JP3596282B2

JP3596282B2 - 水晶発振回路

Info

Publication number: JP3596282B2
Application number: JP11314098A
Authority: JP
Inventors: 雄一立山; 久人竹内
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-04-23
Filing date: 1998-04-23
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2018-04-23
Also published as: JPH11308049A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、水晶発振回路は携帯用電子機器内で比較的低い電圧で動作し、かつ温度の変動に対して安定な基準周波数を発生する手段として多用されている。
【０００３】
図５は、従来の水晶発振回路の一例を示す回路図である。図５において、３１は水晶振動子、５９はコルピッツ型水晶発振回路、５８はカスコード接続したベース接地増幅器、５７は定電圧回路である。
【０００４】
この従来の水晶発振回路は、水晶振動子３１を用いたコルピッツ型水晶発振回路５９の出力に、カスコード接続したベース接地増幅器５８を接続している。コルピッツ型水晶発振回路５９内のトランジスタ５２のベース・エミッタ間電圧（以下、トランジスタ５２のＶｂｅと称する）の温度変化を打ち消して一定の電圧に維持するためにトランジスタ４９のベースには定電圧源ＶＲＥＦから固定電圧を印加し、トランジスタ４９のエミッタ電圧を抵抗分割してトランジスタ５２のベースに印加する構成としている。
【０００５】
以上の水晶発振回路について、以下その動作について説明する。
【０００６】
電源電圧ＶＣＣを印加すると前記コルピッツ型水晶発振回路５９には、定電圧回路５７内の電圧源ＶＲＥＦには温度に対して安定な固定電圧が発生する。この固定電圧が抵抗２３、２４及び２５によって分割され、分割された値の電圧がトランジスタ５２のベースに与えられる。このときの分割比をαとすると、固定電圧のα倍の電圧が印加される。ここで、トランジスタ５２及び４９のベース、エミッタ間に発生する順方向電圧をＶｂｅとすると、トランジスタ５２のエミッタに発生する電圧ＶＥは、
ＶＥ＝αＶＲＥＦ＋（α−１）Ｖｂｅである。ここで、αは、０〜１の間の値である。エミッタ電圧ＶＥからＶｂｅの影響をなくすには、αが１．０となる必要がある。
【０００７】
一方、負荷抵抗４４で取り出される振幅は、抵抗４３の値をＲ４３、抵抗４４の値をＲ４４、出力振幅をＶＯＵＴとして、
ＶＯＵＴ＝（ＶＥ／Ｒ４３）×Ｒ４４と表現される。
【０００８】
定電流源５６の電流値と等しい電流がトランジスタ４９に与えられるが、通常の動作温度範囲である−３０℃〜８０℃において、コルピッツ型水晶発振回路５９内のトランジスタ５２に流れる電流Ｉ３と定電圧回路５７内のＶｂｅの温度特性を持たせているトランジスタ４９に流れる電流Ｉ４とは等しくない。そこで、ある程度αで相殺されるように設定しても各トランジスタのＶｂｅに誤差が生じるので、エミッタ電圧に温度特性が生じる。電流に誤差が生じたときの出力電圧の誤差は、トランジスタ４９に流れる電流をＩ４、トランジスタ５２に流れる電流をＩ３、絶対温度をＴ、ｋをボルツマン定数、ｑを電子１個の電荷量、ＩＳをトランジスタの飽和電流として、電流Ｉ３、Ｉ４の相対誤差によるエミッタ電圧をΔＶＥとすると、この相対誤差の影響を受けた出力振幅変動値ΔＶＯＵＴは、
ΔＶＯＵＴ＝（ΔＶＥ／Ｒ４３）×Ｒ４４＝［（α−１）×（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ｛（Ｉ４−Ｉ３）／ＩＳ｝］×（Ｒ４４／Ｒ４３）の温度特性を持った電圧振幅が出力されることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のコルピッツ型水晶発振回路を用いた場合、温度変化により、トランジスタ５２のエミッタ端子では、
ＶＥ＝αＶＲＥＦ＋（α−１）×（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ｛（Ｉ４−Ｉ３）／ＩＳ｝の関係が
ある。そして、抵抗４４と抵抗４３にも温度特性とバラツキが存在するため出力振幅に温度特性を生じるという課題を有していた。
【００１０】
本発明は、上記従来の問題点を解決するものであり、温度が変化しても安定した発振出力電圧及び振幅を出力し、この値ばらつきが抑制された水晶発振回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明の請求項１の講じた手段は、第１のトランジスタのベース、エミッタ間並びに第１のトランジスタのエミッタ、交流接地端子間にコンデンサが個々に接続されたコルピッツ型水晶発振回路と、一端が交流接地端子に接続され他端が第１のトランジスタのベースに接続された第１の抵抗と、第１のトランジスタのベースに接続された第２の抵抗と、出力端子から固定電圧が出力される固定電圧源と、トランジスタのベース、エミッタ間に生成する順方向電圧値を前記固定電圧源の出力電圧値に付加して取り出す電圧発生回路と、この電圧発生回路の出力電圧値に比例した電圧を出力端子から取り出す電圧比例回路とを備え、前記電圧比例回路の出力端子と前記第２の抵抗の他端とを接続したものである。この構成を有することによって、トランジスタのベース、エミッタ間に発生する電圧を増幅して、さらに分割して第１のトランジスタのベースに与えるので、第１のトランジスタのエミッタに発生する電圧を温度に対して一定とすることができ、負荷抵抗に発生する電圧値を温度に対して安定にすることができる。
【００１２】
次に、本発明の請求項２の講じた手段は、さらに、第１のトランジスタのベースと前記交流接地端子間に挿入接続された水晶振動子とコンデンサの接続列と、トランジスタのエミッタに第１のトランジスタのコレクタが接続され、コレクタに負荷が接続され、このコレクタから信号電圧を取り出す第２のトランジスタと、第１及び第２のトランジスタのベース間に挿入接続された第２の抵抗とを有しているので、第２のトランジスタがベース接地型増幅器を構成し、かつ水晶振動子が第１のトランジスタのベースと交流接地端子間に接続されているので、第１のトランジスタのベースに寄生的に帰還する信号を抑制し、安定な出力信号を負荷の抵抗から取り出すことができる。
【００１３】
さらに、本発明の請求項３及び４が講じた手段は、電圧比例回路が、トランジスタのベース、エミッタ間に生成する順方向電圧値に比例した電圧値を生成して前記固定電圧に付加した電圧を出力端子から取り出すことを特徴とするものである。
【００１４】
この構成を有することによって、トランジスタのベース、エミッタ間に発生する順方向電圧のみを増幅することができ、後段の抵抗の分割比の設計を容易にすることができ、温度に対して安定な発振信号出力を容易に取り出すことができる。
【００１５】
さらに、本発明の請求項５が講じた手段は、ツエナーダイオードを短絡することによって新たな抵抗値を形成する抵抗回路と抵抗とを備え、この抵抗回路と抵抗とで固定電圧を分割した電圧が前記固定電圧源の出力端子から出力されることを特徴とするものである。ここで、この抵抗回路の抵抗値は調整工程で調整することができ、周囲温度変動に対する負荷抵抗端の主力電圧及び振幅を調整することができる。
【００１６】
この構成を有することによって、半導体集積回路化された後に、ツエナーダイオードを短絡させて抵抗値を異ならせることができるので、電圧の分割比を変えて出力電圧値を異ならせることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下本発明の一実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２２】
図１は本発明の第１の実施形態における水晶発振回路を示すものである。図１において、電圧源ＶＲＥＦは、温度の変動に対して略一定の電圧を出力し、この電圧源ＶＲＥＦの電圧を分割して出力するために、抵抗２８と２９を直列に接続し、この抵抗の接続部をトランジスタ３のベースに接続する。抵抗２９の他端とトランジスタ３のコレクタは交流接地端子となるグランド端子と接続される。トランジスタ３のエミッタはコレクタとベースが接続されたダイオード接続トランジスタ４のエミッタと接続され、トランジスタ４のコレクタ、ベースと定電流源５３及びトランジスタ５のベースは、共通接続される。トランジスタ５のエミッタはトランジスタ６のエミッタと定電流源５５に共通接続される。トランジスタ５のコレクタはカレントミラー回路を構成するトランジスタ７のコレクタとベース、トランジスタ８のベースに共通接続されている。トランジスタ７、８のエミッタは電源端子と接続される。トランジスタ６及び８のコレクタとトランジスタ１０のベースは共通接続され、トランジスタ６のベースは定電流源５４とトランジスタ９のエミッタに共通接続される。トランジスタ９のコレクタはグランド端子に接続され、トランジスタ９のベースは抵抗２６、２７の接続部に接続される。ここで、抵抗２７の他端はグランド端子に接続され、抵抗２６の他端は、トランジスタ１０のコレクタと抵抗２５に接続される。トランジスタ１０のエミッタは電源端子と接続される。抵抗２５の他端には発振出力の影響を緩衝するコンデンサ３３、抵抗２４及びトランジスタ２のベースが共通接続される。
【００２３】
コンデンサ３３の他端はグランド端子と接続され、抵抗２４の片側は水晶振動子３１と抵抗２３、コルピッツ型発振回路のコンデンサ３４及びトランジスタ１のベースに共通接続される。トランジスタ２のエミッタはトランジスタ１のコレクタに接続され、トランジスタ２のコレクタは、抵抗２２と発振出力をカップリングして出力するコンデンサ３６の一端に共通接続される。抵抗２２の他端は電源端子と接続される。
【００２４】
コンデンサ３６は発振回路の負荷でもあるコンデンサ４６、抵抗４７及び出力端子と共通接続される。コンデンサ４６と抵抗４７の他端はグランド端子と接続される。コンデンサ３４の片側はコンデンサ３５と出力電流値を決める抵抗２１とトランジスタ１のエミッタと共通接続される。コンデンサ３５と抵抗２１の他端はグランド端子に接続される。
【００２５】
水晶振動子３１の片側は、可変容量ダイオード３２と抵抗３０の一端に接続され、可変容量ダイオード３２の他端はグランドと接続される。抵抗３０の他端は電圧印加用端子ＶＣと接続される。
【００２６】
この水晶発振回路について以下その動作を説明する。
【００２７】
まず、電源電圧ＶＣＣを回路の電源に与える。次に電源・温度変動時にも変動の少ない基準入力電圧を入力電圧ＶＲＥＦに与えると、このＶＲＥＦに対し、抵抗２８と２９の接続部の電圧値Ｖ１、トランジスタ９のベース電圧値Ｖ２、トランジスタ１０のコレクタ電圧値Ｖ３、トランジスタ１のエミッタ電圧値Ｖ４は、抵抗２３〜２９の各値をＲ２３〜Ｒ２９とし、トランジスタ１に流れる電流値をＩ３、電流源５３の電流値をＩ４、飽和電流値をＩＳ、ボルツマン定数をｋ、絶対温度をＴ、電子の電荷量をｑとして、
Ｖ１＝ＶＲＥＦ×Ｒ２９／（Ｒ２８＋Ｒ２９）
Ｖ２＝Ｖ１＋（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（Ｉ４／ＩＳ）
Ｖ３＝Ｖ２×（Ｒ２６＋Ｒ２７）／Ｒ２７
Ｖ４＝Ｖ３×Ｒ２３／（Ｒ２３＋Ｒ２４＋Ｒ２５）−（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（Ｉ３／ＩＳ）で表現される。その結果、ＶＢＥが温度変動（ΔＴ）により変化した際には、トランジスタ１のベース電圧値の変動量βは、
β＝ｋ｛（ΔＴ）／ｑ｝×ｌｎ（Ｉ４／ＩＳ）×（Ｒ２６＋Ｒ２７）／Ｒ２７×Ｒ２３／（Ｒ２３＋Ｒ２４＋Ｒ２５）であり、βの温度変動分で、トランジスタ１のエミッタの電圧変動量である｛ｋ（ΔＴ）／ｑ｝×ｌｎ（Ｉ３／ＩＳ）を相殺する関係が成り立ち、安定した出力振幅が得られる結果となる。
【００２８】
以上のように本実施の形態によれば、出力端子の温度変動の原因でもあるＮＰＮトランジスタの温度特性を演算増幅器を用い相殺させる電圧を出力させる構成とすることにより出力振幅に温度変化が生じない振幅を出力することができる。また、ＶＲＥＦの電圧を降圧する抵抗値を調整する回路を付加することにより安定した出力振幅を得ることができる。
【００２９】
図２は、図１の構成の抵抗２９を抵抗回路６０で構成した第２の実施形態の水晶発振回路図である。抵抗回路６０の抵抗値は調整工程で調整されるので、周囲温度変動に対する負荷抵抗２２の出力電圧及び振幅を調整することができる。
【００３０】
図３は、図２の抵抗回路６０の実施形態を示した図である。
【００３１】
図３（ａ）において、抵抗６１〜６３が直列接続されており、抵抗６１と６２に並列にツエナーダイオードが接続されている。各ツエナーダイオードの端子には電圧若しくは電流が印加できるようにパッドＴＰ１〜ＴＰ３が接続される。例えばＴＰ１とＴＰ２間に電流を印加してツエナーダイオード６７を短絡破壊することによってＴＰ１、ＴＰ２間の抵抗値を新たな値にすることができる。
【００３２】
図３（ｂ）においては、抵抗６４とツエナーダイオード６９、抵抗６５とツエナーダイオード７０、抵抗６６とツエナーダイオード７１がそれぞれ直列接続され、さらにそれぞれを並列に接続した構成を示したものである。例えばＴＰ４と接地端子間に電流を印加してツエナーダイオード６９を短絡することで、新たな抵抗値を形成することができる。
【００３３】
尚、図３（ａ）、（ｂ）の抵抗の個数を増やすことによって抵抗回路６０の調整精度を上げ、必要に応じて各抵抗値を異ならせることによって調整精度を異ならせることができる。
【００３４】
図４は、本発明の第３の実施形態を示した水晶発振回路図である。
【００３５】
同図において、電圧源ＶＲＥＦは、温度の変動に対して略一定の電圧を出力し、この電圧源ＶＲＥＦの電圧を分割して出力するために、抵抗２８と２９を直列に接続し、この抵抗の接続部をトランジスタ９０のベースに接続する。トランジスタ９０、９１のエミッタが共通に接続された差動増幅回路が形成されており、トランジスタ９１のコレクタ、ベースにはトランジスタ９０のベース電圧と略等しい電圧が出力される。トランジスタ９１のコレクタ、ベースにはトランジスタ９２のエミッタが接続されており、このトランジスタのベース、エミッタ間に抵抗９３が接続されており、この抵抗９３には、ベース、エミッタ間の電圧値を抵抗９３の値で割った電流が流れる。トランジスタのベース電流は、通常無視される程小さい値であるので、トランジスタ９２のベースに接続された抵抗９４には、抵抗９３に流れる電流値と等しい値の電流が流れる。抵抗９４の他端は、トランジスタ９２のコレクタと電流源５３とに接続されており、電流源５３からは一定値の電流が供給される。以上の構成において、抵抗９４と電流源５３の接続部には、電圧源ＶＲＥＦの値に比例した電圧と、トランジスタのベース、エミッタ間の順方向電圧に比例した電圧との和の電圧が出力される。ここで、得られた電圧がトランジスタ５〜８、１０と電流源５５で構成された電圧駆動回路を介して抵抗２３〜２５の直列回路に与えられる。抵抗２３、２４の接続部に発生した電圧がトランジスタ１のベースに与えられる。このようにして、トランジスタ１のベースには、電圧源ＶＲＥＦの値に比例し、かつトランジスタのベース、エミッタ間の順方向電圧に比例した電圧に対してこの値を分割した値の電圧が与えられる。抵抗９３と抵抗９４の値の比に対して抵抗２４、２５の和と抵抗２３の値との比を調整することで、トランジスタ１のベースに与えられる電圧の温度に対する変動をトランジスタ１のベース、エミッタ順方向電圧値の温度変動に合わせることができる。このようにして、トランジスタ１のエミッタ電圧には温度に対して略一定の電圧が出力されるので負荷抵抗２２には、温度に対して一定の直流電圧を取り出すことができ、また温度に対して略一定の発振信号を取り出すことができる。
【００３６】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、水晶発振回路にＶＢＥだけでは補正できない出力振幅の温度特性を演算増幅器を用いる構成にすることにより、温度変化による出力振幅変動を低減し、かつ抵抗値を調整する回路を付加する構成にすることで安定した振幅を出力することができる優れた水晶発振回路を実現できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示した水晶発振回路図
【図２】本発明の第２の実施形態を示した水晶発振回路図
【図３】図２の抵抗回路を示した回路図
【図４】本発明の第３の実施形態を示した水晶発振回路図
【図５】従来の水晶発振回路図
【符号の説明】
１〜１０バイポーラトランジスタ
２１〜３０抵抗
３１水晶振動子
３２可変容量ダイオード
３３〜３６コンデンサ
４０〜４２コンデンサ
４３、４４抵抗
４５、４６コンデンサ
４７抵抗
４８〜５２トランジスタ
５３〜５６電流源
５７定電圧回路
５８ベース接地電圧増幅回路
５９コルピッツ型水晶発振回路
６０電流調整用抵抗調整回路
６１〜６６抵抗
６７〜７１ツエナーダイオード
９０〜９２トランジスタ
９３、９４抵抗

Claims

第１のトランジスタのベース、エミッタ間並びに第１のトランジスタのエミッタ、交流接地端子間にコンデンサが個々に接続されたコルピッツ型水晶発振回路と、
一端が交流接地端子に接続され他端が第１のトランジスタのベースに接続された第１の抵抗と、
第１のトランジスタのベースに接続された第２の抵抗と、
出力端子から固定電圧が出力される固定電圧源と、
トランジスタのベース、エミッタ間に生成する順方向電圧値を前記固定電圧源の出力電圧値に付加して取り出す電圧発生回路と、
この電圧発生回路の出力電圧値に比例した電圧を出力端子から取り出す電圧比例回路とを備え、
前記電圧比例回路の出力端子と前記第２の抵抗の他端とを接続した水晶発振回路。
第１のトランジスタのベース、エミッタ間、エミッタ、交流接地端子間にコンデンサが個々に接続されたコルピッツ型水晶発振回路と、
第１のトランジスタのベースと前記交流接地端子間に挿入接続された水晶振動子とコンデンサの接続列と、
トランジスタのエミッタに第１のトランジスタのコレクタが接続され、コレクタに負荷が接続され、このコレクタから信号電圧を取り出す第２のトランジスタと、
一端が交流接地端子に接続され他端が第１のトランジスタのベースに接続された第１の抵抗と、
第１のトランジスタのベースに一端が接続され、第２のトランジスタのベースに他端が接続された第２の抵抗と、
出力端子から固定電圧が出力される固定電圧源と、
トランジスタのベース、エミッタ間に生成する順方向電圧値を前記固定電圧源の出力電圧値に付加して取り出す電圧発生回路と、
この電圧発生回路の出力電圧値に比例した電圧を出力端子から取り出す電圧比例回路とを備え、
前記電圧比例回路の出力端子と前記第２の抵抗の前記他端とを接続した水晶発振回路。
第１のトランジスタのベース、エミッタ間並びに第１のトランジスタのエミッタ、交流接地端子間にコンデンサが個々に接続されたコルピッツ型水晶発振回路と、
一端が交流接地端子に接続され他端が第１のトランジスタのベースに接続された第１の抵抗と、
第１のトランジスタのベースに接続された第２の抵抗と、
出力端子から固定電圧が出力される固定電圧源と、
トランジスタのベース、エミッタ間に生成する順方向電圧値に比例した電圧値を生成して前記固定電圧に付加した電圧を出力端子から取り出す電圧比例回路とを備え、
前記電圧比例回路の出力端子と前記第２の抵抗の他端とを接続した水晶発振回路。
第１のトランジスタのベース、エミッタ間、エミッタ、交流接地端子間にコンデンサが個々に接続されたコルピッツ型水晶発振回路と、
第１のトランジスタのベースと前記交流接地端子間に挿入接続された水晶振動子とコンデンサの接続列と、
トランジスタのエミッタに第１のトランジスタのコレクタが接続され、コレクタに負荷が接続され、このコレクタから信号電圧を取り出す第２のトランジスタと、
一端が交流接地端子に接続され他端が第１のトランジスタのベースに接続された第１の抵抗と、
第１のトランジスタのベースに一端が接続され、第２のトランジスタのベースに他端が接続された第２の抵抗と、
出力端子から固定電圧が出力される固定電圧源と、
トランジスタのベース、エミッタ間に生成する順方向電圧値に比例した電圧値を生成して前記固定電圧に付加した電圧を出力端子から取り出す電圧比例回路とを備え、
前記電圧比例回路の出力端子と前記第２の抵抗の前記他端とを接続した水晶発振回路。
ツエナーダイオードを短絡することによって新たな抵抗値を形成する抵抗回路と抵抗とで固定電圧を分割した電圧が前記固定電圧源の出力端子から出力されることを特徴とする請求項１乃至４記載の水晶発振回路。