JP2774886B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JP2774886B2 JP2774886B2 JP30378391A JP30378391A JP2774886B2 JP 2774886 B2 JP2774886 B2 JP 2774886B2 JP 30378391 A JP30378391 A JP 30378391A JP 30378391 A JP30378391 A JP 30378391A JP 2774886 B2 JP2774886 B2 JP 2774886B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、交流電源を全波整流
した脈流入力を高周波でスイッチングして安定化した直
流出力を得るチョッパ回路方式のスイッチングレギュレ
ータに関し、特に、入力電流波形が入力電圧波形に追従
するようにチョッパ回路のスイッチング動作を制御する
力率改善方式のスイッチングレギュレータの改良に関す
る。
した脈流入力を高周波でスイッチングして安定化した直
流出力を得るチョッパ回路方式のスイッチングレギュレ
ータに関し、特に、入力電流波形が入力電圧波形に追従
するようにチョッパ回路のスイッチング動作を制御する
力率改善方式のスイッチングレギュレータの改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】力率改善方式のスイッチングレギュレー
タの従来の代表的な構成を図２に示している。これは、
交流電源を全波整流する整流回路１０の出力を昇圧型チ
ョッパ回路に加えて安定な直流出力を得るものである。
チョッパ回路はよく知られた構成で、以下のように交流
入力電源より充分に高い周波数でオン・オフ駆動される
スイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１と
ともに整流回路１０の出力間に直列接続されたインダク
タＬ１と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタ
Ｌ１を通して電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ１
の両端に直列接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ
１とからなる。コンデンサＣ１は相当大きな容量があ
り、これの両端から平滑化され電圧安定化された直流出
力が取り出される。なお、入力側のコンデンサ１８は高
周波リップルを吸収するための小容量のコンデンサで本
装置に必須のものではない。
タの従来の代表的な構成を図２に示している。これは、
交流電源を全波整流する整流回路１０の出力を昇圧型チ
ョッパ回路に加えて安定な直流出力を得るものである。
チョッパ回路はよく知られた構成で、以下のように交流
入力電源より充分に高い周波数でオン・オフ駆動される
スイッチング素子Ｑ１と、このスイッチング素子Ｑ１と
ともに整流回路１０の出力間に直列接続されたインダク
タＬ１と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタ
Ｌ１を通して電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ１
の両端に直列接続されたダイオードＤ１とコンデンサＣ
１とからなる。コンデンサＣ１は相当大きな容量があ
り、これの両端から平滑化され電圧安定化された直流出
力が取り出される。なお、入力側のコンデンサ１８は高
周波リップルを吸収するための小容量のコンデンサで本
装置に必須のものではない。
【０００３】チョッパ回路の出力電圧Ｖ２の基準電圧Ｖ
ｓに対する誤差が誤差増幅器１１で検出され、誤差信号
ΔＶが乗算器１２の一方の入力となる。また乗算器１２
にはチョッパ回路の入力電圧Ｖ１（交流入力の全波整流
波形）が入力され、乗算器１２からはチョッパ回路の入
力電圧Ｖ１と同位相の全波整流波形で、かつチョッパ回
路の出力電圧Ｖ２の誤差分ΔＶに対応した振幅の閾値信
号（電流基準値）Ｖａが出力される。
ｓに対する誤差が誤差増幅器１１で検出され、誤差信号
ΔＶが乗算器１２の一方の入力となる。また乗算器１２
にはチョッパ回路の入力電圧Ｖ１（交流入力の全波整流
波形）が入力され、乗算器１２からはチョッパ回路の入
力電圧Ｖ１と同位相の全波整流波形で、かつチョッパ回
路の出力電圧Ｖ２の誤差分ΔＶに対応した振幅の閾値信
号（電流基準値）Ｖａが出力される。
【０００４】チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ１を流
れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１でもって検出さ
れ、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出
信号Ｖｂとして電流比較器１３に入力される。この比較
器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの
閾値信号Ｖａとが比較される。
れる電流の瞬時値は電流検出用抵抗Ｒ１でもって検出さ
れ、この抵抗Ｒ１の端子電圧が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
２からなるハイカットフィルタ回路を介して、電流検出
信号Ｖｂとして電流比較器１３に入力される。この比較
器１３では、電流検出信号Ｖｂと前記乗算器１２からの
閾値信号Ｖａとが比較される。
【０００５】スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動す
るスイッチング制御回路１４は、発振器１５からの交流
入力より充分高い周波数のパルス信号に応答してスイッ
チング素子Ｑ１をオンに反転させ、電流比較器１３から
の出力に応答してスイッチング素子Ｑ１をオフに反転さ
せるようになっている。スイッチング素子Ｑ１がオンす
るとインダクタＬ１を通してスイッチング素子Ｑ１に流
れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが閾値
信号Ｖａのレベルに達したとき電流比較器１３の出力が
Ｈレベルに反転し、この信号によってスイッチング制御
回路１４のフリップフロップがリセットされ、スイッチ
ング素子Ｑ１がオフとなる。この動作を発振器１５から
の高周波パルスに同期して繰り返す。
るスイッチング制御回路１４は、発振器１５からの交流
入力より充分高い周波数のパルス信号に応答してスイッ
チング素子Ｑ１をオンに反転させ、電流比較器１３から
の出力に応答してスイッチング素子Ｑ１をオフに反転さ
せるようになっている。スイッチング素子Ｑ１がオンす
るとインダクタＬ１を通してスイッチング素子Ｑ１に流
れる電流が徐々に増加するが、電流検出信号Ｖｂが閾値
信号Ｖａのレベルに達したとき電流比較器１３の出力が
Ｈレベルに反転し、この信号によってスイッチング制御
回路１４のフリップフロップがリセットされ、スイッチ
ング素子Ｑ１がオフとなる。この動作を発振器１５から
の高周波パルスに同期して繰り返す。
【０００６】その結果、スイッチング素子Ｑ１が交流電
源より充分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダク
タＬ１を流れる電流の包絡線波形が閾値信号Ｖａ（交流
入力の全波整流波形）に一致するように制御がなされ
る。
源より充分高い周波数でオン・オフ駆動され、インダク
タＬ１を流れる電流の包絡線波形が閾値信号Ｖａ（交流
入力の全波整流波形）に一致するように制御がなされ
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図２の回路構成におい
て、抵抗Ｒ１の端子電圧（電流検出信号）を電流比較器
１３に入力する系に挿入された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
２からなるハイカットフィルタ回路は、電流比較器１３
に各種のノイズが入力されるのを阻止するための回路で
ある。電流検出信号Ｖｂの入力ラインにパルス性のノイ
ズが重畳すると、電流比較器１３がノイズにより誤動作
し、スイッチング素子１が正しいタイミングより早くオ
フされてしまう。この誤動作をできるだけ防止するため
に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィ
ルタ回路を挿入している。従って、抵抗Ｒ１の端子電圧
波形はフィルタ回路Ｒ２とＣ２によって濾波され、図３
に示すように、電流検出信号Ｖｂは抵抗Ｒ１の端子電圧
波形を包絡線検波した波形となる。
て、抵抗Ｒ１の端子電圧（電流検出信号）を電流比較器
１３に入力する系に挿入された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ
２からなるハイカットフィルタ回路は、電流比較器１３
に各種のノイズが入力されるのを阻止するための回路で
ある。電流検出信号Ｖｂの入力ラインにパルス性のノイ
ズが重畳すると、電流比較器１３がノイズにより誤動作
し、スイッチング素子１が正しいタイミングより早くオ
フされてしまう。この誤動作をできるだけ防止するため
に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなるハイカットフィ
ルタ回路を挿入している。従って、抵抗Ｒ１の端子電圧
波形はフィルタ回路Ｒ２とＣ２によって濾波され、図３
に示すように、電流検出信号Ｖｂは抵抗Ｒ１の端子電圧
波形を包絡線検波した波形となる。
【０００８】ここで問題となるのは、スイッチング素子
Ｑ１を流れる電流がゼロになれば抵抗Ｒ１の端子電圧も
ゼロになるのであるが、フィルタ回路Ｒ２とＣ２を介し
て得られる電流検出信号Ｖｂは、図３に示すようにＣ２
とＲ２の時定数のために完全にゼロにならないことであ
る。スイッチングレギュレータの制御系の消費電力をで
きるだけ小さくするために、抵抗Ｒ１の端子電圧を高イ
ンピーダンス回路で受けなければならず、従って抵抗Ｒ
２の抵抗値が相当大きくなるので、抵抗Ｒ１の端子電圧
がゼロになってもコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｂ（電流
検出電圧）の残留電圧が比較的大きくなる。
Ｑ１を流れる電流がゼロになれば抵抗Ｒ１の端子電圧も
ゼロになるのであるが、フィルタ回路Ｒ２とＣ２を介し
て得られる電流検出信号Ｖｂは、図３に示すようにＣ２
とＲ２の時定数のために完全にゼロにならないことであ
る。スイッチングレギュレータの制御系の消費電力をで
きるだけ小さくするために、抵抗Ｒ１の端子電圧を高イ
ンピーダンス回路で受けなければならず、従って抵抗Ｒ
２の抵抗値が相当大きくなるので、抵抗Ｒ１の端子電圧
がゼロになってもコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｂ（電流
検出電圧）の残留電圧が比較的大きくなる。
【０００９】このように電流比較器１３に入力される電
流検出信号Ｖｂが完全にゼロボルトラインまで降下せず
に残留電圧分だけ浮いた波形になると、その誤った電流
検出信号Ｖｂに基づいてスイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング動作が制御されるので（Ｖｂが完全にゼロになっ
ていれば発振器１５の出力に応答してスイッチング素子
Ｑ１がオンになるが、Ｖｂがゼロにならないとスイッチ
ング素子Ｑ１がオンしない）、図４に示すように、交流
入力の電流波形（高周波リップルを除いた波形）が実線
のような完全な正弦波にならず、ゼロクロス点の前後で
電流が過小となる歪みを生じる。つまり入力電流波形が
入力電圧波形（正弦波）に正しく追従せず、本方式によ
る力率改善効果が期待どうりに実現されない。このよう
に交流入力のゼロクロス付近で電流が過小となる歪みを
生じると、特に本装置を三相四線式の電源に適用した場
合、比較的大きなニュートラル電流が流れるという顕著
な問題につながる。
流検出信号Ｖｂが完全にゼロボルトラインまで降下せず
に残留電圧分だけ浮いた波形になると、その誤った電流
検出信号Ｖｂに基づいてスイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング動作が制御されるので（Ｖｂが完全にゼロになっ
ていれば発振器１５の出力に応答してスイッチング素子
Ｑ１がオンになるが、Ｖｂがゼロにならないとスイッチ
ング素子Ｑ１がオンしない）、図４に示すように、交流
入力の電流波形（高周波リップルを除いた波形）が実線
のような完全な正弦波にならず、ゼロクロス点の前後で
電流が過小となる歪みを生じる。つまり入力電流波形が
入力電圧波形（正弦波）に正しく追従せず、本方式によ
る力率改善効果が期待どうりに実現されない。このよう
に交流入力のゼロクロス付近で電流が過小となる歪みを
生じると、特に本装置を三相四線式の電源に適用した場
合、比較的大きなニュートラル電流が流れるという顕著
な問題につながる。
【００１０】この発明は前述した従来の問題点に鑑みな
されたもので、チョッパ回路のスイッチング素子を流れ
る電流を検出して制御系に入力する部分に改良を加え、
交流入力のゼロクロス付近で電流が過小になる歪みの発
生を防止することにある。
されたもので、チョッパ回路のスイッチング素子を流れ
る電流を検出して制御系に入力する部分に改良を加え、
交流入力のゼロクロス付近で電流が過小になる歪みの発
生を防止することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】そこでこの発明では、前
記スイッチング動作を制御する回路系に対して前記入力
電流波形信号を与える電流検出回路系として、前記チョ
ッパ回路のスイッチング素子と直列に接続された電流検
出用抵抗と、この抵抗の端子電圧を入力とするハイカッ
トフィルタ回路と、このフィルタ回路の出力に所定の直
流を付加するクランプ回路とを設けた。
記スイッチング動作を制御する回路系に対して前記入力
電流波形信号を与える電流検出回路系として、前記チョ
ッパ回路のスイッチング素子と直列に接続された電流検
出用抵抗と、この抵抗の端子電圧を入力とするハイカッ
トフィルタ回路と、このフィルタ回路の出力に所定の直
流を付加するクランプ回路とを設けた。
【００１２】
【作用】前記電流検出用抵抗の端子電圧が前記ハイカッ
トフィルタ回路で濾波されるため、このフィルタ回路の
出力が完全にゼロにならずに残留電圧を生じてしまう
が、前記クランプ回路はその残留電圧をゼロレベルに揃
えるように機能し、スイッチング動作を制御する回路系
に対して交流入力のゼロクロス点で正しくゼロレベルに
なる入力電流波形信号を与えることができる。
トフィルタ回路で濾波されるため、このフィルタ回路の
出力が完全にゼロにならずに残留電圧を生じてしまう
が、前記クランプ回路はその残留電圧をゼロレベルに揃
えるように機能し、スイッチング動作を制御する回路系
に対して交流入力のゼロクロス点で正しくゼロレベルに
なる入力電流波形信号を与えることができる。
【００１３】
【実施例】すでに詳しく説明した図２の従来のスイッチ
ングレギュレータに対して本発明による改良を加えたも
のを図１に示している。本発明による改良点は、電流比
較器１３に電流検出信号Ｖｂを与えるコンデンサＣ２と
並列に、抵抗Ｒ３と定電圧源Ｅ１の直列回路からなるク
ランプ回路を接続した構成である。つまり、抵抗Ｒ２と
コンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路の出力
端に定電圧源Ｅ１によって適宜に設定された負電圧を抵
抗Ｒ３を介して付加し、これにより図３に示したコンデ
ンサＣ２の残留電圧を打ち消し、交流入力のゼロクロス
点で電流検出信号Ｖｂがゼロボルトになるように補正し
ている。
ングレギュレータに対して本発明による改良を加えたも
のを図１に示している。本発明による改良点は、電流比
較器１３に電流検出信号Ｖｂを与えるコンデンサＣ２と
並列に、抵抗Ｒ３と定電圧源Ｅ１の直列回路からなるク
ランプ回路を接続した構成である。つまり、抵抗Ｒ２と
コンデンサＣ２からなるハイカットフィルタ回路の出力
端に定電圧源Ｅ１によって適宜に設定された負電圧を抵
抗Ｒ３を介して付加し、これにより図３に示したコンデ
ンサＣ２の残留電圧を打ち消し、交流入力のゼロクロス
点で電流検出信号Ｖｂがゼロボルトになるように補正し
ている。
【００１４】なお図１および図２の構成では発振器１５
の出力に応答してスイッチング素子Ｑ１をオンさせてい
るが、スイッチング素子Ｑ１を他の方式でオンに反転さ
せるスイッチングレギュレータも各種知られており、そ
れらの他の方式のスイッチングレギュレータにも本発明
を適用することができる。
の出力に応答してスイッチング素子Ｑ１をオンさせてい
るが、スイッチング素子Ｑ１を他の方式でオンに反転さ
せるスイッチングレギュレータも各種知られており、そ
れらの他の方式のスイッチングレギュレータにも本発明
を適用することができる。
【００１５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、この発明に
よれば、スイッチング動作を制御する回路系に対して入
力電流波形信号を与える電流検出系の残留電圧がなくな
り、交流入力のゼロクロス点で入力電流波形信号もゼロ
になる状態でチョッパ回路のスイッチング動作が制御さ
れる。その結果、交流入力の電流波形が交流入力の電圧
波形に非常に高い精度で追従し、高精度で力率改善効果
が大きなスイッチングレギュレータとなる。
よれば、スイッチング動作を制御する回路系に対して入
力電流波形信号を与える電流検出系の残留電圧がなくな
り、交流入力のゼロクロス点で入力電流波形信号もゼロ
になる状態でチョッパ回路のスイッチング動作が制御さ
れる。その結果、交流入力の電流波形が交流入力の電圧
波形に非常に高い精度で追従し、高精度で力率改善効果
が大きなスイッチングレギュレータとなる。
【図１】この発明の一実施例によるスイッチングレギュ
レータの回路図である。
レータの回路図である。
【図２】従来のスイッチングレギュレータの回路図であ
る。
る。
【図３】従来のスイッチングレギュレータの問題点を示
す波形図である。
す波形図である。
【図４】従来のスイッチングレギュレータの入力電流波
形の歪みを示す波形図である。
形の歪みを示す波形図である。
１０ 整流回路 １１ 誤差増幅器 １２ 乗算器 １３ 電流比較器 Ｑ１ スイッチング素子 Ｒ１ 電流検出用抵抗 Ｒ２、Ｃ２ ハイカットフィルタ回路 Ｒ３、Ｅ１ クランプ回路
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電流を全波整流した脈流入力を高周
波でスイッチングして安定化した直流出力を得るチョッ
パ回路方式のスイッチングレギュレータで、かつ、入力
電流波形が入力電圧波形に追従するようにチョッパ回路
のスイッチング動作を制御する力率改善方式のスイッチ
ングレギュレータにおいて、 前記スイッチング動作を制御する回路系に対して前記入
力電流波形信号を与える電流検出回路系として、前記チ
ョッパ回路のスイッチング素子と直列に接続された電流
検出用抵抗と、この抵抗の端子電圧を入力とするハイカ
ットフィルタ回路と、このフィルタ回路の出力に所定の
直流を付加するクランプ回路とを備えたことを特徴とす
るスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30378391A JP2774886B2 (ja) | 1991-10-24 | 1991-10-24 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30378391A JP2774886B2 (ja) | 1991-10-24 | 1991-10-24 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05122924A JPH05122924A (ja) | 1993-05-18 |
| JP2774886B2 true JP2774886B2 (ja) | 1998-07-09 |
Family
ID=17925237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30378391A Expired - Lifetime JP2774886B2 (ja) | 1991-10-24 | 1991-10-24 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2774886B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016100958A (ja) * | 2014-11-20 | 2016-05-30 | 新電元工業株式会社 | 制御回路 |
-
1991
- 1991-10-24 JP JP30378391A patent/JP2774886B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05122924A (ja) | 1993-05-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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