので、それらを一体として増幅動作と呼んでも構わない。リセット動作およびクランプ動作も一連の動作あるので、それらを一体としてクランプ動作と呼んでも構わない。

Ｖ１〜Ｖ３は、それぞれ第１行目から第３行目の行選択線５に印加されるパルス電圧である。パルス電圧Ｖ１〜Ｖ３の各振幅は、行選択回路５０から行選択線５に供給される電圧Ｖｄである。時間ｔ７〜ｔ８において第１行目の行選択線５が選択される。時間ｔ１１〜ｔ１２において第２行目の行選択線５が選択される。時間ｔ１５〜ｔ１６において第３行目の行選択線５が選択される。尚、第４行目の画素列の動作は、第３行目の画素列の動作と同じであるので、その説明を省略する。

ＶＳＬは、信号線６の電位（カラム電圧）である。ＩＳＯは、分離トランジスタ８８のゲートに入力される分離信号である。ＲＥＳＥＴは、リセットトランジスタ７３のゲートに入力されるリセットパルスである。ＣＬＡＭＰは、第１のクランプトランジスタ７５のゲートに入力される第１のクランプパルスである。ＣＬＡＭＰ＿Ｐは、第２のクランプトランジスタ８５のゲートに入力される第２のクランプパルスである。ＧＡＴＥ＿Ｐは、第２の増幅トランジスタ８２のゲートに入力される制御電圧である。ＶＮＮ、ＶＧＮ、ＶＮＰおよびＶＧＰは、それぞれ第１のノードＮ１、第２のノードＮ２、第３のノードＮ３および第４のノードＮ４の各電位である。よって、ＶＮＮ、ＶＧＮ、ＶＮＰおよびＶＧＰは、それぞれ第１のノード電位、第２のノード電位、第３のノード電位および第４のノード電位と呼ぶ。

行選択線５が選択されている期間において、信号線６には、行選択期間において行選択線５に供給される電圧Ｖｄから画素における降下電圧Ｖｐｉｘを引き算した電圧（Ｖｄ−Ｖｐｉｘ）が発生する。即ち、ＶＳＬｏｎ＝Ｖｄ−Ｖｐｉｘとなる。Ｖｐｉｘは、撮像領域に入射した赤外線情報だけでなく、赤外線センサ１００のチップ温度情報、自己加熱情報、定電流源のばらつき情報をも含む。尚、非選択期間において、カラム電圧ＶＳＬはＶｓｓである。

上述のとおり、分離トランジスタ８８は、クランプ期間ｔ３〜ｔ４においてオフになるが、それ以外の期間ではオンである。よって、クランプ期間以外の期間において、第１の蓄積容量７４と第２の蓄積容量８４とは導通状態にあり、第1のノードＮ１および第３のノードＮ３は同電位となっている。

[リセット動作]
リセット動作は、第１のノード電位ＶＮＮおよび第３のノード電位ＶＮＰをリセット電圧ＶＲＳにリセットする動作であり、クランプ動作前（ｔ１〜ｔ２）におよび増幅動作前（ｔ５〜ｔ６等）に導入されている。時間ｔ１〜ｔ２では、クランプ動作に先立ち、リセット電圧ＲＥＳＥＴをハイにする。これにより、リセットトランジスタ７３がオン状態になり、第１のノード電位ＶＮＮがリセット電圧ＶＲＳにリセットされる。このとき、分離トランジスタ８８はオン状態であるので、第３のノード電位ＶＮＰもリセット電圧ＶＲＳにリセットされる。このリセット動作は、ｔ１〜ｔ２、ｔ５〜ｔ６、ｔ９〜ｔ１０およびｔ１３〜ｔ１４においても実行される。

リセット動作後、ｔ２においてリセットトランジスタ７３をオフにし、さらに、ｔ３において分離トランジスタ８８もオフにする。これにより、第１の蓄積容量７４および第２の蓄積容量８４が互いに分離される。

[クランプ動作]
クランプ動作は、第１の増幅トランジスタ７２および第２の増幅トランジスタ８２の各ゲート電圧（第２および第４のノード電位ＶＧＮ、ＶＧＰ）を第１および第２の増幅トランジスタ７２、８２の閾値電圧情報を含む電圧にクランプする動作である。時間ｔ３〜ｔ４において、第１のクランプパルスＣＬＡＭＰはハイレベルＶｄｄに設定され、第２のクランプパルスＣＬＡＭＰ＿ＰはロウレベルＶｓｓに設定される。さらに、制御電圧ＧＡＴＥ＿ＰはハイレベルＶｄｄに設定される。

これにより、クランプトランジスタ７５および８５がオン状態になり、第１の増幅トランジスタ７２のゲートとドレインとが接続され、かつ、第２の増幅トランジスタ８２のゲートとドレインとが接続される。このとき、第１および第２の増幅トランジスタ７２および８２の各ゲート容量は、第１および第２の蓄積容量７４および８４と比較して十分に小さい。よって、第１および第２の増幅トランジスタ７２および８２のゲート電圧（第２および第４のノード電位ＶＧＮ、ＶＧＰ）は、第１および第３のノード電位ＶＮＮ、ＶＮＰと等しいリセット電位ＶＲＳになる。

リセット電位ＶＲＳは、上述のとおり、Ｖｓｓ＜ＶＲＳ＜Ｖｄｄであるが、第１および第２の増幅トランジスタ７２および８２をオン状態するのに十分な電圧であるとする。すなわち、第１の増幅トランジスタ７２の閾値電圧をＶｔｈｎとし、第２の増幅トランジスタ８２の閾値電圧をＶｔｈｐとしたときに、Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ＜ＶＲＳ＜Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐである。尚、Ｖｔｈｐは負の電圧である。

従って、第１および第２の増幅トランジスタ７２、８２は、ともにオン状態になる。ここで、第１の増幅トランジスタ７２のソース電圧はＶｓｓであるので、第１の増幅トランジスタ７２のドレイン電流は、第１のノード電位ＶＮＮをＶｓｓへ近づけるように流れる。また、第２の増幅トランジスタ８２のソース電圧はＶｄｄであるので、第２の増幅トランジスタ８２のドレイン電流は、第３のノード電位ＶＮＰをＶｄｄへ近づけるように流れる。

その後、ＶＮＮ＝ＶＧＮ＝Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎになると、第１の増幅トランジスタ７２はオフになる。また、ＶＮＰ＝ＶＧＰ＝Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐになると、第２の増幅トランジスタ８２がオフになる。さらに、ｔ４において、第１および第２のクランプトランジスタ７５、８５がオフ状態になる。これにより、第２のノード電位ＶＧＮはＶｓｓ＋Ｖｔｈｎに保持され、第４のノード電位ＶＧＰはＶｄｄ＋Ｖｔｈｐに保持される。これと同時に、分離トランジスタ８８をオン状態にする。これにより、第１の蓄積容量７４と第２の蓄積容量８４とを導通状態にする。

いずれの行選択線５も選択されていない場合（例えば、ｔ５〜ｔ７）には、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ）を保持し、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ）を保持する。よって、便宜的に、（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ）を第１のクランプ電圧と呼び、（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ）を第２のクランプ電圧と呼ぶ。

クランプ動作は、１フレーム期間ごとに１回実行される。１フレーム期間とは、総ての行選択線５が順次選択され、撮像領域内の総ての画素の信号が順次出力される期間である。

［第１行目の画素の選択・増幅動作］
ｔ５〜ｔ６におけるリセット動作後、ｔ７〜ｔ８において行選択回路５０が選択パルスＶ１を第１行目の行選択線５に供給する。このとき、第１行目の画素として図１に示したＴＢ画素行が選択される。したがって、ｐｎ接合４での降下電圧Ｖｐｉｘは、チップ温度およびバイアス電流に基づくバイアス電圧Ｖｂを含むが、赤外線信号成分Ｖｓｉｇおよび自己加熱成分Ｖｓｈを含まない。即ち、Ｖｐｉｘ＝Ｖｂである。このときの信号線６のカラム電圧ＶＳＬをＶＳＬｏｎＴＢとすると、ＶＳＬｏｎＴＢ＝Ｖｄ−Ｖｐｉｘ＝Ｖｄ−Ｖｂである。

信号線６と増幅トランジスタ７２のゲートとは結合容量７１により容量結合されている。また、結合容量７１は第１の増幅トランジスタ７２のゲート容量より十分に大きくなるように設計されている。従って、ＶＳＬが０からＶＳＬｏｎＴＢに変化すると、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、第１のクランプ電圧（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ）から（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ＋ＶＳＬｏｎＴＢ）に変化する。このゲート電圧の変化により、第１の増幅トランジスタ７２がオン状態となりドレイン電流が流れる。すなわち、第１の増幅トランジスタ７２のソースから第１のノードＮ１へ電子電流が流れ込む。それによって、カラム電圧ＶＳＬｏｎＴＢの増幅動作が行われる。

一方、パルス電圧Ｖ１と同期して、制御電圧ＧＡＴＥ＿ＰをＶｄｄから（Ｖｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢ）に変化させる。これにより、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、第２のクランプ電圧（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ）から（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ−ＶＳＬｏｎＴＢ）に変化する。このゲート電圧の変化により、第２の増幅トランジスタ８２がオン状態になり、第２の増幅トランジスタ８２のソースから第２のノードＮ２へ正孔電流が流れ込む。それによって、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐの増幅動作が行われる。

ここで、第１の蓄積容量７４および第２の蓄積容量８４は、分離トランジスタ８８を介して接続されていることに注目されたい。さらに、第１の増幅トランジスタ７２の増幅において第１の蓄積容量７４に蓄積される電荷は電子であるのに対し、第２の増幅トランジスタ８２の増幅において第２の蓄積容量８４に蓄積される電荷は正孔であることに注目されたい。これにより、第１の蓄積容量７４に蓄積された電子と第２の蓄積容量８４に蓄積された正孔は、結合し消滅する。第１の蓄積容量７４に蓄積された電子量および第２の蓄積容量８４に蓄積された正孔量は、ともにＶＳＬｏｎＴＢに基づいており、ほぼ等しい。その結果、図９のｔ７〜ｔ８に示すように、第１のノード電位ＶＮＮおよび第３のノード電位ＶＮＰは、バランスし、リセット電圧ＶＲＳ（ＶＲＳ＝Ｖｄｄ／２）のまま変化しない。第１のノード電圧ＶＮＮおよび第３のノード電圧ＶＮＰは、増幅動作終了時の電圧、即ち、リセット電圧ＶＲＳを保持する。第１のノード電圧ＶＮＮに保持されているリセット電圧ＶＲＳが読出し回路１１から読み出される。このとき読み出される電圧は、ダークレベルとして赤外線センサの基準電圧になる。

ｔ８において、第１行目の画素に対する選択・増幅動作が終了すると、即ち、パルス電圧Ｖ１がロウになると、第２のノード電位ＶＧＮは（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ）に戻る。これにより、第１の増幅トランジスタ７２はオフになる。パルス電圧Ｖ１の立下りと同期して、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐは、（Ｖｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢ）からＶｄｄに戻る。これにより、第２の増幅トランジスタ８２はオフになる。

［第２行目の画素の選択・増幅動作］
ｔ９〜ｔ１０におけるリセット動作後、ｔ１１〜ｔ１２において行選択回路５０が選択パルスＶ２を第２行目の行選択線５に供給する。第２行目の画素はＯＢ画素３からなる。したがって、ｐｎ接合４での降下電圧Ｖｐｉｘは、バイアス電圧Ｖｂおよび自己加熱成分Ｖｓｈを含むが、赤外線信号成分Ｖｓｉｇを含まない。即ち、Ｖｐｉｘ＝Ｖｂ−Ｖｓｈである。このときの信号線６のカラム電圧ＶＳＬをＶＳＬｏｎＯＢとすると、ＶＳＬｏｎＯＢ＝Ｖｄ−Ｖｐｉｘ＝Ｖｄ−（Ｖｂ−Ｖｓｈ）である。第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、第１のクランプ電圧（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ）から（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ＋ＶＳＬｏｎＯＢ）に変化する。第１の増幅トランジスタ７２は、カラム電圧ＶＳＬｏｎＯＢの増幅動作を行う。その結果、第１の蓄積容量７４には、カラム電圧ＶＳＬｏｎＯＢに基づいた電子が蓄積される。

一方、第２の増幅トランジスタ８２のゲートには、第１行目の選択・増幅動作と同様に、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐとして（Ｖｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢ）が印加される。即ち、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、第２のクランプ電圧（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ）から（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ−ＶＳＬｏｎＴＢ）に変化する。その結果、第２の蓄積容量８４には、電圧ＶＳＬｏｎＴＢに基づいた正孔が蓄積される。

ここで、第１の蓄積容量７４に蓄積される電子量はＶＧＮ＝ＶＳＬｏｎＯＢ＝Ｖｄ−（Ｖｂ−Ｖｓｈ）に基づき、第２の蓄積容量８４に蓄積された正孔量はＶＧＰ＝Ｖｄ−Ｖｂに基づいていることに注目されたい。自己過熱成分Ｖｓｈに基づく量の電子は、第２の蓄積容量８４からの正孔と結合せず、第１の蓄積容量７４に残る。

より詳細には、式１４および式１５が成り立つ。
Ｖｏｕｔ＝（ｇｍ×Ｖｓｈ×Ｔｉ）／Ｃｉ （式１４）
Ｑｓｉｇ＝ｇｍ×Ｖｓｈ×Ｔｉ （式１５）

Ｑｓｉｇは、自己過熱Ｖｓｈに基づいて第１の蓄積容量７４に蓄積された電荷量である。ｇｍは、第１の増幅トランジスタ７２のコンダクタンスである。第１の増幅トランジスタ７２の増幅率は、ｇｍによって決まる。Ｔｉは行選択期間である。Ｃｉは、第１および第２の蓄積容量７４および８４の合計容量である。

一般に、相互コンダクタンスｇｍは、式１６で表される。
ｇｍ＝（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μ・（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ） （式１６）

ＮＭＯＳの相互コンダクタンスは、μに電子の移動度μｎを代入することによって得られる。ＰＭＯＳの相互コンダクタンスは、μに正孔の移動度μｐを代入することによって得られる。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴの電子の移動度μｎとＰ型ＭＯＳＦＥＴの正孔の移動度μｐとは異なる。そこで、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴからなる第１の増幅トランジスタ７２の相互コンダクタンス（電流駆動能力）とＰ型ＭＯＳＦＥＴからなる第２の増幅トランジスタ８２の相互コンダクタンス（電流駆動能力）とを等しくするために、第１の増幅トランジスタ７２および第２の増幅トランジスタ８２の各チャネルサイズ（Ｗ／Ｌ）を設計することが好ましい。

第１の増幅トランジスタ７２および第２の増幅トランジスタ８２の（Ｗ／Ｌ）×μが異なる場合には、（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）を適宜調整することにより、第１の増幅トランジスタ７２の電子電流と第２の増幅トランジスタ８２の正孔電流をバランスさせることができる。具体的には、増幅動作における制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐを調整することで、ｇｍをバランスさせることが可能である。

ｔ１２においてパルス電圧Ｖ２がロウになると、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、第１のクランプ電圧に戻る。よって、第１の増幅トランジスタ７２はオフになる。これと同時に、制御電圧ＧＡＴＥ＿ＰがＶｄｄに戻り、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、第２のクランプ電圧に戻る。よって、第２の増幅トランジスタ８２はオフになる。第１および第２のノード電位ＶＮＮおよびＶＮＰは、（ｇｍ×Ｖｓｈ×Ｔｉ）／Ｃｉに保持される。第１のノード電位ＶＮＮは、読出し回路１１により読み出される。

このように、第２行目の選択・増幅動作では、自己過熱成分Ｖｓｈを増幅した電位Ｖｏｕｔが第１のノード電位ＶＮＮとして現れ、この電位が出力される。出力Ｖｏｕｔは、画素における自己加熱成分のみの出力であるので、必要に応じて、赤外線センサの基準電圧として使用することができる。

［第３行目の画素の選択・増幅動作］
ｔ１３〜ｔ１４におけるリセット動作後、ｔ１５〜ｔ１６において行選択回路５０が選択パルスＶ４を第３行目の行選択線５に供給する。第３行目の画素は有効画素１からなる。したがって、ｐｎ接合４での降下電圧Ｖｐｉｘは、バイアス電圧Ｖｂ、自己加熱成分Ｖｓｈおよび赤外線信号成分Ｖｓｉｇを含む。即ち、Ｖｐｉｘ＝Ｖｂ−Ｖｓｈ−Ｖｓｉｇである。有効画素行選択時における信号線６のカラム電圧ＶＳＬをＶＳＬｏｎＶＬとすると、ＶＳＬｏｎＶＬ＝Ｖｄ−Ｖｐｉｘ＝Ｖｄ−（Ｖｂ−Ｖｓｈ−Ｖｓｉｇ）である。第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、第１のクランプ電圧（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ）から（Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ＋ＶＳＬｏｎＶＬ）に変化する。第１の増幅トランジスタ７２は、カラム電圧ＶＳＬｏｎＶＬの増幅動作を行い、その結果、第１の蓄積容量７４には、カラム電圧ＶＳＬｏｎＶＬに基づいた電子が蓄積される。

一方、第２の増幅トランジスタ８２のゲートには、第１行目の選択・増幅動作と同様に、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐとして（Ｖｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢ）が印加される。即ち、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、第２のクランプ電圧（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ）から（Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ−ＶＳＬｏｎＴＢ）に変化する。第２の増幅トランジスタ８２は、電圧ＶＳＬｏｎＴＢの増幅動作を行い、その結果、第２の蓄積容量８４には、電圧ＶＳＬｏｎＴＢに基づいた正孔が蓄積される。

ここで、第１の蓄積容量７４に蓄積される電子量はＶＧＮ＝ＶＳＬｏｎＶＬ＝Ｖｄｄ−（Ｖｂ−Ｖｓｈ−Ｖｓｉｇ）に基づき、第２の蓄積容量８４に蓄積された正孔量はＶＧＰ＝ＶＳＬｏｎＴＢ＝Ｖｄｄ−Ｖｂに基づいていることに注目されたい。自己過熱成分Ｖｓｈおよび赤外線信号成分Ｖｓｉｇに基づく量の電子は、第２の蓄積容量８４からの正孔と結合せず、第１の蓄積容量７４に残る。

より詳細には、式４および式５が成り立つ。
Ｖｏｕｔ＝（ｇｍ×（Ｖｓｈ＋Ｖｓｉｇ）×Ｔｉ）／Ｃｉ （式４）
Ｑｓｉｇ＝ｇｍ×（Ｖｓｈ＋Ｖｓｉｇ）×Ｔｉ （式５）

ｔ１６においてパルス電圧Ｖ３がロウになると、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、第１のクランプ電圧に戻る。よって、第１の増幅トランジスタ７２はオフになる。これと同時に、制御電圧ＧＡＴＥ＿ＰがＶｄｄに戻り、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、第２のクランプ電圧に戻る。よって、第２の増幅トランジスタ８２はオフになる。第１および第２のノード電位ＶＮＮおよびＶＮＰは、（ｇｍ×（Ｖｓｈ＋Ｖｓｉｇ）×Ｔｉ）／Ｃｉに保持される。第１のノード電位ＶＮＮは、読出し回路１１により読み出される。

このように、第３行目の選択・増幅動作では、自己過熱Ｖｓｈおよび赤外線信号成分Ｖｓｉｇに基づく電位Ｖｏｕｔが第１のノード電位ＶＮＮとして現れ、この電位が出力される。

実用的な増幅率を得るためには、ＶＳＬｏｎＴＢを数百ｍＶ程度に設定する必要がある。この値はＶｓｈやＶｓｉｇと比較してはるかに大きい。従って、従来、赤外線信号と関係のないカラム電圧ＶＳＬｏｎＴＢによって発生するバイアス成分が第１の蓄積容量７４の電圧スイングの大部分を占めていた。そのため、赤外線センサの外部、例えば、カメラ回路においてバイアス成分を除去し、小さな信号電圧を再度増幅する必要があった。

これに対し、本実施形態によれば、第１および第２の蓄積容量７４および８４の電圧スイングのうち、赤外線信号とは無関係なバイアス成分は、第２の増幅トラジスタ８２からの正孔電流により相殺される。従って、赤外線センサ１００は、第１および第２の蓄積容量７４および８４の電圧スイングの大部分を赤外線信号成分のために使用することが可能となる。これにより、赤外線信号成分を高ゲインで増幅することができる。その結果、赤外線センサ１００は、カラムアンプ７より後段の回路における雑音に対して強く、高感度かつワイドダイナミックレンジを有することができる。

また、本実施形態による赤外線センサ１００を備えた赤外線カメラ（図示せず）は、雑音に対する仕様が緩和されるので、低コストで生産することが可能となる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態においては、第１の増幅トランジスタ７２のソース７６を一定電圧Ｖｓｓとし、第２の増幅トランジスタ８２のソース８６を一定電圧Ｖｄｄとしていた。よって、カラムアンプ８のゲインを決定する第１の増幅トランジスタ７２のコンダクタンスｇｍはＶＳＬｏｎＴＢにより調整されていた。

第２の実施形態では、第１の増幅トランジスタ７２のソース７６および第２の増幅トランジスタ８２のソース８６にパルス状の電圧を与える。第１の増幅トランジスタ７２のソース７６には、クランプ動作時にＶｓｃが印加され、選択・増幅動作時にＶｓａが印加される。また、第２の増幅トランジス８２のソース８６には、クランプ動作時にＶｄｃが印加され、選択・増幅動作時にＶｄａが印加される。

このとき、第１の増幅トランジスタ７２の相互コンダクタンスは式６で表され、第２の増幅トランジスタ８２の相互コンダクタンスは式７で表される。
ｇｍ≒（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μｎ・（ＶＳＬｏｎＴＢ＋Ｖｓａ−Ｖｓｃ） （式６）
ｇｍ≒（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μｐ・（ＶＳＬｏｎＴＢ−Ｖｄａ＋Ｖｄｃ） （式７）
ここで、Ｖｓｈ＋Ｖｓｉｇは、ＶＳＬｏｎＴＢ＋Ｖｓａ−ＶｓｃおよびＶＳＬｏｎＴＢ−Ｖｄａ＋Ｖｄｃに比較して非常に小さいので省略されている。

第２の実施形態では、式６に示すように、カラム電圧ＶＳＬｏｎＴＢを変化させることなく、ソース電圧差（Ｖｓａ−Ｖｓｃ）を変化させることによって、カラムアンプ７のゲインを調整することができる。

このとき、第１の増幅トランジスタ７２を流れるバイアス電流成分を相殺するために、（Ｖｓｃ−Ｖｓａ）＝（Ｖｄａ−Ｖｄｃ）とすることが好ましい。たとえば、Ｖｓａ＝０、Ｖｄａ＝Ｖｄｄとして、Ｖｓｃ、（Ｖｄｄ−Ｖｄｃ）を数百ｍＶにすることで所望のゲインと、画素部の最適化を同時に得ることが可能である。

この増幅トランジスタ７２における増幅動作と、バランストランジスタ８２による正孔電流注入動作を適切なカラムアンプゲインのもとで行うためには、｜Ｖｄｃ−Ｖｓｃ｜＜｜Ｖｄａ−Ｖｓａ｜という条件が満たされることが望ましい。

第２の実施形態によれば、画素特性の最適化と、カラムアンプにおけるゲインの最適化とを同時にかつ独立に行うことができる。これにより、第２の実施形態では、任意のＶＳＬｏｎＴＢにおいて、カラムアンプ７のゲインを自由に設定することができる。さらに、第２の実施形態は、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
第１および第２の実施形態では、選択・増幅動作期間前の非選択期間にクランプ動作を実行していた。この場合、クランプ動作によって第１の増幅トランジスタ７２のゲート（第２のノードＮ２）に保持される情報は、第１の増幅トランジスタ７２の閾値Ｖｔｈｎおよびクランプ時のソース電圧ＶｓｓまたはＶｓｃのみであった。

第３の実施形態では、図１に示した赤外線センサ１００を用いて、クランプ動作をＴＢ画素行の選択時に行う。図１０は、第３の実施形態による赤外線センサ１００の動作を示すタイミングチャートである。制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐは任意のＤＣ電圧で良いが、第２の増幅トランジスタ８２のソース電圧Ｖｄｄと同程度の電圧を与えることが好ましい。

ｔ１〜ｔ２において、第１の実施形態で説明したリセット動作を行う。ｔ３〜ｔ４において、第１行目の選択・増幅動作と同時にクランプ動作が実行される。クランプ動作により、第１の増幅トランジスタ７２のゲート（第２のノードＮ２）には、Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎが伝達される。第２の増幅トランジスタ８２のゲート（第４のノードＮ４）には、Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐが伝達される。このとき、分離トランジスタ８８はオフ状態である。

さらに、これと同時に第１行目のＴＢ画素行をパルス電圧Ｖ１により選択する。これにより、第１の増幅トランジスタ７２のゲート（第２のノードＮ２）にはカラム電圧ＶＳＬｏｎＴＢ＝Ｖｄ−Ｖｐｉｘ＝Ｖｄ−Ｖｂが伝達される。従って、ｔ４においてクランプ動作が終了し、分離トランジスタ８８をオンにすると、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、第１のクランプ電圧として、Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ−ＶＳＬｏｎＴＢ＝Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ−（Ｖｄ−Ｖｂ）になる。このとき、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐのままである。

このように、第１のクランプ電圧は、ソース電圧情報Ｖｓｓ、第１の増幅トランジスタ７２の閾値電圧情報Ｖｔｈｎの他に、チップ温度情報Ｖｂおよびバイアス電流情報Ｖｄを含む電圧になる。その結果、以降の選択・増幅動作において、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、カラム電圧成分ＶＳｏｎＴＢを含まず、自己加熱成分Ｖｓｈおよび赤外線信号成分Ｖｓｉｇのみを含む。即ち、第１の増幅トランジスタ７２は、バイアス成分を増幅することなく、自己加熱成分Ｖｓｈおよび赤外線信号成分Ｖｓｉｇのみを増幅することができる。

例えば、ＯＢ画素行の選択・増幅動作時（ｔ７〜ｔ８）において、制御電圧ＧＡＴＥ＿ＰはＶｄｄで一定であるが、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ＋Ｖｓｈになる。また、有効画素行の選択・増幅動作時（ｔ１１〜ｔ１２）には、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）は、Ｖｓｓ＋Ｖｔｈｎ＋Ｖｓｈ＋Ｖｓｉｇになる。このように、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐが一定であっても、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第２のノード電位ＶＧＮ）からバイアス成分が除かれている。第３の実施形態のその他の動作は、第１の実施形態と同様であるので、詳細な説明は省略する。

本実施形態においては、理想的にはバランス回路における第２の増幅トランジスタ８２に電流は流れないことになるが、クランプ動作が有限時間であることに起因して、厳密にはＶＧＰにクランプされる電圧はＶｄｄ＋Ｖｔｈｐよりも低電圧であり、わずかな電流が流れる。同様に、ＶＧＮにクランプされる電圧も厳密にはＶｓｓ＋Ｖｔｈｎよりも高電圧であり、ＶＳＬ＝ＶＳＬｏｎＴＢの場合においても、カラム増幅回路にもわずかな電流が流れる。したがって、本実施形態においては、このわずかな電流成分をバランス回路により除去するという効果があることになる。

第３の実施形態では、第１のクランプ電圧にバイアス電流成分ＶＳＬｏｎＴＢが含まれるので、定電流源６０のばらつきに起因するタテスジ状の固定パターン雑音の発生を抑制することができる。また、チップ温度情報が保持されるので、第３の実施形態による赤外線センサは、チップ温度が変動してもその影響を受けにくい。

行選択線５の電圧降下に起因する水平方向の電圧分布（いわゆる、シェーディング）の情報はカラム電圧ＶＳＬｏｎＴＢに含まれる。従って、第３の実施形態による赤外線センサはシェーディングを抑制することができる。このシェーディングは、画像領域の低雑音化のためにバイアス電流を増加させた場合に顕著になる。従って、シェーディングを抑制することによって、バイアス電流を増加させることができる。これは、画像領域の低雑音化につながる。さらに、第３の実施形態は、第１の実施形態と同様の効果を有する。

（第４の実施形態）
第４の実施形態は、第３の実施形態に第２の実施形態を組み合わせた形態である。

すなわち、第３の実施形態においては、カラムアンプのゲインが実用的な水準には不十分な場合があり、本実施形態は、実用的なカラムアンプゲインを実現することが可能なものである。

第３の実施形態においては、第１の増幅トランジスタ７２のソース７６を一定電圧Ｖｓｓとし、第２の増幅トランジスタ８２のソース８６を一定電圧Ｖｄｄとしていた。

第４の実施形態では、第１の増幅トランジスタ７２のソース７６および第２の増幅トランジスタ８２のソース８６にパルス状の電圧を与える。第１の増幅トランジスタ７２のソース７６には、クランプ動作時にＶｓｃが印加され、選択・増幅動作時にＶｓａが印加される。また、第２の増幅トランジス８２のソース８６には、クランプ動作時にＶｄｃが印加され、選択・増幅動作時にＶｄａが印加される。

このとき、第１の増幅トランジスタ７２の相互コンダクタンスは式８で表され、第２の増幅トランジスタ８２の相互コンダクタンスは式９で表される。
ｇｍ≒（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μｎ・（Ｖｓａ−Ｖｓｃ） （式８）
ｇｍ≒（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μｐ・（Ｖｄｃ−Ｖｄａ） （式９）
ここで、Ｖｓｈ＋Ｖｓｉｇは、（Ｖｄａ−Ｖｄｃ）に比較して非常に小さいので省略されている。第４の実施形態では、第３の実施形態と同様に、ＶＳＬｏｎＴＢが第１のクランプ電圧に含まれているので、式８および式９はＶＳＬｏｎＴＢを含まない。

第４の実施形態は、第２および第３の実施形態の両方の効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
図１１は、本発明に係る第５の実施形態に従った赤外線センサ２００の構成を示す図である。図１１において、図１に示す構成要素と同様の構成要素には、同じ参照番号が付されている。第５の実施形態は、制御信号ＧＡＴＥ＿Ｐを反転回路９で生成している点で第１の実施形態と異なる。

制御電圧生成回路としての反転回路９は、ＴＢおよびＯＢ画素列の信号線６とバランス回路８との間に接続されている。反転回路９は、例えば、演算増幅器を用いた反転増幅回路、または、インバータアンプ回路でよい。反転回路９は、信号線６からカラム電圧ＶＳＬｏｎＴＢまたはＶＳＬｏｎＯＢを入力し、Ｖｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢまたはＶｄｄ−ＶＳＬｏｎＯＢを制御電圧としてバランス回路８へ出力する。

図１２は、赤外線センサ２００の動作を示すタイミング図である。赤外線センサ２００の基本的な動作は第１の実施形態の動作と同様である。ただし、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐは、反転回路９からＶｄｄ−ＶＳＬｏｎＯＢとして供給される。

選択・増幅動作以外の期間においては、ＴＢおよびＯＢ画素列の信号線６の電位はＶｓｓ＝０であるので、反転回路９の出力はＶｄｄである。

リセット動作（ｔ１〜ｔ２）、クランプ動作（ｔ３〜ｔ４）およびリセット動作（ｔ５〜ｔ６）の後、ｔ７〜ｔ８において第１行目の選択・増幅動作が実行される。このとき、ＴＢおよびＯＢ画素列の信号線６にはＶＳＬｏｎＴＢが発生する。反転回路９は、Ｖｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢを制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐとしてバランス回路８へ出力する。これにより、第５の実施形態における第１行目の選択・増幅動作は、第１の実施形態のそれと同様になる。

ｔ９〜ｔ１０におけるリセット動作後、ｔ１１〜ｔ１２において第２行目のＯＢ画素行が選択される。このとき、ＴＢおよびＯＢ画素列の信号線６にはＶＳＬｏｎＯＢ＝ＶＳＬｏｎＴＢ＋Ｖｓｈが発生する。よって、反転回路９は（Ｖｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢ−Ｖｓｈ）をバランス回路８へ供給する。

その結果、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、第１の実施形態ではＶｄｄ＋Ｖｔｈｐ−ＶＳＬｏｎＴＢであるが、第５の実施形態ではＶｄｄ＋Ｖｔｈｐ−ＶＳＬｏｎＯＢ＝Ｖｄｄ＋Ｖｔｈｐ−ＶＳＬｏｎＴＢ−Ｖｓｈとなる。これにより、第５の実施形態では、第２の増幅トランジスタ８２は、バイアス成分ＶＳＬｏｎＴＢだけでなく、自己加熱成分をも相殺するように正孔電流をカラムアンプ７へ供給することができる。

従って、第２行目のＯＢ画素行の選択・増幅動作時（ｔ１１〜ｔ１３）においては、第１のノード電位ＶＮＮ、即ち、Ｖｏｕｔは、リセット電圧ＶＲＳのままとなる。第３行目の有効画素行の選択・増幅動作時（ｔ１５〜ｔ１７）においては、第１のノード電位ＶＮＮ、即ち、Ｖｏｕｔは、赤外線信号成分Ｖｓｉｇを増幅した電位ｇｍ・Ｖｓｉｇ・Ｔｉ／Ｃｉとなる。

赤外線センサ２００は、第１の蓄積容量７４の電圧スイングのほぼ全てを赤外線信号成分のために使用することが可能となり、赤外線信号成分を高ゲインで増幅することができる。さらに、第５の実施形態は、第１の実施形態と同様の効果をも有する。

（第６の実施形態）
第６の実施形態は、第５の実施形態に第２の実施形態を組み合わせた形態である。第５の実施形態においては、第１の増幅トランジスタ７２のソース７６を一定電圧Ｖｓｓとし、第２の増幅トランジスタ８２のソース８６を一定電圧Ｖｄｄとしていた。

第５の実施形態では、第１の増幅トランジスタ７２のソース７６および第２の増幅トランジスタ８２のソース８６にパルス状の電圧を与える。第１の増幅トランジスタ７２のソース７６には、クランプ動作時にＶｓｃが印加され、選択・増幅動作時にＶｓａが印加される。また、第２の増幅トランジス８２のソース８６には、クランプ動作時にＶｄｃが印加され、選択・増幅動作時にＶｄａが印加される。

このとき、第１の増幅トランジスタ７２の相互コンダクタンスは式１０で表され、第２の増幅トランジスタ８２の相互コンダクタンスは式１１で表される。
ｇｍ≒（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μｎ・（ＶＳＬｏｎＴＢ＋Ｖｓａ−Ｖｓｃ） （式１０）
ｇｍ≒（Ｗ／Ｌ）・（εox／Ｔox）・μｐ・（ＶＳＬｏｎＴＢ＋Ｖｄｃ−Ｖｄａ） （式１１）
ここで、Ｖｓｈ＋Ｖｓｉｇは、ＶＳＬｏｎＴＢに比較して非常に小さいので省略されている。

第６の実施形態は、第２および第５の実施形態の両方の効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
図１３は、本発明に係る第７の実施形態に従った赤外線センサの動作を示すタイミング図である。第７の実施形態は、第５の実施形態に第３の実施形態を組み合わせた形態、または、第６の実施形態に第３の実施形態を組み合わせた形態である。

第５および第６の実施形態では、選択・増幅動作期間前の非選択期間にクランプ動作を実行していた。この場合、クランプ動作によって第１の増幅トランジスタ７２のゲート（第２のノードＮ２）に保持される情報は、第１の増幅トランジスタ７２の閾値Ｖｔｈｎおよびクランプ時のソース電圧ＶｓｓまたはＶｓｃのみであった。

第７の実施形態では、図１１に示した赤外線センサ２００を用いて、クランプ動作とＴＢ画素行の選択とを同時に行う。反転回路９は、バランス回路８へＶｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢを供給する。また、第２行目以降の行選択期間においては、反転回路９は、バランス回路８へＶｄｄ−ＶＳＬｏｎＯＢを供給する。これにより、ｔ４以降、第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第４のノード電位ＶＧＰ）は、Ｖｄｄ＋Ｖｔｈ−ＶＳＬｏｎＯＢとなる。ＶＳＬｏｎＯＢはＶＳＬｏｎＴＢ＋Ｖｓｈであるので、第２の増幅トランジスタ８２は、自己加熱成分Ｖｓｈを相殺するように正孔電流をカラムアンプ７へ供給することができる。

よって、第２行目のＯＢ画素行の選択・増幅動作時（ｔ１１〜ｔ１３）においては、第１のノード電位ＶＮＮ、即ち、Ｖｏｕｔは、リセット電圧ＶＲＳのままとなる。第３行目の有効画素行の選択・増幅動作時（ｔ１５〜ｔ１７）においては、第１のノード電位ＶＮＮ、即ち、Ｖｏｕｔは、赤外線信号成分Ｖｓｉｇを増幅した電位ｇｍ・Ｖｓｉｇ・Ｔｉ／Ｃｉとなる。第７の実施形態のその他の動作は、第３の実施形態の動作と同様である。

第７の実施形態は、第３および第５の実施形態の両方の効果、あるいは、第３および第６の実施形態の両方の効果を得ることができる。

（第８の実施形態）
図１４は、本発明に係る第８の実施形態に従った赤外線センサ３００の構成を示す図である。第８の実施形態は、撮像領域の第２行目にＴＢ画素２が配列されている点で第１の実施形態と異なる。また、カラムアンプ１０７が第３のクランプ回路ＣＬ３を備えている点で異なる。

第１〜第７の実施形態では、リセット動作において第１の結合容量７１および第２の結合容量８１にクランプトランジスタ７５、８５をオフにする際に発生するリセット雑音が生じる。このリセット雑音は、クランプトランジスタ７５，８５をオフする動作に伴って発生するものであるので、或るフレーム期間において、第１の結合容量７１および第２の結合容量８１のリセット雑音は一定である。このことを利用して、リセット雑音は外部回路により除去することが可能である。すなわち、第２行のＯＢ画素行における信号出力を１行分のメモリーに記憶し、第３行目以降の有効画素行における信号出力から減算する処理を行うことによるリセット雑音除去が可能である。

第８の実施形態では、ＴＢ画素行の選択・増幅動作時における第１のノード電位ＶＮＮ（カラム出力Ｖｏｕｔ）情報をそのフレーム期間保持する。このＴＢ画素行で得られるカラムアンプ出力と有感度画素で得られるカラムアンプ出力との差分をとることによって、第１の結合容量７１のリセット雑音を赤外線センサ３００の内部で除去する。

図１５は、第８の実施形態によるカラムアンプ１０７の構成を示す回路図である。カラムアンプ１０７は、第１の蓄積容量７４を介して第１のノードＮ１に接続された第３のクランプ回路ＣＬ３を備えている点で図６に示すカラムアンプ７と異なる。第３のクランプ回路ＣＬ３は、第５のノードＮ５と、第６のノードＮ６と、第３の蓄積容量７８と、第３のクランプトランジスタ７９と、バッファ回路であるソースフォロア回路を構成する駆動トランジスタ７０１、負荷トランジスタ７０２とを備えている。第５のノードＮ５は、第１の蓄積容量７４の一方の電極に接続されている。第３の蓄積容量７８は、第５のノードＮ５とグランドとの間に接続さている。第３のクランプトランジスタ７９は、第５のノードＮ５とクランプ電圧ＶＣＬとの間に接続されている。駆動トランジスタ７０１のゲートは第５のノードに接続され、そのドレインはＶｄｄに接続され、そのソースは第６のノードＮ６に接続されている。負荷トランジスタ７０２のゲートは、ＢＩＡＳに接続され、そのドレインは、第６のノードに接続され、そのソースはグランドに接続されている。さらに、第６のノードＮ６は読出し回路１１へ接続されている。駆動トランジスタ７０１および負荷トランジスタ７０２は、ソースフォロワ回路として機能し、カラムアンプ出力Ｖｏｕｔをバッファする。第５のノード電圧ＶＮ５に応じて変化するカラムアンプ出力Ｖｏｕｔは、駆動トランジスタ７０１、負荷トランジスタ７０２からなるソースフォロワ回路から読出し回路１１へ出力される。

カラムアンプ出力バッファとしてのソースフォロア回路は、図１３に示すように駆動トランジスタ７０１と負荷トランジスタ７０２により構成されている。第５のノード電位ＶＮ５は駆動トランジスタ７０１のゲートに接続されている。尚、このバッファ回路は、カラムアンプ出力Ｖｏｕｔを非破壊で読み出せるものであれば、ソースフォロア回路でなくともかまわない。

リセット雑音は結合容量７１の容量およびチップ温度によって決定され、リセット雑音電圧Ｖｎｒは、式１２のように表される。
Ｖｎｒ＝（ｋ・Ｔ／Ｃ）^１／２ （式１２）
ここで、ｋはボルツマン定数である。Ｔはチップ温度である。Ｃは第１の結合容量７１の容量である。

たとえば、結合容量７１が１０［ｐＦ］、チップ温度が室温（Ｔ＝３００［Ｋ］）である場合、リセット雑音電圧Ｖｎｒは約２０［μＶ］である。この程度の雑音電圧Ｖｎｒは、数百ｍＶ程度のバイアス電圧、数十ｍＶ程度の閾値電圧のばらつき、数ｍＶ程度の自己加熱電圧より非常に小さい。従って、雑音電圧Ｖｎｒがカラムアンプ１０７のダイナミックレンジに占める割合は小さい。しかし、従来、雑音電圧Ｖｎｒを除去するためには、記憶回路および差分処理回路等が赤外線センサ３００の外部回路（例えば、カメラ回路）に必要であった。従って、雑音電圧Ｖｎｒの除去は、赤外線センサ３００を備えた製品のコストを削減することに対して有効である。

また、このリセット雑音は、バランス回路８におけるクランプ動作によっても結合容量８１の容量に依存する形で発生する。このとき、結合容量８１の容量値をＣｐとすれば、その雑音電圧Ｖｐｒは（式１２）と同様に（式１３）により表現される。
Ｖｐｒ＝（ｋ・Ｔ／Ｃｐ）^１／２ （式１３）

したがって、厳密には、この２種類のリセット雑音の合計として、Ｖｒ＝（Ｖｎｒ^２＋Ｖｐｒ^２）^１／２を考えることが必要である。

以下の記述においては、これらふたつのリセット雑音の合計値であるＶｒを用いて説明する。

図１６は、第８の実施形態による赤外線センサ３００の動作を示すタイミング図である。分離信号ＩＳＯ、第２のクランプパルスＣＬＡＭＰ＿Ｐ、制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐ、第４のノード電位ＶＧＰ、第３のノード電位ＶＮＰは、図１０に示すものと同様であるので省略している。Ｖｓｓは、第１の増幅トランジスタ７２のソース電圧である。Ｖｓｓは第１のクランプ動作時にＶｓｃであり、それ以外の期間ではＶｓａである。

第１のノードＮ１のリセット動作の後、ｔ３〜ｔ４において、第１行目の選択・増幅動作と同時に第１のクランプ動作が実行される。このとき、第１のノード電位ＶＮＮおよび第２のノード電位ＶＧＮの挙動は、図１０に示したそれらと類似する。第１のクランプ動作により、第２のノード電位ＶＧＮはＶｓｃ＋Ｖｔｈｎにクランプされる。また、ＴＢ画素行の選択動作により、このクランプされた電圧Ｖｓｃ＋Ｖｔｈｎとカラム電圧ＶＳＬｏｎＴＢとの電位差が第１の結合容量７１に蓄積される。これにより、第１のクランプ動作後、ＶＳＬ＝Ｖｓｓ＝０となる非選択期間において、ＶＧＮ＝Ｖｓｃ＋Ｖｔｈｎ−ＶＳＬｏｎＴＢとなる。

第１のクランプ動作期間では、分離トランジスタ８８はオフ状態である。第１のクランプ動作期間以外の期間では、分離トランジスタ８８はオン状態である。従って、第１のクランプ動作後、第１の増幅トランジスタ７２のゲート電圧（第１のノード電位ＶＮＮ）および第２の増幅トランジスタ８２のゲート電圧（第３のノード電位ＶＮＰ）はほぼＶＲＳである。

リセット動作後、ｔ７〜ｔ８において、第２行目の選択・増幅動作と同時に第２のクランプ動作が実行される。第２のクランプ動作では、第３のクランプパルスＣＬＡＭＰ３がハイになる。これにより、第３のクランプトランジスタ７９がオンになり、第５のノード電位ＶＮ５はＶＣＬにクランプされる。

このとき、第２行目の画素は第１行目の画素と同様にＴＢ画素である。従って、理想的には信号電圧は発生せず、第１のノード電位ＶＮＮはＶＲＳのまま変化しない。

しかし、実際には、リセット雑音Ｖｒによって、第１のノード電位ＶＮＮは、式１３のように表すことができる。
ＶＮＮ＝ＶＲＳ−（ｇｍ・Ｖｒ・Ｔｉ）／Ｃｉ （式１３）

第２のクランプ動作により、第１の蓄積容量７４にはリセット雑音Ｖｎｒに基づく電位ＶＮＮ＝ＶＲＳ−（ｇｍ・Ｖｒ・Ｔｉ）／Ｃｉとクランプ電圧ＶＣＬとの電位差が保持される。これにより、ｔ９〜ｔ１０のリセット動作の後、第５のノード電位ＶＮ５は、ＶＣＬからＶＣＬ＋（ｇｍ・Ｖｒ・Ｔｉ）／Ｃｉに変化する。

ｔ１１〜ｔ１２において、第３行目の有効画素行が選択され、赤外線信号成分の増幅動作が行われる。このとき、第１のノード電位ＶＮＮはリセット雑音成分を含む電圧ＶＮＮ＝ＶＲＳ−ｇｍ・（Ｖｒ＋Ｖｓｉｇ）・Ｔｉ／Ｃｉになる。しかし、第５のノード電位ＶＮ５は上述のようにリセット雑音Ｖｎｒを考慮した電位にクランプされているので、第５のノード電位ＶＮ５は、ＶＣＬを基準として、電圧ｇｍ・（Ｖｒ＋Ｖｓｉｇ）・Ｔｉ／Ｃｉからリセット雑音Ｖｎｒの成分をキャンセルした電位に変化する。即ち、第５のノード電位ＶＮ５は、ＶＣＬから赤外線信号成分ｇｍ・（Ｖｓｉｇ）・Ｔｉ／Ｃｉだけ異なる電位になる。

駆動トランジスタ７０１、負荷トランジスタ７０２は、第５のノード電位ＶＮ５をバッファし、これを読出し回路１１へ出力する。

このように、第８の実施形態による赤外線センサ３００は、カラムアンプ１０７の内部でリセット雑音Ｖｎｒの成分を除去することができる。したがって、赤外線センサ３００は、さらに広いダイナミックレンジを有し得る。

また、赤外線センサ３００の外部回路（例えば、カメラ回路）における記憶回路および差分処理回路等を排除することができる。その結果、赤外線センサ３００を備えた製品（例えば、赤外線カメラ）のコストを低下させることができる。

第８の実施形態では、第１および第２行目の画素としてＴＢ画素を設けている。これにより、図１５に示すように単純な第３のクランプ回路ＣＬ３をカラムアンプに付加するだけで、リセット雑音Ｖｎｒ成分を除去することができる。もし、ＴＢ画素行を複数回選択することが可能であれば、１行のＴＢ画素を用いて第１クランプ動作および第２クランプ動作を実行することができる。

（第９の実施形態）
図１７は、本発明に係る第９の実施形態に従った赤外線センサ４００の構成を示す図である。第９の実施形態は、図１１に示した赤外線センサ２００に第８の実施形態によるカラムアンプ１０７を適用した形態である。また、撮像領域の第２行目の画素はＴＢ画素である。

図１８は、第９の実施形態による赤外線センサ４００の動作を示すタイミング図である。第９の実施形態では、反転回路９が、バランス回路８へ制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐを供給する。制御電圧ＧＡＴＥ＿Ｐは、第１のクランプ動作および第２のクランプ動作においてＶｄｄ−ＶＳＬｏｎＴＢであり、第３行目の選択時にＶｄｄ−ＶＳＬｏｎＯＢである。その他の期間において、制御電圧ＧＡＴＥ＿ＰはＶｄｄである。

これにより、第５の実施形態と同様に、バランス回路８は、自己加熱成分Ｖｓｈを相殺するように正孔電流をカラムアンプ７へ供給することができる。即ち、第９の実施形態は、カラムアンプ出力からバイアス成分、自己加熱成分およびリセット雑音成分を取り除くことができる。

第９の実施形態は、赤外線センサ４００の外部回路（例えば、カメラ回路）をさらにシンプルにすることができる。その結果、赤外線センサ４００を備えた製品（例えば、赤外線カメラ）のコストをさらに低下させることができる。

水平読出し回路１１に代えて、たとえば、カラムＡＤ変換器を用いてカラムアンプ出力をデジタル化し出力してもよい。また、上記実施形態で示したトランジスタおよびダイオードの導電型および極性は反転しても実施可能である。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明に係る第１の実施形態に従った赤外線センサ１００の構成を示す図。 有効画素１の平面図。 図２の３−３線に沿った有効画素１の断面図。 ＯＢ画素３の断面図。 ＴＢ画素２の断面図。 カラムアンプ７の回路図。 バランス回路９の回路図。 読出し回路１１の回路図。 本実施形態による赤外線センサ１００の動作の流れを示すタイミング図。 第３の実施形態による赤外線センサ１００の動作を示すタイミングチャート。 本発明に係る第５の実施形態に従った赤外線センサ２００の構成を示す図。 第５の実施形態による赤外線センサ２００の動作を示すタイミング図。 本発明に係る第７の実施形態に従った赤外線センサの動作を示すタイミング図。 本発明に係る第８の実施形態に従った赤外線センサ３００の構成を示す図。 第８の実施形態によるカラムアンプ１０７の構成を示す回路図。 第８の実施形態による赤外線センサ３００の動作を示すタイミング図。 本発明に係る第９の実施形態に従った赤外線センサ４００の構成を示す図。 第９の実施形態による赤外線センサ４００の動作を示すタイミング図。

符号の説明

１００…赤外線センサ
１…有効画素
２…ＴＢ画素
３…ＯＢ画素
４…ｐｎ接合
５…行選択線
６…信号線
７…カラムアンプ
８…バランス回路
１１…水平読出し回路
５０…行選択回路
６０…定電流源

Claims (22)

1. 半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、
   行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、
   列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、
   前記信号線に接続された定電流源と、
   前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、
   前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、
   前記第１の増幅トランジスタと逆導電型の第２の増幅トランジスタ、および、前記第２の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第２の増幅トランジスタのゲートに保持するための第２のクランプ回路を含み、前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除くために、前記カラムアンプに接続された除去回路と、
   前記カラムアンプからの出力電圧を読み出す読出し回路とを備え、
   前記カラムアンプは、前記増幅電圧から少なくとも前記バイアス成分を除いた電圧を前記出力電圧として前記読出し回路へ出力することを特徴とする赤外線センサ。
2. 前記カラムアンプは、
   前記第１の増幅トランジスタのドレインに接続された第１のノードと、
   前記第１の増幅トランジスタのゲートに接続された第２のノードと、
   前記第２のノードと前記信号線との間に接続され、前記カラム電圧を前記第１の増幅トランジスタのゲートへ伝達する第１の結合容量と、
   前記第１のノードに接続され、前記第１のノードの電位をリセット電圧にリセットするリセットトランジスタと、
   前記第１のノードに接続され、前記第１の増幅トランジスタを流れる第１の電荷を蓄積する第１の蓄積容量とを含み、
   前記除去回路は、
   制御電圧を供給する制御電圧入力と、
   前記第２の増幅トランジスタのドレインに接続された第３のノードと、
   前記第２の増幅トランジスタのゲートに接続された第４のノードと、
   前記第３のノードと前記第１のノードとの間をクランプ動作時に分離し、クランプ動作時以外において前記第３のノードと前記第１のノードとの間を接続する分離スイッチと、
   前記制御電圧入力と前記第４のノードとの間に接続され、前記制御電圧を前記第２の増幅トランジスタのゲートに伝達する第２の結合容量と、
   前記第３のノードに接続され、前記第１の電荷とは逆符号の第２の電荷を蓄積する第２の蓄積容量であって、前記第２の増幅トランジスタで増幅された前記制御電圧に基づく量の前記第２の電荷を蓄積する第２の蓄積容量とを含み、
   前記除去回路は、前記分離スイッチを通して、前記第２の電荷で前記制御電圧に基づく量の前記第１の電荷を消滅させることを特徴とする請求項１に記載の赤外線センサ。
3. 前記第１の増幅トランジスタの相互コンダクタンスと、前記第２の増幅トランジスタの相互コンダクタンスが等しいことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の赤外線センサ。
4. 前記撮像領域は、熱的無感度画素からなる行を含むことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の赤外線センサ。
5. 前記第１の増幅トランジスタのソースにパルス状の電圧を印加し、
   前記第２の増幅トランジスタのソースにパルス状の電圧を印加することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の赤外線センサ。
6. 前記第１のクランプ回路によるクランプ動作期間における前記第１の増幅トランジスタのソース電圧がＶｓｃであり、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧がＶｄｃであるとし、前記カラムアンプの増幅動作期間における前記第１の増幅トランジスタのソース電圧がＶｓａであり、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧がＶｄａであるとした場合、
   ｜Ｖｄｃ−Ｖｓｃ｜＜｜Ｖｄａ−Ｖｓａ｜
   を満たすことを特徴とする請求項５に記載の赤外線センサ。
7. 前記撮像領域は、少なくとも1列の光学的無感度画素列を含み、
   前記光学的無感度画素列からの信号電圧に基づいて前記制御電圧を生成する制御電圧生成回路を備えたことを特徴とする請求項２から請求項６のいずれかに記載の赤外線センサ。
8. 前記カラムアンプは、
   前記第１の蓄積容量を介して前記第１のノードに接続され、前記第１の結合容量に起因するリセット雑音を前記増幅電圧から除いた電圧を前記出力電圧として出力する第３のクランプ回路を含むことを特徴とする請求項２に記載の赤外線センサ。
9. 前記第３のクランプ回路は、
   前記第１の蓄積容量の一方の電極に接続された第５のノードと、
   前記第５のノードに接続され、前記第５のノードをクランプ電圧にクランプする第３のクランプ回路と、
   前記第５のノードに接続された第３の蓄積容量と、
   前記第５のノードと前記読出し回路との間に接続されており、前記第５のノードの電圧を前記読出し回路へ出力するバッファ回路とを備えていることを特徴とする請求項８に記載の赤外線センサ。
10. 前記撮像領域は、少なくとも２行の熱的無感度画素行を含むことを特徴とする請求項８に記載の赤外線センサ。
11. 前記第１のクランプ回路および前記第２のクランプ回路がオン状態のときに、前記分離トランジスタはオフ状態であり、
    前記第１のクランプ回路および前記第２のクランプ回路がオフ状態のときに、前記分離トランジスタはオン状態であることを特徴とする請求項２から請求項１０のいずれかに記載の赤外線センサ。
12. 半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、前記信号線に接続された定電流源と、前記行選択線に接続され、前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、前記カラムアンプに接続され、前記第１の増幅トランジスタと逆導電型の第２の増幅トランジスタ、および、前記第２の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第２の増幅トランジスタのゲートに保持するための第２のクランプ回路を含む除去回路と、前記カラムアンプの出力に接続された読出し回路とを備えた赤外線センサの駆動方法であって、
    前記行選択回路が前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加することによって前記信号線にカラム電圧を発生させ、
    前記カラムアンプが、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成し、
    前記除去回路が前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除き、
    前記カラムアンプが前記増幅電圧から前記バイアス成分を除いた電圧を前記出力電圧として前記読出し回路へ出力することを具備する赤外線センサの駆動方法。
13. 前記カラムアンプは、前記カラム電圧を増幅する第１の増幅トランジスタと、前記第１の増幅トランジスタのドレインに接続された第１のノードと、前記第１の増幅トランジスタのゲートに接続された第２のノードと、前記第２のノードと前記信号線との間に接続された第１の結合容量と、前記第１のノードと前記第２のノードとの間に接続された第１のクランプ回路と、前記第１のノードに接続された第１の蓄積容量と、前記第１のノードに接続されたリセットトランジスタとを含み、
    前記除去回路は、前記第１の増幅トランジスタとは逆導電型である第２の増幅トランジスタと、前記第２の増幅トランジスタのドレインに接続された第３のノードと、前記第２の増幅トランジスタのゲートに接続された第４のノードと、前記第２の増幅トランジスタのゲート電圧を制御する制御電圧入力と、前記第４のノードとの間に接続された第２の結合容量と、前記第３のノードと前記第４のノードとの間に接続された第２のクランプ回路と、前記第３のノードに接続された第２の蓄積容量と、前記第３のノードと前記第１のノードとの間に接続された分離スイッチとを含み、
    前記分離スイッチをオン状態にして、前記第１のノードと前記第３のノードとを導通させ、
    前記リセットトランジスタを用いて前記第１のノードの電位および前記第３のノードの電位をリセット電圧にリセットし、
    前記分離スイッチをオフ状態にし、
    前記第１のクランプ回路を用いて前記第１のノードと前記第２のノードとを導通させ、並びに、前記第２のクランプ回路を用いて前記第３のノードと前記第４のノードとを導通させ、前記第２のノードおよび前記第４のノードをそれぞれ前記第1および第２の増幅トランジスタの閾値情報を含む電圧にクランプし、
    前記第１のクランプ回路および前記第２のクランプ回路をオフ状態にするとともに前記分離スイッチをオン状態にし、
    前記第１の増幅トランジスタが前記第１の結合容量を介して前記カラム電圧を入力し該カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成し、
    前記第２の増幅トランジスタが前記制御電圧入力から制御電圧を入力し、該制御電圧を増幅して前記バイアス成分に等しい電圧を生成し、
    前記第１の蓄積容量が前記増幅電圧に基づく第１の電荷を蓄積するとともに、前記第２の蓄積容量が前記第１の電荷とは逆符号の第２の電荷を前記バイアス成分に基づく量だけ蓄積し、前記分離スイッチを通して前記バイアス成分に相当する量の前記第１の電荷を前記第２の電荷で消滅させ、
    前記第１のノードの電圧を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項１２に記載の赤外線センサの駆動方法。
14. 前記第２のノードおよび前記第４のノードのクランプ動作期間において前記分離スイッチはオフ状態であり、該クランプ動作期間以外の期間において前記分離スイッチはオン状態であることを特徴とする請求項１３に記載の赤外線センサの駆動方法。
15. クランプ動作期間における前記第１の増幅トランジスタのソース電圧がＶｓｃであり、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧がＶｄｃであるとし、前記カラムアンプの増幅動作期間における前記第１の増幅トランジスタのソース電圧がＶｓａであり、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧がＶｄａであるとした場合、
    ｜Ｖｄｃ−Ｖｓｃ｜＜｜Ｖｄａ−Ｖｓａ｜
    を満たすことを特徴とする請求項１３に記載の赤外線センサの駆動方法。
16. 前記撮像領域には少なくとも１行以上の熱的無感度画素行が配置されており、前記第２のノードおよび前記第４のノードのクランプ動作は、前記熱的無感度画素行が選択されている期間に実行されることを特徴とする請求項１３に記載の赤外線センサの駆動方法。
17. 前記撮像領域は熱的無感度画素行を含み、
    前記カラムアンプは、前記カラム電圧を増幅する第１の増幅トランジスタと、前記第１の増幅トランジスタのドレインに接続された第１のノードと、前記第１の増幅トランジスタのゲートに接続された第２のノードと、前記第２のノードと前記信号線との間に接続された第１の結合容量と、前記第１のノードと前記第２のノードとの間に接続された第１のクランプ回路と、前記第１のノードに接続された第１の蓄積容量と、前記第１のノードに接続されたリセットトランジスタと、前記第１の蓄積容量を介して前記第１のノードに接続された第３のクランプ回路とを含み、
    前記除去回路は、前記第１の増幅トランジスタとは逆導電型である第２の増幅トランジスタと、前記第２の増幅トランジスタのドレインに接続された第３のノードと、前記第２の増幅トランジスタのゲートに接続された第４のノードと、該第４のノードと前記第２の増幅トランジスタのゲート電圧を制御する制御電圧入力との間に接続された第２の結合容量と、前記第３のノードと前記第４のノードとの間に接続された第２のクランプ回路と、前記第３のノードに接続された第２の蓄積容量と、前記第３のノードと前記第１のノードとの間に接続された分離スイッチとを含み、
    前記分離スイッチをオン状態にして、前記第１のノードと前記第３のノードとを導通させ、
    前記リセットトランジスタを用いて前記第１のノードの電位および前記第３のノードの電位をリセット電圧にリセットし、
    前記熱的無感度画素行を選択している期間に、前記分離スイッチをオフ状態にし、
    前記第１のクランプ回路を用いて前記第１のノードと前記第２のノードとを導通させ、並びに、前記第２のクランプ回路を用いて前記第３のノードと前記第４のノードとを導通させ、前記第２のノードおよび前記第４のノードをそれぞれ前記第１および第２の増幅トランジスタの閾値情報を含む電圧にクランプし、
    前記第１のクランプ回路および前記第２のクランプ回路をオフ状態にするとともに前記分離スイッチをオン状態にし、
    再び前記熱的無感度画素行を選択している期間に、
    前記第１の増幅トランジスタが前記第１の結合容量を介して前記熱的無感度画素行から前記カラム電圧を入力し該カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成し、
    前記第２の増幅トランジスタが前記制御電圧入力から制御電圧を入力し、該制御電圧を増幅して前記バイアス成分に等しい電圧を生成し、
    前記第１の蓄積容量が前記増幅電圧に基づく第１の電荷を蓄積するとともに、前記第２の蓄積容量が前記第１の電荷とは逆符号の第２の電荷を前記バイアス成分に基づく量だけ蓄積し、前記分離スイッチを通して少なくとも前記バイアス成分に相当する量の前記第１の電荷を前記第２の電荷で消滅させ、
    前記第３のクランプ回路を用いて前記第１の結合容量および前記第２の結合容量に起因するリセット雑音を前記増幅電圧から除き、
    前記カラムアンプが前記リセット雑音の除去後の前記増幅電圧を前記出力電圧として出力することを特徴とする請求項１２に記載の赤外線センサの駆動方法。
18. 前記第３のクランプ回路は、前記第１の蓄積容量の一方の電極に接続された第５のノードと、前記第５のノードに接続された第３のクランプ回路と、前記第５のノードに接続された第３の蓄積容量と、前記第５のノードと前記読出し回路との間に接続されたバッファ回路とを備え、
    前記第２のノードのクランプ動作および前記第1の増幅トランジスタの増幅動作の後に、前記リセットトランジスタを用いて前記第１のノードの電位をリセット電圧にリセットし、
    前記第３のクランプ回路をオン状態として前記第５のノードをクランプ電圧にクランプするとともに、前記第１の増幅トランジスタが前記第１の結合容量を介して前記熱的無感度画素から前記カラム電圧を入力し該カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成することによって、前記リセット雑音を含む電圧を前記第１のノードに保持した状態において前記第５のノードをクランプ電圧に設定し、
    その後に前記第３のクランプ回路をオフし、
    前記リセットトランジスタを用いて前記第１のノードの電位をリセット電圧にリセットし、
    前記第１の増幅トランジスタが前記第１の結合容量を介して前記赤外線検出画素から前記カラム電圧を入力し該カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成することによって、前記増幅電圧から前記リセット雑音に対応する電圧を除いた赤外線信号成分を前記第５のノードに発生させ、
    前記バッファ回路が前記第５のノードの電圧を前記読出し回路へ出力することを特徴とする請求項１７に記載の赤外線センサの駆動方法。
19. 前記リセット雑音を含む電圧を前記第1の蓄積容量に保持する動作は、毎フレームごとに実行されることを特徴とする請求項１８に記載の赤外線センサの駆動方法。
20. 前記第１のノードのクランプ動作期間における前記第１の増幅トランジスタのソース電圧がＶｓｃであり、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧がＶｄｃであるとし、前記第５のノードのクランプ動作期間における前記第１の増幅トランジスタのソース電圧がＶｓａであり、前記第２の増幅トランジスタのソース電圧がＶｄａであるとした場合、
    ｜Ｖｄｃ−Ｖｓｃ｜＜｜Ｖｄａ−Ｖｓａ｜
    を満たすことを特徴とする請求項１８および請求項１９に記載の赤外線センサの駆動方法。
21. 半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、
    行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、
    列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、
    前記信号線に接続された定電流源と、
    前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、
    前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、
    前記第１の増幅トランジスタと逆導電型の第２の増幅トランジスタ、および、前記第２の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第２の増幅トランジスタのゲートに保持するための第２のクランプ回路を含み、前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除くために、前記カラムアンプに接続される除去回路と、
    前記カラムアンプからの出力電圧を読み出す読出し回路とを備えた赤外線センサを具備した赤外線カメラであって、
    前記除去回路は、前記分離スイッチを通して、前記第２の電荷で前記制御電圧に基づく量の前記第１の電荷を消滅させることを特徴とする赤外線カメラ。
22. 半導体基板上に行列状に配置され、赤外線を検出する複数の赤外線検出画素を含む撮像領域と、行方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された行選択線と、列方向に配列された前記赤外線検出画素に接続された信号線と、前記信号線に接続された定電流源と、前記行選択線に接続され、前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加し、前記信号線にカラム電圧を発生させる行選択回路と、前記信号線に接続され、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成する第１の増幅トランジスタ、および、前記第１の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第１の増幅トランジスタのゲートに保持するための第１のクランプ回路を含むカラムアンプと、前記カラムアンプに接続され、前記第１の増幅トランジスタと逆導電型の第２の増幅トランジスタ、および、前記第２の増幅トランジスタの閾値電圧情報を該第２の増幅トランジスタのゲートに保持するための第２のクランプ回路を含む除去回路と、前記カラムアンプの出力に接続された読出し回路とを備えた赤外線センサを具備した赤外線カメラの駆動方法であって、
    前記行選択回路が前記行選択線を介して前記赤外線検出画素に電圧を印加することによって前記信号線にカラム電圧を発生させ、
    前記カラムアンプが、前記カラム電圧を増幅した増幅電圧を生成し、
    前記除去回路が前記カラムアンプを流れるバイアス電流によって生じるバイアス成分を前記増幅電圧から除き、
    前記カラムアンプが前記増幅電圧から前記バイアス成分を除いた電圧を前記出力電圧として前記読出し回路へ出力し、
    前記読出し回路が前記カラムアンプからの出力電圧を読み出すことを特徴とする赤外線カメラの駆動方法。

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