JP2020056772A - レーダ装置、及び、レーダ方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ドップラ周波数の曖昧性を低減する。【解決手段】レーダ装置は、複数の送信部と、送信信号の送信周期毎に前記複数の送信部のうち前記送信信号を送信する送信部を選択し、前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択する第１の期間と、前記第１の期間の後であって前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択するする第２の期間と、の間に、前記送信信号を送信しない期間である送信ギャップ期間を設ける制御部と、を備える。【選択図】図１４

Description

本発明は、レーダ装置及びレーダ方法に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短い信号を用いたレーダ装置の検討が進んでいる。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。

広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、複数のアンテナ（アレーアンテナ）で受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づいてターゲットからの反射波が到来する方向（到来角）を推定する手法（到来角推定手法）がある。到来角推定手法には、例えば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）法が用いられる。また、到来角推定手法には、高い角度分解能が得られる手法として、例えば、Ｃａｐｏｎ法、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）、又は、ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniquesなどが用いられる。

さらに、受信側だけでなく、送信側にも複数の送信アンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーを用いて、信号処理によってビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯレーダ）も提案されている（例えば、非特許文献１）。

ＭＩＭＯレーダは、複数の送信アンテナから時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナから送信する。ＭＩＭＯレーダは、周辺に位置する物体（ターゲット）で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離する。これにより、ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができる。また、ＭＩＭＯレーダは、送受信アンテナの間隔を適切に配置することで、アンテナ開口を仮想的に拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。

例えば、特許文献１には、ＭＩＭＯレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をずらして信号を送信する時分割多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重送信は、周波数多重送信又は符号多重送信と比較し、簡易な構成で実現できる。また、時分割多重送信は、送信時間の間隔を十分に広げることにより、送信信号間の直交性を良好に保つことができる。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナを所定の周期Ｔ_ｒで逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。そして、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を、複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、空間的なＦＦＴ処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。

特開２００８−３０４４１７号公報 特表２０１１−５２６３７１号公報 特開２０１６−５０７７８号公報

J. Li, P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol.24, Issue: 5, pp.106-114, 2007 M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Issue: 1 Publication Year: 1992, Page(s): 64-79

上述のとおり、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、所定の周期Ｔ_ｒで逐次的に切り替えていく。したがって、時分割多重送信は、周波数分割送信又は符号分割送信と比較し、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでに要する時間が長くなり得る。このため、例えば、特許文献２のように、各送信アンテナから送信信号を送信し、それらの受信位相変化からドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の検出を行う場合、ドップラ周波数を検出するためにフーリエ周波数解析を適用するにあたり、受信位相変化の観測の時間間隔が長くなる。よって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（つまり、検出できるターゲットの相対速度の範囲）が低減する。

また、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲を超えるターゲットからの反射信号が想定される場合、折り返し成分か否かを特定できず、ドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の曖昧性（不確定性、Ambiguity）が生じる。例えば、Ｎ_ｔ個の送信アンテナを所定の周期Ｔ_ｒで逐次的に切り替えながら送信信号（送信パルス）を送出する場合、Ｔ_ｒＮ_ｔの送信時間が必要となる。このような時分割多重送信をＮ_ｃ回繰り返して、ドップラ周波数の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より、±１／（２Ｔ_ｒＮ_ｔ）となる。したがって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、送信アンテナ数Ｎ_ｔが増大するほど低減し、より低速な相対速度でもドップラ周波数の曖昧性が生じやすくなる。

本開示の一態様の目的は、ドップラ周波数の曖昧性を低減することができるレーダ装置を提供することである。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、複数の送信部と、送信信号の送信周期毎に前記複数の送信部のうち前記送信信号を送信する送信部を選択し、前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択する第１の期間と、前記第１の期間の後であって前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択する第２の期間と、の間に、前記送信信号を送信しない期間である送信ギャップ期間を設ける制御部と、を備える。

また、本開示の一態様に係るレーダ装置は、複数の送信部と、送信周期毎に直交符号の符号要素を巡回的に送信信号に多重して符号多重した送信信号を生成する符号多重部と、を備え、前記複数の送信部は、巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第１の期間、送信信号の送信周期毎に、前記符号要素を符号多重した各送信信号を送信し、前記第１の期間後、所定の送信ギャップ期間、前記符号要素を符号多重した送信信号を送信せず、前記送信ギャップ期間後、巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第２の期間、前記送信周期毎に、前記符号要素を符号多重した各送信信号を送信する。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、ドップラ周波数の曖昧性を低減することができる。

実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 レーダ送信信号生成部によって生成される送信信号の例を示す図である。 送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１〜＃３が送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。 送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝４の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１〜＃４が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。 送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝５の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１〜＃５が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。 送信ＲＦ部の送信信号の送信開始時刻に送信遅延を設ける例を示す図である。 レーダ送信信号生成部の変形例を示す図である。 送信信号のタイミングと離散時刻の測定範囲を説明するための図である。 送信アンテナと受信アンテナと仮想受信アンテナとの関係を説明するための図である。 レーダ送信部の変形例を示す図である。 方向推定部においてビームフォーマ法を用いた場合の空間プロファイル結果の一例を示す図である。 実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 実施の形態２に係る送信チャープパルス信号と反射波信号とを示す図である。 実施の形態３に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 実施の形態３に係る送信ＲＦ部＃１〜＃Ｎ_ｔが送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。 実施の形態４に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３の場合に、実施の形態５に係る送信ＲＦ部＃１〜＃３が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。 実施の形態６に係るレーダ装置の構成例を示す図である。 実施の形態６に係るレーダ装置の送信タイミングの一例を説明するための図である。 実施の形態６に係るレーダ装置の送信タイミングの一例を説明するための図である。 実施の形態７に係るレーダ装置の構成例を示す図である。

以下、図面を適宜参照して、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。

なお、添付図面および以下の説明は、当業者が本開示を十分に理解するために提供されるのであって、これらにより特許請求の範囲に記載の主題を限定することは意図されていない。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る時分割多重ＭＩＭＯレーダ装置（以下単に「レーダ装置」という）の構成例を示す。レーダ装置１は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００とを有する。レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナＴｘ＃１〜Ｔｘ＃Ｎ_ｔを時分割で切り替えて送信信号を送信する。レーダ受信部２００は、レーダ送信部１００から送信された送信信号がターゲット（物体）から反射された反射信号を受信し、ターゲットの方向を推定する。

＜レーダ送信部１００＞
次に、レーダ送信部１００について説明する。レーダ送信部１００は、複数のレーダ送信信号生成部１０１と、切替制御部１０５と、送信ＲＦ切替部１０６と、Ｎ_ｔ個の送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔと、Ｎ_ｔ個の送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔとを有する。送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔを、送信アレーアンテナ部と呼んでもよい。

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、帯域制限フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１０４とを有する。

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づき、複数の送信ＲＦ部１０７のうちの１つを選択する。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部から出力されるベースバンドの送信信号を、その選択した送信ＲＦ部１０７へ出力する。

送信ＲＦ切替部１０６によって選択された送信ＲＦ部１０７は、当該送信ＲＦ切替部１０６から出力されるベースバンドの送信信号を、所定の無線周波数帯に周波数変換し、当該送信ＲＦ部１０７に接続されている送信アンテナＴｘへ出力する。

送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔは、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔにそれぞれ接続されている。送信アンテナＴｘは、送信ＲＦ部１０７から出力された送信信号を、空間に放射する。

次に、レーダ送信部１００の動作について詳細に説明する。

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号発生器Ｌｏから出力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、その生成したタイミングクロックに基づいて、送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定の送信周期Ｔ_ｒ毎に、送信信号を出力する。送信信号は、ｙ（ｋ_ｔ，Ｍ）＝Ｉ（ｋ_ｔ，Ｍ）＋ｊＱ（ｋ_ｔ，Ｍ）で表される。ここで、ｊは虚数単位を表し、ｋ_ｔは離散時刻を表し、Ｍは送信周期の序数を表す。また、Ｉ（ｋ_ｔ，Ｍ）及びＱ（ｋ_ｔ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒの離散時刻ｋ_ｔにおける、送信信号ｙ（ｋ_ｔ，Ｍ）の同相成分（In-Phase成分）及び直交成分（Quadrature成分）を表す。

符号生成部１０２は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて符号長Ｌの符号系列の符号ａ_ｎ（Ｍ）を生成する（ｎ＝１，…，Ｌ）。符号ａ_ｎ（Ｍ）には、低レンジサイドローブ特性が得られるパルス符号を用いる。符号系列としては、例えば、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号、Ｇｏｌｄ符号が挙げられる。

変調部１０３は、符号生成部から出力された符号ａ_ｎ（Ｍ）に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying））を施す。そして、変調部は、パルス変調を施した信号（変調信号）を、ＬＰＦ１０４へ出力する。

ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から出力された変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を抽出し、ベースバンドの送信信号として送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。

図２は、レーダ送信信号生成部１０１によって生成される送信信号を示す。

送信周期Ｔ_ｒの区間うち、符号送信区間Ｔ_ｗは信号が存在し、残りの（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）区間は信号が存在しない。つまり、（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）区間は、無信号区間である。符号送信区間Ｔ_ｗ内には、パルス符号長Ｌのパルス符号が含まれる。１つのパルス符号にはＬ個のサブパルスが含まれ、サブパルスあたり、Ｎ_ｏ個のサンプルを用いたパルス変調が施される。よって、符号送信区間Ｔ_ｗ内には、Ｎ_ｒ（＝Ｎ_ｏＬ）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部におけるサンプリングレートは、（Ｎ_ｏＬ）／Ｔ_ｗである。また、無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）には、Ｎ_ｕ個のサンプルが含まれる。

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する（レーダ受信部２００の動作説明を参照）。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。

切替制御部１０５は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔの中から、送信信号の送信に使用する送信ＲＦ部１０７を１つ選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ切替部１０６に対して、その選択した送信ＲＦ部１０７への出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替え先の送信ＲＦ部１０７へ出力する。

ここで、切替制御部１０５は、Ｎ_ｔ個の送信ＲＦ部１０７のうち、少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信間隔が、他の各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信間隔よりも短い切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。なお、当該少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７の送信間隔は、等間隔であってよい。別言すると、切替制御部１０５は、当該少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７を、他の各送信ＲＦ部１０７よりも、短周期に選択する。以下、この短周期に選択される送信ＲＦ部１０７を、「短周期送信ＲＦ部」と呼ぶことがある。また、短周期送信ＲＦ部が送信する送信信号を、「短周期送信信号」と呼ぶことがある。

以下、図３、図４及び図５を参照して具体例を説明する。

図３は、送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃３が送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。なお、図３は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔ_ｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、それぞれ、Ｎ_ｐ＝４Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ周期毎に、送信信号を出力する。

図４は、送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝４の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃４が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図４は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔ_ｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔ_ｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４は、それぞれ、Ｎ_ｐ＝６Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ周期毎に、送信信号を出力する。

図５は、送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝５の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃５が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図５は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔ_ｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４、＃５は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔ_ｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４、＃５は、それぞれ、Ｎ_ｐ＝８Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ周期毎に、送信信号を出力する。

切替制御部１０５は、上述の出力先の切替処理について、Ｎ_ｐ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ期間をＮ_ｃ回、繰り返す。このＮ_ｐＮ_ｃ期間において、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）は、２Ｔ_ｒ周期のため、（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ回、送信信号を出力する。また、送信ＲＦ部１０７＃２以外の各送信ＲＦ部１０７は、Ｎ_ｐ周期のため、Ｎ_ｃ回、送信信号を出力する。

送信ＲＦ切替部１０６から送信信号を出力された送信ＲＦ部１０７は、当該送信ＲＦ部１０７に接続されている送信アンテナＴｘへ送信信号を出力する。例えば、送信ＲＦ部１０７は、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるベースバンドの送信信号に対して、周波数変換を施してキャリア周波数（ＲＦ（Radio Frequency））帯の送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して、送信アンテナＴｘへ出力する。

送信アンテナＴｘは、当該送信アンテナＴｘに接続されている送信ＲＦ部１０７から出力された送信信号を、空間へ放射する。

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔ_ｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信ＲＦ部１０７の送信開始時刻に対して、送信遅延Δ_１，Δ_２，…，ΔＮ_ｔを設けてもよい。つまり、各送信ＲＦ部１０７において、送信信号の出力のタイミングの遅延が異なってもよい。次に、図６を参照してさらに説明する。

図６において、送信ＲＦ部１０７＃１の送信信号の送信開始時刻は、Ｔ_ｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ_１経過後である。同様に、送信ＲＦ部１０７＃２の送信信号の送信開始時刻は、Ｔ_ｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ_２経過後である。送信ＲＦ部１０７＃３の送信信号の送信開始時刻は、Ｔ_ｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ_３経過後である。

送信遅延Δ_１，Δ_２，…，Δ_Ｎｔを設ける場合は、後述するように、レーダ受信部２００の処理において、送信位相補正係数に、送信遅延Δ_１，Δ_２，…，Δ_Ｎｔを考慮した補正係数を導入してよい。これにより、ドップラ周波数が異なると位相回転も異なる影響を除去できる（詳細については後述する）。

また、ターゲットを測定する毎に、送信遅延Δ_１，Δ_２，…，Δ_Ｎｔを変えてもよい。これにより、他レーダから干渉を受ける場合、又は、他レーダに干渉を与える場合に、他レーダ間との干渉の影響を互いにランダマイズ化できる。

次に、図７を参照して、レーダ送信信号生成部１０１の変形例について説明する。

図７に示すように、レーダ送信信号生成部１０１は、符号記憶部１１１と、Ｄ／Ａ変換部１１２とを有する構成としてもよい。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２において生成された符号系列をあらかじめ記憶し、当該符号系列を巡回的に読み出す。Ｄ／Ａ変換部１１２は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。すなわち、図７に示す構成によれば、レーダ送信信号生成部１０１は、符号記憶部１１１の出力をアナログのベースバンドの送信信号に変換し、送信ＲＦ部１０７へ出力する。

＜レーダ受信部＞
次に、レーダ受信部２００について説明する。レーダ受信部２００は、Ｎ_ａ個の受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎ_ａと、Ｎ_ａ個のアンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａと、ＣＦＡＲ部２１５と、方向推定部２１４と、を有する。受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎ_ａを、受信アレーアンテナ部と呼んでもよい。１つの受信アンテナＲｘは、１つのアンテナ系統処理部２０１と対応付けられている。すなわち、受信アンテナＲｘ＃ｚ（ｚ＝１，…，Ｎ_ａ）に対して、アンテナ系統処理部２０１＃ｚが対応付けられている。各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。

各受信アンテナＲｘは、レーダ送信部１００から送信された送信信号がターゲットから反射された反射信号を受信する。受信アンテナＲｘは、その受信した受信信号を、当該受信アンテナＲｘと対応付けられているアンテナ系統処理部２０１の受信無線部２０３へ出力する。受信無線部２０３は、その受信信号を、同じアンテナ系統処理部２０１に属する信号処理部２０７へ出力する。

受信無線部２０３は、増幅器２０４と、周波数変換部２０５と、直交検波部２０６とを有する。受信無線部２０３は、受信アンテナＲｘから出力された受信信号に対して、増幅器２０４による信号増幅を行う。そして、受信無線部２０３は、その受信信号を、周波数変換部２０５及び直交検波部２０６により、Ｉ信号成分（In-Phase信号成分）を含むベースバンド受信信号と、Ｑ信号成分（Quadrature信号成分）を含むベースバンド受信信号と、に変換する。

信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ変換部２０８と、Ａ／Ｄ変換部２０９と、相関演算部２１０と、出力切替部２１１と、Ｎ_ｔ個のドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔとを有する。次に、各機能ブロックについて説明する。

Ａ／Ｄ変換部２０８は、受信無線部２０３から出力された、Ｉ信号成分を含むベースバンド受信信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行い、デジタルデータに変換する。また、Ａ／Ｄ変換部２０９は、Ｑ信号成分を含むベースバンド受信信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行い、デジタルデータに変換する。ここで、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９のサンプリングレートは、送信信号におけるサブパルス時間Ｔ_ｐ（＝Ｔ_ｗ／Ｌ）あたり、Ｎ_ｓ個の離散サンプルを行う。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はＮ_ｓ個となる。

なお、以下では、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける離散時刻ｋの、受信アンテナＲｘ＃ｚが受信した、Ｉ信号成分を含むベースバンド受信信号Ｉ_ｚ（ｋ，Ｍ）と、Ｑ信号成分を含むベースバンド受信信号Ｑ_ｚ（ｋ，Ｍ）とを、複素数を用いて、ｘ_ｚ（ｋ，Ｍ）＝Ｉ_ｚ（ｋ，Ｍ）＋ｊＱ_ｚ（ｋ，Ｍ）と表す。ここで、ｊは虚数単位である。

また、以下では、離散時刻ｋは、送信周期Ｔ_ｒの開始タイミングを基準（ｋ＝１）とする。そして、信号処理部は、送信周期Ｔ_ｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏまで、周期的に動作する。すなわち、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏとなる。

なお、受信無線部２０３及び信号処理部２０７の基準クロック信号は、レーダ送信信号生成部１０１と同じ基準信号発生器Ｌｏからのリファレンス信号を所定数倍したものであってよい。これにより、レーダ送信信号生成部１０１と、レーダ受信部２００が有する受信無線部２０３及び信号処理部２０７との動作が同期する。

アンテナ系統処理部２０１＃ｚにおける相関演算部２１０は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９から出力される離散サンプル値ｘ_ｚ（ｋ，Ｍ）と、レーダ送信部１００が送信した符号長Ｌのパルス符号ａ_ｎ（Ｍ）と、の相関演算を行う。ここで、ｚ＝１，…，Ｎ_ａであり、ｎ＝１，…，Ｌである。例えば、相関演算部２１０は、以下の式（１）に基づき、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける、離散サンプル値ｘ_ｚ（ｋ，Ｍ）と送信パルス符号ａ_ｎ（Ｍ）とのスライディング相関を演算する。式（１）において、ＡＣ_ｚ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋの相関演算値を示す。アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。ここで、ＡＣ_ｚ（ｋ，Ｍ）の演算は、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏの期間にわたり行われる。

なお、相関演算部２１０は、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏに対して相関演算を行う場合に限定されず、ターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、ｋの範囲）を限定してもよい。これにより、相関演算部２１０における演算処理量が低減し得る。例えば、相関演算部２１０は、ｋ＝Ｎ_ｓ（Ｌ＋１），…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ−Ｎ_ｓＬに測定レンジを限定してもよい。この場合、図１１に示すように、レーダ装置１は、符号送信区間Ｔ_ｗに相当する時間区間では、測定を行わない。

これにより、レーダ装置１は、送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、送信信号が回り込む期間（少なくとも図８のτ１未満の期間）では相関演算部による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明するドップラ解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に、測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各ブロックでの処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づいて、送信周期Ｔ_ｒ毎に、Ｎ_ｔ個のドップラ解析部２１３のうちの１つを選択する。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０から送信周期Ｔ_ｒ毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。

第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける切替制御信号は、Ｎ_ｔビット［bit_１（Ｍ），bit_２（Ｍ），…，bit_Ｎｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、第ＮＤ番目のドップラ解析部２１３を出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、第ＮＤ番目のドップラ解析部２１３を出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３の場合、切替制御部１０５は、図３に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ１）に示す３ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ１）
［bit_１（１），bit_２（１），bit_３（１）］＝［０，１，０］
［bit_１（２），bit_２（２），bit_３（２）］＝［１，０，０］
［bit_１（３），bit_２（３），bit_３（３）］＝［０，１，０］
［bit_１（４），bit_２（４），bit_３（４）］＝［０，０，１］

すなわち、切替制御部１０５は、bit_２（Ｍ）が２Ｔ_ｒ周期毎に１（ＯＮ）となり、bit_２（Ｍ）以外のbit_１（Ｍ）及びbit_３（Ｍ）が、それぞれ、Ｎ_ｐ＝４Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ１）に示す１セットをＮ_ｃ回繰り返す。

送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝４の場合、切替制御部１０５は、図４に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ２）に示す４ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ２）
［bit_１（１），bit_２（１），bit_３（１），bit_４（１）］＝［０，１，０，０］
［bit_１（２），bit_２（２），bit_３（２），bit_４（２）］＝［１，０，０，０］
［bit_１（３），bit_２（３），bit_３（３），bit_４（３）］＝［０，１，０，０］
［bit_１（４），bit_２（４），bit_３（４），bit_４（４）］＝［０，０，１，０］
［bit_１（５），bit_２（５），bit_３（５），bit_４（５）］＝［０，１，０，０］
［bit_１（６），bit_２（６），bit_３（６），bit_４（６）］＝［０，０，０，１］

すなわち、切替制御部１０５は、bit_２（Ｍ）が２Ｔ_ｒ周期毎に１となり、bit_２（Ｍ）以外のbit_１（Ｍ）、bit_３（Ｍ）及びbit_４（Ｍ）が、それぞれ、Ｎ_ｐ＝６Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ‐１）Ｔ_ｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ２）に示す１セットをＮ_ｃ回繰り返す。

送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝５の場合、切替制御信号は、図５に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ３）に示す５ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ３）
［bit_１（１），bit_２（１），bit_３（１），bit_４（１），bit_５（１）］＝［０，１，０，０，０］
［bit_１（２），bit_２（２），bit_３（２），bit_４（２），bit_５（２）］＝［１，０，０，０，０］
［bit_１（３），bit_２（３），bit_３（３），bit_４（３），bit_５（３）］＝［０，１，０，０，０］
［bit_１（４），bit_２（４），bit_３（４），bit_４（４），bit_５（４）］＝［０，０，１，０，０］
［bit_１（５），bit_２（５），bit_３（５），bit_４（５），bit_５（５）］＝［０，１，０，０，０］
［bit_１（６），bit_２（６），bit_３（６），bit_４（６），bit_５（６）］＝［０，０，０，１，０］
［bit_１（７），bit_２（７），bit_３（７），bit_４（７），bit_５（７）］＝［０，１，０，０，０］
［bit_１（８），bit_２（８），bit_３（８），bit_４（８），bit_５（８）］＝［０，０，０，０，１］

すなわち、切替制御部１０５は、bit_２（Ｍ）が２Ｔ_ｒ周期毎に１となり、bit_２（Ｍ）以外のbit_１（Ｍ）、bit_３（Ｍ）、bit_４（Ｍ）及びbit_５（Ｍ）が、それぞれ、Ｎ_ｐ＝８Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ３）に示す１セットをＮ_ｃ回繰り返す。

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される相関演算結果に対して、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。つまり、ドップラ解析部２１３は、各送信信号に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析する。ドップラ解析では、Ｎ_ｃが２のべき乗値であれば、式（２）及び式（３）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。

ここで、ＦＴ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの（つまり、受信アンテナＲｘ＃ｚに対応する）信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤからのｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１〜Ｎ_ｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏであり、ｚ＝１，…，Ｎ_ａである。また、ｗは自然数である。

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。

ＮＤ＝２の場合（短周期受信信号である場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／（４Ｔ_ｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数間隔は１／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓの範囲はｆ_ｓ＝−（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２である。

ＮＤ≠２の場合（短周期受信信号でない場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、Ｎ_ｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／｛４（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ｝である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｕのドップラ周波数間隔は１／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｕの範囲はｆ_ｕ＝−Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合とのドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両者のドップラ周波数間隔は同じである。しかし、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎ_ｔ−１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎ_ｔ−１）倍に拡大されている。

したがって、送信信号を出力する送信アンテナをＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、…、Ｔｘ＃Ｎ_ｔのように順次切り替える場合に比べ、上述のように短周期送信アンテナＴｘ＃２を設定する構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、送信アンテナ数Ｎ_ｔが３以上の場合に、Ｎ_ｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎ_ｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ドップラ解析のＦＦＴサイズを（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃとし、式（４）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（４）は、上記の式（２）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

ＣＦＡＲ部２１５は、短周期受信信号を用いて、適応的に閾値を設定（調整）し、ピーク信号の検出処理を行う。すなわち、ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理により、ピーク信号を検出する。これにより、ＣＦＡＲ部２１５は、ピーク信号を与える離散時刻インデックスｋ__ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を検出する。本実施の形態では、送信ＲＦ部１０７＃２が周期２Ｔ_ｒの短周期送信信号を出力する例を示している。そのため、ＣＦＡＲ部２１５は、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＣＩ_１ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_Ｎａ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。

ＣＦＡＲ部２１５は、式（５）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ_１ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_Ｎａ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を電力加算する。ただし、式（５）においてＮＤ＝２とする。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、例えば、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。

或いは、ＣＦＡＲ部２１５は、式（６）に示すように、離散時刻ｋ及びドップラ周波数インデックスｆ_ｓが共通な受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎ_ａからの受信信号に対し、主ビーム方向θとなる指向性ウエイトＷ（θ）＝［ｗ_１（θ），ｗ_２（θ），…，ｗ_Ｎａ（θ）］を乗算する。ただし、式（６）においてＮＤ＝２とする。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、複数の指向性ビーム方向毎に、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻ｋの軸とドップラ周波数の軸とが用いられてよい。

ＣＦＡＲ部２１５は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となるＮＤ＝２の離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}及びドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、方向推定部２１４に出力する。また、ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ周波数範囲の広いＮＤ＝２のドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、ドップラ解析部２１３＃２以外の各ドップラ解析部２１３＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ_１ ^{（ＮＤ≠２）}（ｋ，ｆ_ｕ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_Ｎａ ^{（ＮＤ≠２）}（ｋ，ｆ_ｕ，ｗ）のドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるために、インデックス変換を行う。当該インデックス変換は、式（７）及び式（８）によって行われてよい。ＣＦＡＲ部２１５は、インデックス変換後のドップラ周波数インデックスｆ_{ｕ＿ｃｆａｒ}を、方向推定部２１４に出力する。つまり、ＣＦＡＲ部２１５は、受信信号のドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出する。

ここで、ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＝−（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２であり、ｆ_{ｕ＿ｃｆａｒ}＝−Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

以下、本実施の形態ではＮＤ＝２であるドップラ周波数範囲の広いドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}と表現する。また、本実施の形態ではＮＤ≠２であるドップラ周波数範囲の狭いドップラ周波数インデックスｆ_ｕを、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕと表現する。広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させる際には、重複が含まれる可能性がある。

例えば、広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に、０≦α≦Ｎ_ｃ／２の範囲のドップラ周波数インデックスαが含まれる場合、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるインデックス変換によって、αと変換される。ここで、広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に、β＝α−Ｎ_ｃも含まれると、βは、−Ｎ_ｃ≦β≦−Ｎ_ｃ／２の範囲に含まれることから、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるインデックス変換によって、β＋Ｎ_ｃ＝αと変換される。よって、広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるインデックス変換において、重複が発生する。

同様に、広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に、β＝α＋Ｎ_ｃも含まれると、βは、Ｎ_ｃ≦β≦３Ｎ_ｃ／２の範囲に含まれることから、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるインデックス変換によって、β＋Ｎ_ｃ＝αと変換される。よって、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるインデックス変換によって、重複が発生する。

このように、広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に、｜α−β｜がＮ_ｃの整数倍となる関係のα、βが含まれると、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させる際に、重複が発生する。

狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに重複が発生していると、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕの信号成分は、異なるドップラ周波数成分の信号が混合された状態となる。混合された信号の電力が近いほど振幅位相成分が変動し、後続の方向推定部２１４における測角の精度が劣化し得る。そこで、本実施の形態では、重複判定処理を導入する。これにより、方向推定部２１４における側角の精度劣化を引き起こす影響を抑制する。次に、この重複判定処理について説明する。

＜重複判定処理＞
ＣＦＡＲ処理で抽出した、広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}のうち、ドップラ周波数インデックスαとドップラ周波数インデックスβを、ドップラ解析部２１３＃２以外のドップラ解析部２１３からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ_１ ^{（ＮＤ≠２）}（ｋ，ｆ_ｕ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_Ｎａ ^{（ＮＤ≠２）}（ｋ，ｆ_ｕ，ｗ）のドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるインデックス変換を行う。変換後のドップラ周波数インデックスｆ_{ｕ＿ｃｆａｒ}が重複する場合、次の（Ｂ１）〜（Ｂ３）の処理を行う。

（Ｂ１）ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＣＩ_１ ^{（ＮＤ＝２）}（ｋ，α，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_Ｎａ ^{（ＮＤ＝２）}（ｋ，α，ｗ）の電力和と、ＦＴ＿ＣＩ_１ ^{（ＮＤ＝２）}（ｋ，β，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_Ｎａ ^{（ＮＤ＝２）}（ｋ，β，ｗ）の電力和を比較する。

（Ｂ２）ＣＦＡＲ部２１５は、（Ｂ１）の電力和の比較の結果、所定値（例えば６〜１０ｄＢ程度に設定）以上の電力差がある場合、ドップラ周波数インデックスαとβのうち、電力の大きい方のドップラ周波数インデックスを有効にして、電力の小さい方のドップラ周波数インデックスを、方向推定部２１４への出力対象から除外する。

（Ｂ３）ＣＦＡＲ部２１５は、（Ｂ１）の電力和の比較の結果、所定値以上の電力差がない場合、ドップラ周波数インデックスαとβの両方を、方向推定部２１４への出力対象から除外する。

方向推定部２１４は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}、及び、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｕ＿ｃｆａｒ}に基づき、各ドップラ解析部２１３からの出力を用いてターゲットの方向推定処理を行う。具体的には、方向推定部２１４は、式（９）に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（９）に示すような送信アンテナ数Ｎ_ｔと受信アンテナ数Ｎ_ａの積であるＮ_ｔＮ_ａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、ターゲットからの反射信号に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎ_ａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

ｈ_{ｃａｌ［ｂ］}は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ｂ＝１，…，Ｎ_ｔＮ_ａである。

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ^（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ^（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、図３に示すように送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３とし、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（１０）となる。

また、図４に示すように送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝４、或いは、図５に示すように送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝５とし、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（１１）となる。

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻に異なる送信遅延Δ_１，Δ_２，…，Δ_Ｎｔを設けた場合、送信位相補正係数ＴｘＣＡＬ^（ＮＤ）（ｆ）に、式（１２）に示す補正係数Δ_{ＴｘＣＡＬ} ^（ＮＤ）（ｆ）を乗算したものを、新たな送信位相補正係数ＴｘＣＡＬ^（ＮＤ）（ｆ）としてよい。これにより、ドップラ周波数によって異なる位相回転の影響を除去できる。ここで、Δ_ｒｅｆは、位相基準とする基準送信アンテナ番号の送信遅延を表し、本実施の形態の場合、基準送信アンテナはＴｘ＃２であるので、Δ_ｒｅｆ＝Δ_２となる。

仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、Ｎ_ａＮ_ｒ個の要素から構成される列ベクトルである。

到来方向推定は、方向推定評価関数値Ｐ_Ｈ（θ，ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。

方向推定評価関数値Ｐ_Ｈ（θ，ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって算出されてよい。到来方向推定アルゴリズムには、ビームフォーマ法、Ｃａｐｏｎ又はＭＵＳＩＣなど、各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

図９に例示するように、Ｎ_ｔＮ_ａ個の仮想受信アレーが等間隔ｄ_Ｈで直線状に配置される場合（Ｎ_ｔ＝３、Ｎ_ａ＝４）、ビームフォーマ法は、式（１３）及び式（１４）のように表すことができる。ここで、上付き添え字Ｈは、エルミート転置演算子である。ａ（θ_ｕ）は、方位方向θの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。θ_ｕは、到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β_１で変化させたものである。例えば、θ_ｕは、以下のように設定される。
θ_ｕ＝θ_ｍｉｎ＋ｕβ_１
ただし、ｕ＝０，…，ＮＵであり、ＮＵ＝floor［（θ_ｍａｘ−θ_ｍｉｎ）／β_１］＋１である。また、floor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

なお、時刻情報（離散時刻）ｋ_{＿ｃｆａｒ}は、距離情報に変換して出力されてもよい。例えば、式（１５）を用いて、時刻情報ｋ_{＿ｃｆａｒ}を距離情報Ｒ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}）に変換する。ここで、Ｔ_ｗは符号送信区間、Ｌはパルス符号長、Ｃ_０は光速度を表す。

また、ドップラ周波数情報は、相対速度成分に変換して出力されてもよい。例えば、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}は、式（１６）によって、相対速度成分ｖ_ｄに変換されてよい。ここで、ｄ_ｆは、ドップラ解析部２１３におけるＦＦＴ処理におけるドップラ周波数間隔であり、本実施の形態の場合、ｄ_ｆ＝１／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃＴ_ｒ｝である。また、λは、送信ＲＦ部１０７から出力されるＲＦ信号のキャリア周波数の波長である。

以上のように、実施の形態１に係るレーダ装置１は、短周期送信アンテナ（本実施の形態では送信アンテナＴｘ＃２）の送信周期を２Ｔ_ｒとし、短周期送信アンテナ以外の各送信アンテナの送信周期を２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒとする。これにより、短周期受信信号は、Ｎ_ｔ個の送信アンテナを順次切り替える場合と比べ、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数（相対速度）がＮ_ｔ／２倍に増加し、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲がＮ_ｔ／２倍に拡大する。

また、本実施の形態では、レーダ受信部２００において、短周期受信信号をＣＦＡＲ処理して抽出したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、短周期受信信号以外の受信信号に適用するように変換する。そして、短周期受信信号についてはドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、短周期受信信号以外の受信信号についてはその変換したドップラ周波数インデックスｆ_{ｕ＿ｃｆａｒ}を用いて、方向推定処理を行う。これにより、すべての仮想受信アレーを用いた方向推定処理が可能となる。

また、本実施の形態では、ＣＦＡＲ処理において、すべての受信信号ではなく、短周期受信信号を用いているが、ドップラ解析部２１３のＦＦＴサイズは（Ｎ_ｔ−１）倍されるため、（Ｎ_ｔ−１）倍のコヒーレント加算利得が得られる。よって、ＣＦＡＲ処理に用いられる受信アンテナ数が少なくなった分のＳＮＲを補うことができる。具体的には、従来手法として、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔを順次切り替え、全仮想受信アンテナのドップラ解析部２１３の出力を電力合成してＣＦＡＲ処理する場合に比べ、本実施の形態におけるＣＦＡＲ処理時の受信ＳＮＲは、約０．５（Ｎ_ｔ）^１／２倍となる（ただしＮ_ｔ≧３）。すなわち、ＣＦＡＲ処理時の受信ＳＮＲは、Ｎ_ｔ＝３の場合は約０．９倍、Ｎ_ｔ＝４以上で同等以上となり、本実施の形態は、従来の手法と比べて、特段の劣化は生じない。

なお、本実施の形態は、図１０に示すように、レーダ送信部１００において、送信アンテナ切替部１２１により送信ＲＦ部１０７からの出力を複数の送信アンテナＴｘの１つに択一的に切り替える構成であってもよい。この場合も、上述と同様な効果が得られる。

また、図９に示すように、複数の仮想受信アンテナの仮想的な配列において中心付近に位置する仮想受信アンテナ（例えば図９の点線内）を形成する送信アンテナが、短周期送信アンテナＴｘとして選択されてよい。これにより、方向推定処理における角度プロファイル上のサイドローブを低減する効果が得られる。次に、具体例を示す。

図９は、送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３、受信アンテナ数Ｎ_ａ＝４の場合のＭＩＭＯレーダのアンテナ配置の例を示す。図１１は、方向推定部２１４においてビームフォーマ法を用いた場合の空間プロファイル結果（ターゲット方向の真値０度方向）の一例を示す。

図１１（ａ）は、従来の手法である送信アンテナＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、Ｔｘ＃３を順次切り替えた場合の空間プロファイル結果を示す。図１１（ｂ）は、本実施の形態と同様に送信アンテナＴｘ＃２を短周期送信アンテナとした場合の空間プロファイル結果を示す。図１１（ａ）及び（ｂ）に示すように、両者ともに正面方向のターゲットを正しく推定できている。

また、図１１（ａ）と（ｂ）を比べると、本実施の形態に対応する図１１（ｂ）において、ビームフォーマ法のサイドローブを低減する効果（３ｄＢ程度）が得られていることが確認できる。これは、次の理由による。すなわち、仮想受信アンテナ（図９におけるＭＩＭＯ ＶＡ＃１〜＃１２の配置）において、中心付近に配置されているＭＩＭＯ ＶＡ＃５〜＃８は、Ｔｘ＃２からの短周期送信信号を受信する。よって、ＭＩＭＯ ＶＡ＃５〜＃８の受信信号レベルは、他のＭＩＭＯ ＶＡ＃１〜＃４、＃９〜＃１２の受信信号レベルよりも高まることで、空間プロファイルのサイドローブ低減効果が得られる。

（実施の形態２）
実施の形態１では、レーダ送信部１００がパルス列を位相変調あるいは振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いる場合について説明した。実施の形態２では、チャープパルスのような周波数変調（fast chirp modulation）したパルス圧縮波を用いたレーダ方式にについて説明する。なお、実施の形態２では、実施の形態１と同様の内容については説明を省略する。

図１２は、レーダ送信においてチャープ（Chirp）パルスを用いるレーダ装置１の構成例を示す。

レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、方向性結合部１２４と、送信ＲＦ部１０７と、送信アンテナ切替部１２１と、複数の送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔと、切替制御部１０５とを有する。レーダ送信信号生成部１０１は、変調信号発生部１２２と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator。電圧制御発振器）１２３とを有する。

変調信号発生部１２２は、図１３（ａ）に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をＴ_ｒとする。

ＶＣＯ１２３は、変調信号発生部１２２からの出力に基づいて、送信信号に対して周波数変調を行い、周波数変調信号（周波数チャープ信号）を生成する。そして、ＶＣＯ１２３は、周波数変調信号を、方向性結合部１２４へ出力する。

方向性結合部１２４は、ＶＣＯ１２３から出力された周波数変調信号を、送信ＲＦ部１０７へ出力すると共に、周波数変調信号の一部を取り出してレーダ受信部２００の各ミキサ部２２４へ出力する。

送信ＲＦ部１０７は、方向性結合部１２４から出力された周波数変調信号を増幅し、送信アンテナ切替部１２１へ出力する。

送信アンテナ切替部１２１は、送信ＲＦ部１０７から出力された周波数変調信号を、切替制御部１０５によって切り替えられた送信アンテナＴｘへ出力する。送信アンテナＴｘは、送信アンテナ切替部１２１から出力された送信信号を空間に放射する。

レーダ受信部２００は、複数の受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎ_ａと、受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎ_ａにそれぞれ対応するアンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａと、ＣＦＡＲ部２１５と、方向推定部２１４とを有する。各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。受信無線部２０３は、ミキサ部２２４と、ＬＰＦ２２６とを有する。信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ変換部２２８と、Ｒ−ＦＦＴ部２２０と、出力切替部２１１と、ドップラ解析部２１３とを有する。

レーダ受信部２００は、反射信号を受信アンテナＲｘで受信した受信信号に対し、ミキサ部２２４において送信信号である周波数変調信号とのミキシングをし、ＬＰＦ２２６を通過させることで、送信信号と受信信号との遅延時間に応じた周波数となるビート信号を取り出す。例えば、図１３（ｂ）のように、送信周波数変調波（レーダ送信波）の周波数と受信周波数変調波（レーダ反射波受信信号）の周波数との差分周波数が、ビート周波数として取り出される。

信号処理部２０７のＡ／Ｄ変換部２２８は、受信無線部２０３から出力されるビート信号を、離散サンプルリングデータに変換する。

Ｒ−ＦＦＴ部２２０は、Ｔ_ｒ周期毎に、所定時間範囲（レンジゲート）で得られたＮ_ｄａｔａ個の離散サンプリングデータを、ＦＦＴ処理する。これにより、受信信号の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓やHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧することができる。

ここで、第Ｍ番目のチャープパルス送信によって得られる、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるＲ−ＦＦＴ部２２０から出力されるビート周波数スペクトラム応答を、ＡＣ＿ＲＦＴ_ｚ（ｆ_ｂ，Ｍ）で表す。ここで、ｆ_ｂはＦＦＴのインデックス番号であり、ｆ_ｂ＝０，…，Ｎ_ｄａｔａ／２である。周波数インデックスｆ_ｂは、当該インデックス番号が小さいほど、受信信号（反射信号）の遅延時間が小さい（すなわち、ターゲットからの距離が近い）ビート周波数を表す。

出力切替部２１１は、実施の形態１の出力切替部２１１と同様の動作を行う。すなわち、出力切替部２１１は、切替制御部１０５からの切替制御信号に基づいて、Ｎ_ｔ個のドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔのうち１つを選択する（切り替える）。そして、出力切替部２１１は、Ｔ_ｒ周期毎に、Ｒ−ＦＦＴ部２２０から出力される周波数スペクトラムを、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。

第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける切替制御信号は、Ｎ_ｔビット［bit_１（Ｍ），bit_２（Ｍ），…，bit_Ｎｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（未選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

切替制御部１０５は、実施の形態１の切替制御部１０５と同様の動作を行う。例えば、送信アンテナＴｘ＃２が短周期送信アンテナである場合、送信アンテナＴｘ＃２を２Ｔ_ｒ周期毎に選択し、送信アンテナＴｘ＃２以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃２、…、＃Ｎ_ｔをＮ_ｐ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ周期毎に選択する。

なお、実施の形態１で説明したように、各送信アンテナＴｘからの送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔ_ｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信アンテナからの送信開始時刻に対して、送信遅延Δ_１，Δ_２，…，Δ_Ｎｔを設けてもよい。

切替制御部１０５は、Ｎ_ｐ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ期間の１セットを、Ｎ_ｃ回繰り返す。これにより、Ｎ_ｐＮ_ｃ期間において、短周期送信アンテナである送信アンテナＴｘ＃２からは、（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ回、送信信号が送信され、短周期送信アンテナ以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからは、Ｎ_ｃ回、送信信号が送信される。

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される受信信号に対して、ビート周波数インデックスｆ_ｂ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎ_ｃが２のべき乗値であれば、式（１７）及び式（１８）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。

ここで、ＦＴ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｆ_ｂ，ｆ_ｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによるｗ番目の出力であり、ビート周波数インデックスｆ_ｂにおけるドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１〜Ｎ_ｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏであり、ｚ＝１，…，Ｎ_ａである。また、ｗは自然数である。

ＮＤ＝２の場合（短周期受信信号である場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／（２Ｔ_ｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数間隔は２／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓの範囲はｆ_ｓ＝−（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２である。

ＮＤ≠２の場合（短周期受信信号でない場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、Ｎ_ｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ｝である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｕのドップラ周波数間隔は２／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｕの範囲はｆ_ｕ＝−Ｎ_ｃ／２＋１…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合のドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両者のドップラ周波数間隔は同じである。しかし、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎ_ｔ−１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎ_ｔ−１）倍に拡大されて出力される。

したがって、送信アンテナをＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、…、Ｔｘ＃Ｎ_ｔのように順次切り替える場合に比べ、本実施の形態に係る構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、送信アンテナ数Ｎ_ｔが３以上の場合に、Ｎ_ｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎ_ｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ドップラ解析のＦＦＴサイズを（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃとし、式（１９）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（１９）は、上記の式（１７）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

以降のＣＦＡＲ部２１５及び方向推定部２１４における処理は、実施の形態１で用いた離散時刻ｋをビート周波数インデックスｆ_ｂで置き換えた処理と同一となるため、ここでは説明を省略する。以上の構成及び処理により、実施の形態２は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

以降の実施の形態においても同様に送信信号として、周波数チャープ信号を適用することができ、符号化パルス信号を用いた場合と同様な効果が得られる。

なお、式（２０）を用いて、ビート周波数インデックスｆ_ｂを距離情報Ｒ（ｆ_ｂ）に変換できる。ここで、Ｂ_ｗは、周波数変調して生成される周波数チャープ信号における周波数変調帯域幅であり、Ｃ_０は光速度である。

（実施の形態３）
図１４は、実施の形態３に係るレーダ装置１の構成例を示す。実施の形態３に係るレーダ装置１は、実施の形態１に係るレーダ装置１と比べて、折り返し判定部２１６をさらに備える。また、実施の形態１と比べて、実施の形態３は、切替制御部１０５、ドップラ解析部２１３、ＣＦＡＲ部２１５、及び、方向推定部２１４の動作が異なる。以下、実施の形態３では、実施の形態１と異なる内容について主に説明し、実施の形態１と同様の内容については説明を省略する。

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。

切替制御部１０５は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔのうちの１つを順次選択する。そして、切替制御部１０５は、その選択した送信ＲＦ部１０７に出力先を切り替えるよう指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替えた送信ＲＦ部１０７へ出力する。

図１５は、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔが送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。

切替制御部１０５は、図１５に示すように、送信周期Ｔ_ｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔを順次、出力先に選択する。そして、切替制御部１０５は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、その選択した送信ＲＦ部１０７への切り替えを指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。これにより、送信ＲＦ切替部１０６は、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔを、周期Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒで選択する。別言すると、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔは、それぞれ、周期Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒで送信信号を送信する。

切替制御部１０５は、図１５に示すように、期間Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒの１セットの処理を、Ｎ_ｃ／２回繰り返した後、送信信号を送出しない期間である送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設ける。そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの経過後、再び、期間Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒの１セットの処理を、Ｎ_ｃ／２回繰り返す。この処理により、各送信ＲＦ部１０７は、Ｎ_ｃ回、送信信号を送信する。送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、ドップラ解析部２１３のサンプリング周期（Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒ）の１／２に設定されてよい。別言すると、Ｔ_ＧＡＰ＝Ｎ_ｐ／２＝Ｎ_ｔＴ_ｒ／２であってよい。

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、Ｔ_ｒ周期毎に、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔのうちの１つを選択する。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０からＴ_ｒ周期毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。

第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける切替制御信号は、Ｎ_ｔビット［bit_１（Ｍ），bit_２（Ｍ），…，bit_Ｎｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて、切替制御信号の第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、切替制御信号の第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ開始前まで、Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒ周期毎に、各ビットを順次１に切り替えて、切替制御信号を出力する。次に、具体例を説明する。

まず、切替制御部１０５は、下記（Ｃ１）に示す１セット（Ｎ_ｐ期間分）の切替制御信号を、Ｎ_ｃ／２回出力する。
（Ｃ１）
［bit_１（１），bit_２（１），…，bit_Ｎｔ（１）］＝［１，０，…，０］
［bit_１（２），bit_２（２），…，bit_Ｎｔ（２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit_１（Ｎ_ｔ），bit_２（Ｎ_ｔ），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔ）］＝［０，０，…，１］

切替制御部１０５は、上記（Ｃ１）に示す１セット（Ｎ_ｐ期間分）の切替制御信号をＮ_ｃ／２回出力した後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰにおいて、下記（Ｃ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｃ２）
［bit_１，bit_２，…，bit_Ｎｔ］＝［０，０，…，０］

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの終了後、下記（Ｃ３）に示す１セット（Ｎ_ｐ期間分）の切替制御信号を、Ｎ_ｃ／２回出力する。
（Ｃ３）
［bit_１（Ｎ_ｔＮ_ｃ／２＋１），bit_２（Ｎ_ｔＮ_ｃ／２＋１），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔＮ_ｃ／２＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit_１（Ｎ_ｔＮ_ｃ／２＋２），bit_２（Ｎ_ｔＮ_ｃ／２＋２），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔＮ_ｃ／２＋２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit_１（Ｎ_ｔＮ_ｃ），bit_２（Ｎ_ｔＮ_ｃ），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔＮ_ｃ）］＝［０，０，…，１］

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔを有する。ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔは、それぞれ、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの開始前のＮ_ｃ／２回分（前半期間）の相関演算結果と、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの終了後のＮ_ｃ／２回分（後半期間）の相関演算結果とを、別々に、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎ_ｃが２のべき乗値であれば、式（２１）及び式（２２）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。

式（２１）のＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、前半期間Ｎ_ｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。

式（２２）のＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、後半期間Ｎ_ｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。ここで、ＮＤ＝１〜Ｎ_ｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏであり、ｚ＝１，…，Ｎ_ａである。また、ｗは自然数である。

ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮ_ｃであり、後半部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮ_ｃで、前半部分のＮ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。

したがって、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２Ｎ_ｔＴ_ｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数間隔は、１／｛Ｎ_ｔＮ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓの範囲は、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。なお、窓関数係数は、ＦＦＴサイズがＮ_ｃのものを適用し、前半部分のＮ_ｃ／２個の窓関数係数をＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用い、後半部分のＮ_ｃ／２個の係数をＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用いる。

ＣＦＡＲ部２１５は、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａのドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。ＣＦＡＲ処理は、離散時刻ｋ（ターゲットまでの距離に相当）と、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓ（ターゲットの相対速度に相当）との２次元の入力信号に対して行われる。

ＣＦＡＲ処理について、例えば、式（２２ａ）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を電力加算する。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、閾値よりも大きい電力加算値となる、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}、及び、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６へ出力する。

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}、及び、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に基づいて、ドップラ解析部２１３からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。例えば、折り返し判定部２１６は、式（２３）及び式（２４）によって、当該判定を行う。

なお、式（２３）及び式（２４）において、

である。

ここで、式（２５）に示すＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（２５）において、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（２５ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、ドップラ解析部２１３のサンプリング周期（Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒ）の１／２に設定していることから、ドップラ周波数インデックス（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）の半分（１／２）に相当する位相回転を補正している。

一方、式（２６）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０のとき、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−Ｎ_ｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。また、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０のときは、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋Ｎ_ｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。そこで、式（２６）には、このような送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に生じる位相回転を補正するために、式（２６ａ）を導入している。式（２６ａ）は式（２５ａ）のｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}±Ｎ_ｃ）を代入することで得られ、式（２５ａ）を位相反転した式となる。従って、ＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算され、もう一方は逆相で加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能である。

すなわち、上述より、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。このような理由から、式（２３）及び式（２４）の判定方法を適用できる。

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号を含むと判定したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−Ｎ_ｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋Ｎ_ｃと変換し、出力する。
ここで、DopConv（ｆ）は、折り返し信号の判定に基づくドップラ周波数インデックスｆに対するドップラ周波数インデックスの変換結果を表す。

折り返し判定部２１６は、折り返し信号を含まないと判定したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに出力する。
・DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}

方向推定部２１４は、折り返し判定部からの出力に基づき、式（２７）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（２７）に示すような送信アンテナ数Ｎ_ｔと受信アンテナ数Ｎ_ａとの積であるＮ_ｔＮ_ａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎ_ａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

ｈ_{ｃａｌ［ｂ］}は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，Ｎ_ｔＮ_ａである。

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ^（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ^（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させる送信位相補正係数である。例えば、Ｔｘ＃１を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（２９）となる。

この場合、式（２７）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、Ｎ_ａＮ_ｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。

到来方向推定は、方向推定評価関数値Ｐ_Ｈ（θ，ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。

実施の形態３に係るレーダ装置１は、複数の送信アンテナＴｘを時分割で切り替え、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ／２回、送信信号を送信した後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰにおいて生じる位相変化に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力信号が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、曖昧性の生じないドップラ周波数範囲を、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けない場合と比べて、２倍に拡大できる。

なお、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰをＮ_ｔＴ_ｒ／２に設定した場合に、折り返し信号であるか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、これに限定されず、Ｎ_ｔＴ_ｒ／２程度、或いは、その前後の期間であってもよい。

また、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ／２回、送信信号を送信した後に送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けることにより、折り返し信号を含むか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎ_ｃ／２回程度送信した後、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。

（実施の形態４）
実施の形態１では、複数の送信アンテナＴｘの少なくとも１つを短周期送信アンテナとする構成について説明した。実施の形態３では、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設ける構成について説明した。実施の形態４では、実施の形態１と実施の形態３との構成の組み合わせ例について説明する。これにより、実施の形態１と比べてさらにドップラ周波数の検出範囲を拡大できる。以下、実施の形態４では、実施の形態１及び３と異なる内容について主に説明し、実施の形態１及び３と同様の内容については説明を省略する。

図１６は、実施の形態４に係るレーダ装置１の構成例を示す。

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。

切替制御部１０５は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔの中から、送信信号の送信に使用する送信ＲＦ部１０７を１つ選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ切替部１０６に対して、その選択した送信ＲＦ部１０７への出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替えた送信ＲＦ部１０７へ出力する。

図１７は、送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃３が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図１７は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。

この場合、切替制御部１０５は、２Ｔ_ｒ周期毎に、送信ＲＦ部１０７＃２を、送信信号の出力先に選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔ_ｒ期間において、送信信号の出力先に、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３を順次選択する。つまり、切替制御部１０５は、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３を、それぞれ、Ｎ_ｐ＝４Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ周期毎に、出力先に選択する。

ここで、切替制御部１０５は、図１７に示すように、期間Ｎ_ｐ＝４Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒの１セットの処理を、Ｎ_ｃ／２回繰り返した後、送信信号を出力しない送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設ける。そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの経過後、再び、期間Ｎ_ｐ＝４Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒの１セットの処理を、Ｎ_ｃ／２回繰り返す。この処理により、短周期送信ＲＦ部である送信ＲＦ部１０７＃２は、（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ回送信信号を送信する。また、送信ＲＦ部１０７＃２以外の送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、それぞれ、Ｎ_ｃ回、送信信号を送信する。

送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）の送信周期２Ｔ_ｒの１／２に設定されてよい。別言すると、Ｔ_ＧＡＰ＝Ｔ_ｒであってよい。

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔ_ｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔの送信開始時刻に対して、送信遅延Δ_１，Δ_２，…，Δ_Ｎｔを設けてもよい。

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づき、Ｔ_ｒ周期毎に、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔのうちの１つを選択する（切り替える）。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０からＴ_ｒ周期毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。

第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける切替制御信号は、Ｎ_ｔビット［bit_１（Ｍ），bit_２（Ｍ），…，bit_Ｎｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない。ここで、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

切替制御信号は、送信アンテナ数Ｎ_ｔ＝３の場合、図１７に示す送信信号の出力パターンに対応するように、３ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。次に、具体例を説明する。

まず、切替制御部１０５は、Ｎ_ｐＮ_ｃ／２期間（前半期間）において、Ｔ_ｒ周期毎に、下記（Ｄ１）に示す各切替制御信号を、繰り返し出力する。なお、Ｎ_ｐ＝４Ｔ_ｒ＝２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒである。
（Ｄ１）
［bit_１（１），bit_２（１），bit_３（１）］＝［０，１，０］
［bit_１（２），bit_２（２），bit_３（２）］＝［１，０，０］
［bit_１（３），bit_２（３），bit_３（３）］＝［０，１，０］
［bit_１（４），bit_２（４），bit_３（４）］＝［０，０，１］

切替制御部１０５は、上記の前半期間後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰにおいて、下記（Ｄ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｄ２）
［bit_１，bit_２，…，bit_Ｎｔ］＝［０，０，０］

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの終了後、Ｎ_ｐＮ_ｃ／２期間（後半期間）において、Ｔ_ｒ周期毎に、下記（Ｄ３）に示す各切替制御信号を出力する。
（Ｄ３）
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋１），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋１），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋１）］＝［０，１，０］
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋２），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋２），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋２）］＝［１，０，０］
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋３），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋３），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋３）］＝［０，１，０］
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ／２＋１）），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ／２＋１）），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ／２＋１））］＝［０，０，１］
…
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋１），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋１），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋１）］＝［０，１，０］
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋２），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋２），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋２）］＝［１，０，０］
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋３），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋３），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）（Ｎ_ｃ−１）＋３）］＝［０，１，０］
［bit_１（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ），bit_２（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ），bit_３（２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ）］＝［０，０，１］

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される相関演算結果について、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの開始前のＮ_ｃ／２回分（前半期間）の相関演算結果と、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの終了後のＮ_ｃ／２回分（後半期間）の相関演算結果とを、別々に、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎ_ｃが２のべき乗値であれば、例えば式（３０）〜式（３４）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。

式（３０）及び式（３１）のＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、前半期間Ｎ_ｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。

式（３２）及び式（３３）のＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、後半期間Ｎ_ｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１〜Ｎ_ｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏであり、ｚ＝１，…，Ｎ_ａである。また、ｗは自然数である。

以下、第２の送信ＲＦ部１０７＃２を２Ｔ_ｒ周期の短周期送信ＲＦ部１０７として具体例を説明する。

ＮＤ＝２（短周期受信信号である）の場合、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズが（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃであり、後段部分の（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＮＤ＝２の場合、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズが（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃであり、前段部分の（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。そして、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、両方とも±１／（４Ｔ_ｒ）である。また、両方とも、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数間隔は、１／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓの範囲は、ｆ_ｓ＝−（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２である。

ＮＤ≠２（短周期受信信号でない）の場合、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮ_ｃであり、後段部分のＮ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＮＤ≠２の場合、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮ_ｃ／２であり、前段部分の（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。そして、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、両方とも±１／｛４（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒ｝である。また、両方とも、ドップラ周波数インデックスｆ_ｕのドップラ周波数間隔は、１／｛２（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｕの範囲は、ｆ_ｕ＝−Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合とのドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両方のドップラ周波数間隔は同じである。また、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎ_ｔ−１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎ_ｔ−１）倍に拡大されて出力される。

したがって、送信アンテナをＴｘ＃１，Ｔｘ＃２，…，Ｔｘ＃Ｎ_ｔのように順次切り替える場合に比べ、本実施の形態に係る構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、送信アンテナ数Ｎ_ｔが３以上の場合に、Ｎ_ｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎ_ｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。

送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの開始前（前半期間）のＮ_ｃ／２回分には式（３０）及び式（３１）を適用する。

送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの終了後（後半期間）のＮ_ｃ／２回分には式（３２）及び式（３３）を適用する。

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ＦＦＴサイズを（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃとし、式（３４）及び式（３５）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（３４）は上記の式（３０）と同一であり、式（３５）は上記の式（３２）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧することができる。ＮＤ＝２の場合、ＦＦＴサイズが（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃの窓関数係数を適用し、当該（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃのうち、前半期間の（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用い、後半期間のＮ_ｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用いる。

また、ＮＤ≠２の場合、ＦＦＴサイズがＮ_ｃの窓関数係数を適用し、当該Ｎ_ｃのうち、前半期間のＮ_ｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用い、後半期間のＮ_ｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用いる。

ＣＦＡＲ部２１５は、短周期受信信号を用いて、適応的に閾値を設定（調整）し、ピーク信号の検出処理（ＣＦＡＲ処理）を行う。本実施の形態では、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔ_ｒ周期で送信信号を送信する。よって、ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_１ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_Ｎａ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）と、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_１ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_Ｎａ ^（２）（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）と、を用いてＣＦＡＲ処理を行う。

ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ処理により、適応的な閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる、ＮＤ＝２の場合における、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}及びドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、折り返し判定部２１６へ出力する。

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}及びドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に基づいて、ドップラ解析部２１３＃２からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。本実施の形態の場合、折り返し判定部２１６は、ドップラ解析部２１３＃２からの出力に、式（３６）及び（３７）を適用し、折り返し信号を含むか否かを判定する。なお、ＮＤは、短周期送信アンテナＴｘの番号であり、本実施の形態では、ＮＤ＝２である。

なお、式（３６）及び式（３７）において、

である。

ここで、式（３８）に示すＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（３８）において、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（３８ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）の送信周期２Ｔ_ｒの１／２として、すなわちＴ_ＧＡＰ＝Ｔ_ｒに設定していることから、ドップラ周波数インデックス（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）の半分（１／２）に相当する位相回転を補正している。

一方、式（３９）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が（一次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０のとき、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。また、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０のとき、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相回転が生じる。そこで、式（３９）には、この位相回転を補正するために、式（３８ａ）を位相反転した下記式（３９ａ）を導入している。式（３９ａ）は式（３８ａ）のｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}±（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃ）を代入することで得られ、式（２５ａ）を位相反転した式となる。従って、ＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算され、もう一方は逆相で加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能である。

すなわち、上述より、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。このような理由から、式（３６）及び式（３７）の判定方法を適用できる。

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号を含むと判定したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}とともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋（Ｎ_ｔ−１）Ｎ_ｃと変換し、出力する。

折り返し判定部２１６は、折り返し信号を含まないと判定したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}とともに、方向推定部２１４へ出力する。
・DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}

合わせて、折り返し判定部２１６は、ＮＤ＝２の広範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を変換したものであるDopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）を、ドップラ解析部２１３＃２以外のドップラ解析部２１３＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力の狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_ｕに対応させるために、以下の式（４０）及び式（４１）を用いてインデックス変換を行う。そして、折り返し判定部２１６は、そのインデックス変換後の狭範囲ドップラ周波数インデックスｆ_{ｕ＿ｃｆａｒ}を、方向推定部２１４へ出力する。

方向推定部２１４は、折り返し判定部２１６から出力された離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}と、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}と、ドップラ周波数インデックスDopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）と、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｕ＿ｃｆａｒ}とに基づき、ドップラ解析部２１３からの出力から、式（４２）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａの信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（４２）に示すような送信アンテナ数Ｎ_ｔと受信アンテナ数Ｎ_ａとの積であるＮ_ｔＮ_ａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎ_ａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

ｈ_{ｃａｌ［ｂ］}は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，Ｎ_ｔＮ_ａである。

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ^（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ^（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（４４）となる。

この場合、式（４２）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、Ｎ_ａＮ_ｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。

本実施の形態４に係るレーダ装置１は、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔのうち、送信アンテナ（短周期送信アンテナ）Ｔｘ＃２からの送信信号の送信周期が２Ｔ_ｒであり、それ以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからの送信信号の送信周期が２（Ｎ_ｔ−１）Ｔ_ｒである。これにより、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔを順次切り替えて送信信号を送信する場合と比べ、短周期送信アンテナＴｘ＃２からの短周期送信信号に対応する短周期受信信号において、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数（相対速度）がＮ_ｔ／２倍に増加し、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲がＮ_ｔ／２倍に拡大する（Ｅ１の効果）。

また、本実施の形態４に係るレーダ装置１は、各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからＮ_ｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからＮ_ｃ／２回、送信信号を送信した後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に生じる位相回転に基づき、ドップラ解析部２１３＃２からのドップラ解析の結果が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けない場合と比べて、曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲をさらに２倍に拡大できる（Ｅ２の効果）。

したがって、本実施の形態４に係るレーダ装置１は、上記（Ｅ１）と（Ｅ２）の２つの効果により、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎ_ｔを順次切り替える場合に比べ、ドップラ周波数範囲をＮ_ｔ倍（＝Ｎ_ｔ／２倍×２倍）に拡大できる。

なお、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰをＴ_ｒに設定した場合に、折り返し信号の有無の判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、これに限定されず、Ｔ_ｒ程度、或いは、その前後の期間であってもよい。

また、各送信アンテナ＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからＮ_ｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナ＃１、＃３、…、＃Ｎ_ｔからＮ_ｃ／２回送信信号を送信した後に送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けた場合に、折り返し信号の有無の判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎ_ｃ／２回程度送信した後、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。

（実施の形態５）
実施の形態３では、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを１つ設ける例を説明した。実施の形態５では、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰをＮ_ＧＡＰ回設ける例について説明する。なお、レーダ装置１の構成は、実施の形態３の図１４と同様である。しかし、一部の動作が異なるため、以下では、主にその異なる動作ついて説明する。

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号の指示に基づき、レーダ送信信号生成部１０１からの出力を、その指示された切り替え先の送信ＲＦ部１０７へ出力する。

切替制御部１０５は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔのうちの１つを順次選択する。そして、切替制御部１０５は、その選択した送信ＲＦ部１０７に出力先を切り替えるよう指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。これにより、送信ＲＦ切替部１０６は、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔを、周期Ｎ_ｔＴ_ｒで、順次出力先に選択する。別言すると、各送信ＲＦ部１０７は、周期Ｎ_ｔＴ_ｒで、送信信号を送信する。

切替制御部１０５は、期間Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒの処理を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回繰り返す。その後、切替制御部１０５は、第１回目の送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃１を設ける。

そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃１の経過後、再び、期間Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒの処理を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回繰り返す。その後、切替制御部１０５は、第２回目の送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃２を設ける。

そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃２の経過後、再び、期間Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒの処理を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回繰り返す。

上述の処理によれば、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰはＮ_ＧＡＰ回設けられ、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎ_ｔは、Ｎ_ｃ回、送信信号を送信する。

なお、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）が整数とならない場合は、小数点以下を切り下げ又は切り上げし、整数としてよい。

送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、ドップラ解析のサンプリング周期（送信ＲＦ部１０７＃１〜Ｎ_ｔを一巡選択する周期）Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒの１／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）倍であってよい。すなわち、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＝Ｎ_ｐ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＝Ｎ_ｔＴ_ｒ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）であってよい。

出力切替部２１１は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づき、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔを順次選択する。そして、出力切替部２１１は、送信周期Ｔ_ｒ毎に、相関演算部２１０から出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。

第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおける切替制御信号は、Ｎ_ｔビット［bit_１（Ｍ），bit_２（Ｍ），…，bit_Ｎｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて、切替制御信号の第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、切替制御信号の第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃１の開始前まで、下記（Ｆ１）に示す１セット（Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ１）
［bit_１（１），bit_２（１），…，bit_Ｎｔ（１）］＝［１，０，…，０］
［bit_１（２），bit_２（２），…，bit_Ｎｔ（２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit_１（Ｎ_ｔ），bit_２（Ｎ_ｔ），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔ）］＝［０，０，…，１］

そして、切替制御部１０５は、上記（Ｆ１）に示す１セットの切替制御信号を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回出力した後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃１において、下記（Ｆ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｆ２）
［bit_１，bit_２，…，bit_Ｎｔ］＝［０，０，…，０］

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃１の終了後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃２の開始前まで、下記（Ｆ３）に示す１セット（Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ３）
［bit_１（Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋１），bit_２（Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋１），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit_１（Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋２），bit_２（Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋２），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit_１（２Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）），bit_２（２Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）），…，bit_Ｎｔ（２Ｎ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１））］＝［０，０，…，１］

切替制御部１０５は、上記（Ｆ３）に示す１セットの切替制御信号を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回出力した後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃２において、下記（Ｆ４）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｆ４）
［bit_１，bit_２，…，bit_Ｎｔ］＝［０，０，…，０］

以降同様の処理を繰り返し、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃Ｎ_ＧＡＰの終了後、下記（Ｆ５）に示す１セット（Ｎ_ｐ＝Ｎ_ｔＴ_ｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ５）
［bit_１（Ｎ_ＧＡＰＮ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋１），bit_２（Ｎ_ＧＡＰＮ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋１），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ＧＡＰＮ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit_１（Ｎ_ＧＡＰＮ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋２），bit_２（Ｎ_ＧＡＰＮ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋２），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ＧＡＰＮ_ｔＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＋２）］＝［０，１，…，０］
…，
［bit_１（Ｎ_ｔＮ_ｃ），bit_２（Ｎ_ｔＮ_ｃ），…，bit_Ｎｔ（Ｎ_ｔＮ_ｃ）］＝［０，０，…，１］

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔを有する。ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔは、それぞれ、各送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの開始前までのＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果を、別々に、（つまり、（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回に分けて）、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎ_ｃが２のべき乗値であれば、式（４５）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。

式（４５）のＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｎ_ｇ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、送信ギャップ期間で区切られたＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答を示す。ここで、ｎ_ｇ＝０，…，Ｎ_ＧＡＰであり、ｎ_ｇ＝０の場合、最初のＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答であり、０＜ｎ_ｇ＜Ｎ_ＧＡＰの場合、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃ｎ_ｇの終了後から送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ＃（ｎ_ｇ＋１）の開始前までの間のＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答を示す。ｎ_ｇ＝Ｎ_ＧＡＰの場合、最後のＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答である。また、ＮＤ＝１〜Ｎ_ｔであり，ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏであり，ｚ＝１，…，Ｎ_ａである。また、ｗは自然数である。

ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｎ_ｇ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ解析のＦＦＴサイズがＮ_ｃであり、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回分の相関演算出力以外の部分のデータをゼロ埋めしたものである。

したがって、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２Ｎ_ｔＴ_ｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数間隔は、１／｛Ｎ_ｔＮ_ｃＴ_ｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓの範囲は、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することによりでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。例えば、式（４６）に示すように、ＦＦＴサイズがＮ_ｃの窓関数係数を適用する。ここで、ｗinf（ｘ）は窓関数係数を表し、ｘは窓関数のインデックスを表す（ｘ＝１，…，Ｎ_ｃ）。

ＣＦＡＲ部２１５は、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａのドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力に対して、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｎ_ｇ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。ＣＦＡＲ処理は、離散時刻ｋ（ターゲットまでの距離に相当）と、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓ（ターゲットの相対速度に相当）との２次元の入力信号に対して行われる。

ＣＦＡＲ処理について、例えば、式（４６ａ）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（０，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（１，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（Ｎ_ＧＡＰ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を電力加算する。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。

例えば、ＣＦＡＲ部２１５は、非特許文献２に開示されているように適応的な閾値を設定してよい。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、閾値よりも大きい受信電力となる、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}、及び、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}を、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６へ出力する。

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}、及び、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に基づいて、ドップラ解析部２１３からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。例えば、折り返し判定部２１６は、式（４７）及び式（４８）によって、当該判定を行う。

なお、式（４７）及び式（４８）において、

である。

ここで、sign（ｘ）は、ｘが正の場合に１、ｘが負の場合に−１を返す関数である。

ここで、式（４９）に示すＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（０，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（１，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（Ｎ_ＧＡＰ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（４９）において、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（４９ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、Ｔ_ＧＡＰ＝Ｎ_ｐ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）＝Ｎ_ｔＴ_ｒ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）に設定していることから、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（１，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）に対して、ドップラ周波数インデックス（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）のｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）に相当する位相回転を補正している。

一方、式（５０）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が（一次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（０，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（１，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（Ｎ_ＧＡＰ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０のとき、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}―Ｎ_ｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０のとき、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋Ｎ_ｃ）ドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じる。そこで、式（５０）には、この位相回転を補正するために、式（５０ａ）を導入している。式（５０ａ）は式（４９ａ）のｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−ｓｉｇｎ（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）Ｎ_ｃ）を代入することで得られ、式（４９ａ）に位相回転２π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）を加えた式となる。ここで、Ｎ_ＧＡＰ＝２のとき、位相回転２π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）は、｛０、２π／３、４π／３｝ある。また、Ｎ_ＧＡＰ＝３のとき、位相回転２π×ｎｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）は、｛０、２π／４、４π／４、６π／４｝ある。このように、位相回転２π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）は、ｎ_ｇ＝０、…、Ｎ_ＧＡＰで位相回転２π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）を加算すると互いに打ち消してゼロとなる位相回転を付与する。従って、ＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算されるとき、もう一方はＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｎ_ｇ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の各項が互いに打ち消されて加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能となる。

したがって、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。
このような理由から、式（４９）及び式（５０）の判定方法が適用できる。

なお、Ｎ_ＧＡＰ数を複数とすることで、より高次の折り返し信号が含まれる場合でも、判定が可能となる効果をさらに有する。例えば、二次の折り返し信号が含まれる場合、折り返し判定部２１６は、式（５０ｂ）、式（５０ｃ）及び式（５０ｄ）によって、当該判定を行う。

なお、式（５０ｂ）、式（５０ｃ）及び式（５０ｄ）において、

である。ここで、式（５０ｅ）に示すＦＴ＿２ｎｄＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が（二次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（０，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（１，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（Ｎ_ＧＡＰ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号が折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０のとき、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に、（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋２Ｎ_ｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０のとき、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−２Ｎ_ｃ）ドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じる。そこで、式（５０ｅ）には、この位相回転を補正するために、式（５０ｆ）を導入している。式（５０ｆ）は式（４９ａ）のｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}に（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋ｓｉｇｎ（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）×２Ｎ_ｃ）を代入することで得られ、式（４９ａ）に位相回転４π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）が付与された式となる。例えば、Ｎ_ＧＡＰ＝２のとき、位相回転４π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）は、｛０、４π／３、８π／３｝である。また、Ｎ_ＧＡＰ＝３のとき、位相回転４π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）は、｛０、４π／４、８π／４、１２π／４｝ある。このように、位相回転４π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）は、ｎ_ｇ＝０、…、Ｎ_ＧＡＰでの位相回転４π×ｎ_ｇ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）を付与して加算すると互いに打ち消してゼロとなる性質を有する。従って、ＦＴ＿ＣＡＬ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、およびＦＴ＿２ｎｄＡＬＩＡＳ_ｚ ^ＮＤ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、いずれか一つが同相加算され、残りの二つはＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩ_ｚ ^ＮＤ（ｎ_ｇ，ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の各項が互いに打ち消され、信号レベル差が明確に生じる関係となる。そのため、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能となり、さらに（一次）あるいは（二次）折り返し信号が含まれるかの判定も可能となる。

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号であると判定したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}とともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−Ｎ_ｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋Ｎ_ｃと変換し、出力する。

折り返し判定部２１６は、（二次）折り返し信号であると判定したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}とともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}≧０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＋２Ｎ_ｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}＜０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}−２Ｎ_ｃと変換し、出力する。

折り返し判定部２１６は、折り返し信号でないと判定したドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}の信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに、離散時刻インデックスｋ_{＿ｃｆａｒ}とともに、方向推定部２１４へ出力する。
・DopConv（ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}）＝ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}

方向推定部２１４は、折り返し判定部２１６からの出力に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力から、式（５１）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎ_ａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎ_ｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（５１）に示すような送信アンテナ数Ｎ_ｔと受信アンテナ数Ｎ_ａとの積であるＮ_ｔＮ_ａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎ_ａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

ｈ_{ｃａｌ［ｂ］}は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，Ｎ_ｔＮ_ａである。

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ^（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ^（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、Ｔｘ＃１を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（５３）となる。

この場合、式（５３）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）は、Ｎ_ａＮ_ｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。

到来方向推定は、方向推定評価関数値Ｐ_Ｈ（θ，ｋ_{＿ｃｆａｒ}，ｆ_{ｓ＿ｃｆａｒ}，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。

本実施の形態５に係るレーダ装置１は、複数の送信アンテナＴｘを時分割で切り替え、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回、送信信号を送信する毎に、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設ける。つまり、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰをＮ_ＧＡＰ回設ける。また、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６を設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ中に生じる位相回転に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力信号が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、曖昧性の生じないドップラ周波数範囲を、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けない場合と比べて、２倍以上に拡大できる。

なお、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰをＮ_ｔＴ_ｒ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）に設定した場合に、折り返し信号であるか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、これに限定されず、Ｎ_ｔＴ_ｒ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）程度、或いは、その前後の期間であってもよい。

また、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナＴｘからＮ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回、送信信号を送信した後に送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けることにより、折り返し信号を含むか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎ_ｃ／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）回程度、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。

（実施の形態６）
既述の送信ギャップ期間は、既述の時分割多重ＭＩＭＯレーダ装置に限らず、例えば、複数の送信アンテナＴｘから符号多重を用いて信号を同時送信するＭＩＭＯレーダ装置（以下「符号多重ＭＩＭＯレーダ装置」と称することがある）に適用されてもよい。

符号多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ装置は、例えば特許文献３に記載されている（例えば図１参照）。特許文献３では、送信信号（チャープ信号）の繰り返し送信毎に、送信アンテナ毎に異なる符号列に基づいた位相変調（０°または１８０°）を付与して、複数の送信アンテナから符号多重送信する。

複数の受信アンテナで受信した信号を検波処理することで、符号多重された受信信号の距離情報が抽出される。送信信号の繰り返し送信毎に得られた距離情報に対し、送信アンテナ毎の逆符号列を乗算することで符号多重された受信信号を分離して、速度方向フーリエ変換処理して速度（ドップラ）情報を抽出する。このようにして得られた、受信アンテナ数Ｎ_aを符号多重数Ｎ_ｔ倍した（Ｎ_a×Ｎ_ｔ）系統の速度（ドップラ）情報を用いて方位方向フーリエ変換処理を行う。

この構成では、送信信号の繰り返し送信毎に複数送信アンテナから同時送信するため、送信信号の繰り返し送信毎に受信信号をサンプリングできる。そのため、時分割多重方式に比べ、サンプリング定理を満たす（別言すると、周波数の折り返しが発生せず曖昧性（Ambiguity）の生じない）ドップラ速度範囲を拡大できる。

しかし、速度方向フーリエ変換処理の前に送信アンテナ毎の逆符号列を乗算することで符号多重された信号を分離するため、ターゲット又はレーダ装置が移動することに伴うドップラ変動が受信信号に含まれると符号間の直交性が低下し、符号間干渉が生じる。

送信信号の繰り返し送信毎に符号系列を重畳するため、符号間干渉が生じると、速度方向フーリエ変換で得られる速度方向のピークサイドローブ比は、符号多重送信で用いる符号系列間の相互相関特性で定まる理想的なピークサイドローブ比よりも小さくなる。

そのため、同一距離に複数のターゲットが存在した場合に、複数のターゲッ反射波間の受信電力レベル差が、速度方向のピークサイドローブ比よりも大きい場合、受信電力が小さい方のターゲットからの反射波は速度方向のサイドローブレベル以下となり、検出されなくなる可能性が高まる。

ターゲット又はレーダ装置の移動に伴うドップラ変動が大きいほど、符号間干渉が大きくなり、ピークサイドローブ比がより小さくなり、同一距離に複数のターゲットが存在した場合に未検出となる確率がより増大することになる。

実施の形態６では、符号多重ＭＩＭＯレーダ装置において、実施の形態３で説明した送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けた送信を行う。これにより、既述の実施の形態３と同様に、曖昧性（Ambiguity）の生じないドップラ周波数（相対速度）の検出範囲を拡大できる。加えて、ターゲット又はレーダ装置１の移動に伴うドップラ変動が受信信号に含まれる場合であっても、符号間干渉の発生を抑えることができる。

図１８は、実施の形態６に係るレーダ装置１の構成例を示す図である。図１８に例示した構成は、符号多重ＭＩＭＯレーダ装置において、実施の形態３（図１４及び図１５）にて説明した送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けた送信を行う構成に相当する。

例えば、図１８に示す符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１は、図１４に例示した構成に比して、レーダ送信部１００において、切替制御部１０５及び送信ＲＦ切替部１０６に代えて、直交符号生成部１０８と、第１〜第Ｎ_ｔの符号乗算部１９１＃１〜１９１＃Ｎ_ｔを含む符号多重部１０９と、を備える点が異なる。

また、図１８に示すレーダ受信部２００は、図１４に例示した構成に比して、折り返し判定部２１６と方向推定部２１４との間に、符号多重分離部２１７を備える点が異なり、また、直交符号生成部１０８の出力が出力切替部２１１に入力される点が異なる。符号多重分離部２１７は、例えば、折り返し判定部２１６における、ドップラ周波数の折り返しの有無の判定（又は検出）結果に基づいて、符号多重された受信信号を分離する。

図１８に例示した構成を用いることで、ターゲット又はレーダ装置１の移動に伴うドップラ変動が受信信号に含まれる場合であっても、ドップラ変動に起因する位相変動を補正した上で符号多重分離が可能となる。

以下、実施の形態６に係る符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１の動作について、実施の形態３とは異なる点に着目して説明する。

レーダ送信部１００は、符号多重を用いたＭＩＭＯレーダ送信を行う。例えば、直交符号生成部１０８は、直交符号長Ｌ_ＯＣからなるＮ_ｔ個の直交符号系列ＯＣＳ_ＮＤ＝｛ＯＣ_ＮＤ（1），ＯＣ_ＮＤ（2），…，ＯＣ_ＮＤ（Ｌ_ＯＣ）｝を生成する。ここで、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

直交符号生成部１０８は、例えば、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）毎に、直交符号系列ＯＣＳ_１〜ＯＣＳ_Ｎｔの要素を指示する直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを巡回的に可変することで、直交符号系列ＯＣＳ_１〜ＯＣＳ_Ｎｔの要素ＯＣ_１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）〜ＯＣ_Ｎｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を第１〜第Ｎ_ｔの符号乗算部１９１＃１〜１９１＃Ｎ_ｔに出力する。また、直交符号生成部１０８は、例えば、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）毎に、要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを、レーダ受信部２００の出力切替部２１１に出力する。

ここで、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１，２，…，Ｌ_ＯＣであり、Ｍ番目の送信周期において、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ−１，Ｌ_ＯＣ）＋１である。ＭＯＤ（ｘ，ｙ）は、モジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。

直交符号生成部１０８が生成する直交符号系列には、例えば、互いに無相関となる符号を用いる。例えば、直交符号生成部１０８は、Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ−符号を直交符号系列に用いる。

Ｎ_ｔ＝２の場合、Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ−符号の直交符号長Ｌ_ＯＣ＝２であるから、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ_１＝｛１，１｝、ＯＣＳ_２＝｛１，−１｝となる直交符号系列を生成する。

また、Ｎ_ｔ＝４の場合、直交符号長Ｌ_ＯＣ＝４であるから、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ_１＝｛１，１，１，１｝、ＯＣＳ_２＝｛１，-１，１，-１｝、ＯＣＳ_３＝｛１，１，-１，-１｝、ＯＣＳ_４＝｛１，-１，-１，１｝となる直交符号系列を生成する。

なお、直交符号系列を構成する要素は実数に限らず、複素数値が含まれてもよい。例えば、次式（６−１）で表される位相回転を用いた直交符号が用いられてもよい。

この場合、Ｎ_ｔ=３の場合、直交符号長Ｌ_ＯＣ＝Ｎ_ｔであるため、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ_１＝｛１，１，１｝、ＯＣＳ_２＝｛1，exp(j2π/3)，exp(j4π/3)｝、ＯＣＳ_３＝｛1，exp(-j2π/3)，exp(-j4π/3)｝となる直交符号系列を生成する。

また、Ｎｔ＝４の場合、直交符号長Ｌ_ＯＣ＝Ｎ_ｔであるから、直交符号生成部１０８は、ＯＣＳ_１＝｛１，１，１，1｝、ＯＣＳ_２＝｛1，j，-1，-j｝、ＯＣＳ_３＝｛1，-1，1，-1｝、ＯＣＳ_４＝｛1，-j，-1，j｝となる直交符号系列を生成する。

第１〜第Ｎ_ｔの符号乗算部１９１＃１〜１９１＃Ｎ_ｔは、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）毎に直交符号生成部１０８によって生成された直交符号系列ＯＣＳ_１〜ＯＣＳ_Ｎｔの要素ＯＣ_１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）〜ＯＣ_Ｎｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を、図１９Ａ及び図１９Ｂに例示したように、ベースバンドのレーダ送信信号に対し乗算し、それぞれ、Ｎ_ｔ個の送信ＲＦ部１０７＃１〜１７＃Ｎ_ｔに出力する。

また、図１９Ａに例示したように、送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔは、Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間において送信信号をＬ_ＯＣ回送信する動作を、Ｎ_ｃ／２回にわたって繰り返した後、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰにわたって送信信号を送信しない。

別言すると、各送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔは、巡回的に生成された直交符号を少なくとも一巡送信する第１の期間（Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間）、送信信号の送信周期Ｔ_ｒ毎に、符号多重した各送信信号を送信し、その後の所定の送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ、符号多重した送信信号を送信しない。

送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが経過した後、図１９Ｂに例示したように、送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔは、再び、Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間において送信信号をＬ_ＯＣ回送信する動作を、Ｎ_ｃ／２回にわたって繰り返す。

図１９Ａ及び図１９Ｂに例示したような送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔの送信動作により、第１の送信ＲＦ部１０７＃１から第Ｎ_ｔの送信ＲＦ部〜１０７＃Ｎ_ｔの送信信号は、Ｌ_ＯＣ×Ｎ_ｃ回送信されることとなる。

別言すると、各送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔは、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰ後、巡回的に生成された直交符号を少なくとも一巡送信する第２の期間（Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間）、送信周期Ｔ_ｒ毎に、符号多重した各送信信号を送信する。

ここで、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、ドップラ解析部２１３におけるサンプリング周期である直交符号の送信周期Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間の１／２の周期に相当するＮ_ｐ／２に設定する。すなわち、Ｔ_ＧＡＰ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ／２である。

次に、図１８に例示したレーダ受信部２００の動作について説明する。
第ｚ番の信号処理部２０７における出力切替部２１１は、直交符号生成部１０８からの直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを基に、送信周期毎の相関演算部２１０の出力を、Ｌ_ＯＣ個のドップラ解析部２１３のうちＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３に選択的に切り替えて出力する。

すなわち、出力切替部２１１は、第Ｍ番の送信周期Ｔ_ｒにおいて、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ−１，Ｌ_ＯＣ）＋１番目のドップラ解析部２１３を選択する。また、出力切替部２１１は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰでは全てのドップラ解析部２１３を非選択とする。

第ｚ番の信号処理部２０７において、複数（Ｌ_ＯＣ）個のドップラ解析部２１３は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮ_ｃ／２回の出力と、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが終了した後の後半部分のＮｃ／２回の出力と、で２回に分けて別々にドップラ解析を行う。Ｎ_ｃが２のべき乗値の場合、ドップラ解析には、式（６−２）および式（６−３）に示すようなＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を適用できる。

例えば、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６−２）によって表される。

また、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが終了後の後半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６−３）によって表される。

ここで、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、第ｚ番の信号処理部２０７における第ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、離散時刻ｋでのドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。

また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ)は、第ｚ番目の信号処理部におけるＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、離散時刻ｋでのドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが終了後の後半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。

なお、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１〜Ｌ_ＯＣであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏであり、ｗは１以上の整数である。ｊは、虚数単位である。また、ｚ＝１，…，Ｎ_ａである。

また、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＮｃのＦＦＴサイズにおいて、後半部分のＮ_ｃ／２個のデータをゼロ埋め（ゼロパディング）したものである。また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、Ｎ_ｃのＦＦＴサイズにおいて、前半部分のＮ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。

したがって、サンプリング定理から導出される折り返しの発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数間隔は１／{Ｌ_ＯＣ×Ｎ_ｃ×Ｔ_ｒ}であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓの範囲は、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓又はHamming窓といった窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。窓関数係数には、ＦＦＴサイズがＮ_ｃの係数が適用されてよい。例えば、前半部分のＮ_ｃ／２個の窓関数係数をＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用い、後半部分のＮ_ｃ／２個の係数をＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用いる。

ＣＦＡＲ部２１５は、Ｌ_ｏｃ個のドップラ解析部２１３からの第ｗ番の出力について、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、及び、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を用いてＣＦＡＲ処理を行う。

例えば、ＣＦＡＲ部２１５は、式（６−４）で表される電力加算値を算出して、離散時間軸（距離軸に相当）とドップラ周波数軸（相対速度に相当）との２次元のＣＦＡＲ処理、あるいは１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理を行う。２次元のＣＦＡＲ処理あるいは１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理については、例えば非特許文献２に記載の処理が適用されてよい。

ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ処理を用いて適応的な閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力の離散時刻インデックスｋ_{_cfar}、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}を、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６に指示する。

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から指示された離散時間インデックスｋ_{_cfar}、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}を基に、ドップラ解析部２１３の出力を抽出し、以下の式（６−５）及び式（６−６）を用いた判定方法により、折り返し信号か否かの判定処理を行う。例えば、折り返し判定部２１６は、式（６−５）が成立する場合、折り返し信号でないと判定し、式（６−６）が成立する場合、折り返し信号であると判定する。

なお、式（６−５）及び式（６−６）において、

である。

ここで、

の項は、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}の信号に対する送信ギャップ期間中の位相回転を補正するために導入されている。

この際、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}の信号が、折り返し信号である場合、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}≧０のとき、送信ギャップ期間中に（ｆ_{ｓ_cfar}−Nc）のドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じ、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}＜０のときは、送信ギャップ期間中に（ｆ_{ｓ_cfar}＋Ｎ_ｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じることから、

の項は位相反転された出力、すなわち

となる。

従って、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}の信号が、折り返し信号である場合、

は、

よりも電力的に小さくなる。

一方、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}の信号が、折り返し信号でない場合、

は、

よりも電力的に小さくなる。

このような理由から、上述のような折り返し判定方法の適用が可能である。判定の結果、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}の信号が、折り返し信号であると判定された場合、折り返し判定部２１６は、以下の（１）及び（２）に例示したように、ドップラ周波数インデックスの変換結果を出力する。

（１）ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}≧０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ_cfar}）＝ｆ_{ｓ_cfar} − Nc
（２）ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}＜０の場合、DopConv（ｆ_{ｓ_cfar}）＝ｆ_{ｓ_cfar} ＋ Nc

DopConv（ｆ）は、折り返し信号の判定結果に基づくドップラ周波数インデックスｆに対するドップラ周波数インデックスの変換結果を表す。

一方、判定の結果、ドップラ周波数インデックスｆ_{ｓ_cfar}の信号が、折り返し信号ではないと判定された場合、折り返し判定部２１６は、以下のようにドップラ周波数インデックスの変換結果を出力する。
DopConv（ｆ_{ｓ_cfar}）＝ｆ_{ｓ_cfar}

符号多重分離部２１７は、折り返し判定部２１６の出力を基に、直交符号を用いて多重送信した信号を分離する。例えば、第ＮＤ番の送信アンテナＴｘ＃ＮＤから符号多重送信された信号は、式（６−９）及び式（６−１０）に示したように、送信時に用いた直交符号要素を複素共役（＊）して符号要素インデックス毎のドップラ解析結果に乗算して加算することで、分離される。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。なお、式（６−９）のexpの項は、直交符号の送信時間遅れにより生じる位相変動を補正するために設けている。

方向推定部２１４は、符号多重分離部２１７の出力を基に、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を生成し、当該ベクトルに基づいて方向推定処理を行う。例えば、式（６−１１）で表される送信アンテナ数Ｎ_ｔと受信アンテナ数Ｎ_ａとの積であるＮ_ｔ×Ｎ_ａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{_cfar}，f_{s_cfar}，ｗ）を用いて、ターゲットからの反射波に対して受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う。

ここで、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{_cfar}，f_{s_cfar}，ｗ）は、第１の信号処理部２０７から第Ｎ_ａの信号処理部２０７のそれぞれにおいて得られたドップラ解析部２１３からの第ｗ番の出力をまとめたベクトルに相当する。なお、ｚ＝1，…，Ｎ_ａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

ここで、ｈ＿ｃａｌ_［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。また、ｂ＝１，…，（Ｎ_ｔ×Ｎ_ａ）である。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ_{_cfar}，f_{s_cfar}，ｗ）は、Ｎ_ｔ×Ｎ_ａ個の要素からなる列ベクトルとなる。

方向推定部２１４は、方向推定評価関数値Ｐ_H（θ，ｋ_{_cfar}，f_{s_cfar}，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出し、その極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの方位方向を到来方向推定値として出力する。また、レーダ反射波の測位結果として、方位方向と共に極大ピークレベルの情報を出力してもよい。また、レーダ反射波の測位結果として、ｋ_{＿ｃｆａｒ}を基に到来時刻情報（距離情報）、ドップラ周波数情報（相対速度情報）として折り返し判定後のDopConv(f_{s_cfar})を出力する。

以上のように、実施の形態６に係る符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１では、レーダ送信部１００において、複数の送信アンテナ１０７および符号多重を用いて、各送信アンテナ１０７から複数（Ｌ_ＯＣ×Ｎｃ）回のレーダ送信を行う際に、各送信アンテナ１０７からＬ_ＯＣ×Ｎｃ／２回送信した後に送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが設けられる。

レーダ受信部２００では、折り返し判定部２１６において、ドップラ解析部２１３の出力に折り返し信号が含まれるか否かを判定することで、ドップラ周波数の曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲を拡大できる。例えば、Ｌ_ＯＣをサンプリング周期とした場合のドップラ周波数範囲に対して２倍に拡大できる。

また、ドップラ周波数の曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲の拡大によって、符号多重分離部２１７は、直交符号要素毎にドップラ解析を行った結果を、直交符号要素の複素共役を乗算して加算する際に、折り返し信号であるか否かの判定結果を用いて、直交符号分離処理を行うことができる。

これにより、直交符号間干渉を抑制しつつ、符号多重信号の分離が可能になる。したがって、時間方向あるいは周波数方向のサイドローブを低減できる。原理的には、ノイズ成分が無い場合、あるいは無視してよい場合、実質的にサイドローブをゼロにできる。

なお、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰにＬ_ＯＣ×Ｔ_ｒ／２を用いることで、折り返し判定性能を最大化できるが、これに限定されない。例えば、Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ／２程度あるいは、その前後の期間が設定されてもよい。

また、各送信アンテナ１０７から複数（Ｌ_ＯＣ×Ｎ_ｃ）回のレーダ送信を行う際に、各送信アンテナ１０７からＬ_ＯＣ×Ｎ_ｃ／２回送信した後に送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けることで、折り返し判定性能を最大化できるが、これに限定されない。

例えば、各送信アンテナ１０７からＬ_ＯＣ×Ｎ_ｃ／２回程度、あるいは、その前後の回数を送信した後に送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが設けられてもよい。例えば、ＳＮＲ（signal-to-noise ratio）の偏りが生じない範囲において不等間隔に設定されてもよい。

なお、上述した実施の形態６においては、１つの送信ギャップ期間を設ける例について説明したが、実施の形態５において説明したように、複数（Ｎ_ＧＡＰ）の送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けてもよい。複数の送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰを設けることで、より高次の折り返し信号が受信信号に含まれるか否かを判定できるので、ドップラ周波数の曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲を更に拡大する効果が得られる。

（実施の形態７）
上述した実施の形態６では、レーダ送信部１００においてパルス列を位相変調あるいは振幅変調して送信する符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１について記載した。実施の形態７では、レーダ送信部１００においてチャープ（Chirp）パルスのような周波数変調したパルス圧縮波を用いた符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１について説明する。

図２０は、周波数変調したチャープパルスをレーダ送信信号に用いた符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１の構成例を示す図である。図２０に例示した符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１は、実施の形態２（図１２）に例示した構成に比して、レーダ送信部１００において、切替制御部１０５、送信ＲＦ部１０７、及び、送信アンテナ切替部１２１に代えて、直交符号生成部１０８と、第１〜第Ｎ_ｔの送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔと、第１〜第Ｎ_ｔの符号乗算部１９１＃１〜１９１＃Ｎ_ｔを含む符号多重部１０９と、を備える点が異なる。

また、図２０に示すレーダ受信部２００は、図１２に例示した構成に比して、信号処理部２０７と方向推定部２１４との間に、折り返し判定部２１６と符号多重分離部２１７を備える点が異なり、また、直交符号生成部１０８の出力が出力切替部２１１に入力される点が異なる。符号多重分離部２１７は、例えば、折り返し判定部２１６における、ドップラ周波数の折り返しの有無の判定（又は検出）結果に基づいて、符号多重された受信信号を分離する。

以下、実施の形態７に係る符号多重ＭＩＭＯレーダ装置１の動作について、実施の形態２とは異なる点に着目して説明する。

レーダ送信部１００において、レーダ送信信号生成部１０１は、実施の形態２にて説明したとおり、変調信号発生部１２２及びＶＣＯ１２３によって、周波数変調信号（周波数チャープ信号）を生成する。生成された周波数チャープ信号は、方向性結合部１２４を介して符号多重部１０９と受信ＲＦ部２０３のミキサ部２２４に入力される。

直交符号生成部１０８は、実施の形態６と同様に、直交符号長Ｌ_ＯＣからなるＮ_ｔ個の直交符号系列ＯＣＳ_ＮＤ＝｛ＯＣ_ＮＤ（１），ＯＣ_ＮＤ（２），…，ＯＣ_ＮＤ（Ｌ_ＯＣ）｝を生成する。ここで、ＮＤ＝１，…，Ｎ_ｔである。

例えば、直交符号生成部１０８は、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）毎に、直交符号系列ＯＣＳ_１〜ＯＣＳ_Ｎｔの要素を指示する直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを巡回的に可変することで、直交符号系列ＯＣＳ_１〜ＯＣＳ_Ｎｔの要素ＯＣ_１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）〜ＯＣ_Ｎｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を第１〜第Ｎ_ｔの符号乗算部１９１＃１〜１９１＃Ｎ_ｔに出力する。また、直交符号生成部１０８は、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）毎に、要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸをレーダ受信部２００の信号処理部２０７における出力切替部２１１に出力する。

ここで、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１，２，…，Ｌ_ＯＣであり、Ｍ番目の送信周期において、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ−１，Ｌ_ＯＣ）＋１である。ＭＯＤ（ｘ，ｙ）は、モジュロ演算子であり、ｘをｙで割った後の余りを出力する関数である。

第１〜第Ｎ_ｔの符号乗算部１９１は、実施の形態６と同様に、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）毎に直交符号生成部１０８によって生成された直交符号系列ＯＣＳ_１〜ＯＣＳ_Ｎｔの要素ＯＣ_１（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）〜ＯＣ_Ｎｔ（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）を、ベースバンドのレーダ送信信号（ここでは、周波数チャープ信号）に対し乗算し、それぞれ、Ｎ_ｔ個の送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔに出力する。

また、実施の形態６と同様に、送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔは、Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間において送信信号をＬ_ＯＣ回送信する動作を、Ｎ_ｃ／２回にわたって繰り返した後に、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰにわたって送信信号の送信を行わない。

送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰの経過後に、送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔは、再び、Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間において送信信号をＬ_ＯＣ回送信する動作を、Ｎ_ｃ／２回にわたって繰り返す。

このような送信ＲＦ部１０７＃１〜１０７＃Ｎ_ｔの送信動作により、第１の送信ＲＦ部１０７＃１から第Ｎ_ｔの送信ＲＦ部１０７＃Ｎ_ｔの送信信号は、Ｌ_ＯＣ×Ｎ_ｃ回送信されることとなる。

ここで、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰは、ドップラ解析部２１３におけるサンプリング周期である直交符号の送信周期Ｎ_ｐ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ期間の１／２の周期に相当するＮｐ／２とする。すなわち、Ｔ_ＧＡＰ＝Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ／２である。

第１〜第Ｎ_ｔの符号乗算部１９１の出力は、送信ＲＦ部１０７により所定の送信電力に増幅され、送信アレーアンテナ部を成す各送信アンテナＴｘ＃１〜Ｔｘ＃Ｎ_ｔから空間に放射される。

次に、図２０に例示したレーダ受信部２００の動作について説明する。レーダ受信部２００において、受信アレーアンテナ部を成す各受信アンテナＲｘ＃１〜Ｒｘ＃Ｎ_ａによる信号受信からＲ−ＦＦＴ部２２０の信号出力に至るまでの動作又は処理は、実施の形態２にて説明した動作又は処理と同様である。

ここで、第Ｍ番のチャープパルス送信によって得られる第ｚ番の信号処理部２０７におけるｚ番目のＲ−ＦＦＴ部２２０から出力されるビート周波数スペクトラム応答をＡＣ＿ＲＦＴ_ｚ（ｆ_ｂ，Ｍ）によって表す。ｆ_ｂは、Ｒ−ＦＦＴ部２２０から出力されるビート周波数のインデックス番号を表し、ｆ_ｂ＝０，…，Ｎ_ｄａｔａ／２である。周波数インデックスｆ_ｂが小さいほど反射波の遅延時間が小さい（別言すると、ターゲットとの距離が近い）ビート周波数を表す。

ｚ番目の信号処理部２０７における出力切替部２１１は、直交符号生成部１０８からの直交符号要素インデックスＯＣ＿ＩＮＤＥＸを基に、送信周期毎のＲ−ＦＦＴ部２２０からの出力を、Ｌ_ＯＣ個のドップラ解析部２１３のうちＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３に選択的に切り替えて出力する。

例えば、出力切替部２１１は、Ｍ番目の送信周期Ｔ_ｒにおいて、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝ＭＯＤ（Ｍ−１，Ｌ_ＯＣ）＋１番目のドップラ解析部２１３を選択する。また、出力切替部２１１は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰでは全てのドップラ解析部２１３を非選択とする。

ｚ番目の信号処理部２０７における複数（Ｌ_ＯＣ）個のドップラ解析部２１３は、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮ_ｃ／回の出力と、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが終了した後の後半部分のＮ_ｃ／２回の出力とで２回に分けて別々にドップラ解析を行う。Ｎ_ｃが２のべき乗値の場合、ドップラ解析には、式（６−１２）および式（６−１３）で表されるようなＦＦＴ処理を適用できる。

例えば、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６−１２）によって表される。

一方、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが終了した後の後半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するＦＦＴ処理は、式（６−１３）によって表される。

ここで、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｆ_ｂ，ｆ_ｓ，ｗ）は、第ｚ番の信号処理部２０７における第ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、周波数インデックスｆ_ｂでのドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが開始されるまでの前半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。

また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｆ_ｂ，ｆ_ｓ，ｗ）は、第ｚ番の信号処理部２０７における第ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ番目のドップラ解析部２１３による第ｗ番の出力を表し、周波数インデックスｆ_ｂでのドップラ周波数インデックスｆ_ｓの、送信ギャップ期間Ｔ_ＧＡＰが終了した後の後半部分のＮ_ｃ／２回の出力に対するドップラ周波数応答を示す。なお、ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ＝１〜Ｌ_ＯＣ、ｆ_ｂ＝０，…，Ｎ_ｄａｔａ／２であり、ｗは１以上の整数である。ｊは虚数単位である。また、ｚ＝１，…，Ｎ_ａである。

また、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｆ_ｂ，ｆ_ｓ，ｗ）は、Ｎ_ｃのＦＦＴサイズにおいて、後半部のＮ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｆ_ｂ，ｆ_ｓ，ｗ）は、Ｎ_ｃのＦＦＴサイズにおいて、前半部のＮ_ｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。

したがって、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２Ｌ_ＯＣ×Ｔ_ｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓのドップラ周波数間隔は１／{Ｌ_ＯＣ×Ｎ_ｃ×Ｔ_ｒ}であり、ドップラ周波数インデックスｆ_ｓの範囲はｆ_ｓ＝−Ｎ_ｃ／２＋１，…，０，…，Ｎ_ｃ／２である。

なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓又はHamming窓といった窓関数係数を乗算してもよく、窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。窓関数係数は、ＦＦＴサイズがＮｃのものを適用し、前半部分のＮ_ｃ／２個の窓関数係数をＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ_ｚ ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｆ_ｂ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用い、後半部分のＮ_ｃ／２の係数をＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ^{（ＯＣ＿ＩＮＤＥＸ）}（ｆ_ｂ，ｆ_ｓ，ｗ）の算出時に用いる。

以降のＣＦＡＲ部２１５、折り返し判定部２１６、符号多重分離部２１７、及び、方向推定部２１４における処理は、実施の形態６において用いた離散時刻ｋをビート周波数の周波数インデックスｆ_ｂに置き換えた処理に相当する。

以上の構成及び動作により、実施の形態２において説明した効果あるいは利点に加えて、実施の形態６と同様の効果あるいは利点を得ることができる。

以上、本開示に係る複数の実施の形態について説明した。

上記の実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本開示の一態様は、レーダシステムに有用である。

１ レーダ装置
１００ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 切替制御部
１０６ 送信ＲＦ切替部
１０７ 送信ＲＦ部
１０８ 直交符号生成部
１０９ 符号多重部
１９１ 符号乗算部
１１１ 符号記憶部
１１２ Ｄ／Ａ変換部
１２１ 送信アンテナ切替部
１２２ 変調信号発生部
１２３ 電圧制御発振器
１２４ 方向性結合部
２００ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換部
２０６ 直交検波部
２０７ 信号処理部
２０８、２０９、２２８ Ａ／Ｄ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 出力切替部
２１３ ドップラ解析部
２１４ 方向推定部
２１５ ＣＦＡＲ部
２１６ 折り返し判定部
２１７ 符号多重分離部
２２０ Ｒ−ＦＦＴ部
２２４ ミキサ部
２２６ ＬＰＦ

Claims (15)

1. 複数の送信部と、
   送信信号の送信周期毎に前記複数の送信部のうち前記送信信号を送信する送信部を選択し、前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択する第１の期間と、前記第１の期間の後であって前記複数の送信部の各々を少なくとも一巡選択する第２の期間と、の間に、前記送信信号を送信しない期間である送信ギャップ期間を設ける制御部と、
   を備える、
   レーダ装置。
2. 前記各送信信号が物体で反射された信号を受信する受信部と、
   前記各送信信号に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析するドップラ解析部と、
   前記ドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出する検出部と、
   前記第１の期間の送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分と、前記第２の期間の送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分とを比較して、当該ピークドップラ周波数成分に折り返し信号が含まれているか否かを判定する判定部と、
   前記各受信信号の前記ピークドップラ周波数成分に基づいて、前記物体の方向を推定する方向推定部と、
   を備える、
   請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記判定部は、
   前記折り返し信号が含まれていると判定した場合、前記ピークドップラ周波数成分を変換して前記方向推定部へ出力し、
   前記折り返し信号が含まれていないと判定した場合、前記ピークドップラ周波数成分を変換せずに前記方向推定部へ出力する、
   請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記制御部は、前記複数の送信部を順次選択し、
   前記送信ギャップ期間は、前記制御部が前記複数の送信部を一巡選択する周期の１／２である、
   請求項１から３の何れか１項に記載のレーダ装置。
5. 前記制御部は、前記複数の送信部のうち、第１の送信部を第１の周期で選択し、前記第１の送信部以外の各第２の送信部を前記第１の周期よりも長い第２の周期で選択し、
   前記検出部は、前記第１の送信部からの送信信号に対応する受信信号のドップラ周波数成分から、前記ピークドップラ周波数成分を検出し、
   前記判定部は、前記第１の送信部からの送信信号に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分に折り返し信号が含まれているか否かを判定する、
   請求項２に記載のレーダ装置。
6. 前記送信ギャップ期間は、前記第１の周期の１／２である、
   請求項５に記載のレーダ装置。
7. 前記制御部は、前記送信ギャップ期間をＮ_ＧＡＰ回設け、
   前記送信ギャップ期間は、前記制御部が前記複数の送信部を一巡選択する周期の１／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）である、
   請求項１から３の何れか１項に記載のレーダ装置。
8. 複数の送信部と、
   送信周期毎に直交符号の符号要素を巡回的に送信信号に多重して符号多重した送信信号を生成する符号多重部と、を備え、
   前記複数の送信部は、
   巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第１の期間、送信信号の送信周期毎に、前記符号要素を符号多重した各送信信号を送信し、
   前記第１の期間後、所定の送信ギャップ期間、前記符号要素を符号多重した送信信号を送信せず、
   前記送信ギャップ期間後、巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第２の期間、前記送信周期毎に、前記符号要素を符号多重した各送信信号を送信する、
   レーダ装置。
9. 前記符号多重した送信信号が物体で反射された信号を受信する受信部と、
   前記符号多重した送信信号の符号要素に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析するドップラ解析部と、
   前記ドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出する検出部と、
   前記第１の期間の符号多重した送信信号の符号要素に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分と、前記第２の期間の符号多重した送信信号の符号要素に対応する受信信号のピークドップラ周波数成分とを比較して、当該ピークドップラ周波数成分に折り返し信号が含まれているか否かを判定する判定部と、
   を備える、
   請求項８に記載のレーダ装置。
10. 前記判定部による判定結果と前記直交符号とに基づいて、前記ドップラ解析部の出力から前記直交符号が多重された受信信号を分離する符号多重分離部と、
    前記符号多重分離部の出力に基づいて、前記物体の方向を推定する方向推定部と、
    を備える、請求項９に記載のレーダ装置。
11. 前記送信ギャップ期間は、前記直交符号の符号要素を一巡送信する周期の１／２である、
    請求項８から１０の何れか１項に記載のレーダ装置。
12. 前記送信ギャップ期間は、Ｎ_ＧＡＰ回設けられ、
    前記送信ギャップ期間は、前記直交符号の符号要素を一巡送信する周期の１／（Ｎ_ＧＡＰ＋１）である、
    請求項８から１０の何れか１項に記載のレーダ装置。
13. 前記送信信号は、チャープパルス信号である、
    請求項８から１０の何れか１項に記載のレーダ装置。
14. 複数の送信部の各々が少なくとも一巡選択される第１の期間、送信信号の送信周期毎に、前記各送信部が前記送信信号を送信し、
    前記第１の期間後、所定の送信ギャップ期間、前記送信信号を送信せず、
    前記送信ギャップ期間後、前記複数の送信部の各々が少なくとも一巡選択される第２の期間、前記送信周期毎に、前記各送信部が前記送信信号を送信する、
    レーダ方法。
15. 巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第１の期間、送信信号の送信周期毎に、前記符号要素を符号多重した各送信信号を各送信部が送信し、
    前記第１の期間後、所定の送信ギャップ期間、前記各送信部は前記符号要素を符号多重した送信信号を送信せず、
    前記送信ギャップ期間後、巡回的に生成された直交符号の符号要素を少なくとも一巡送信する第２の期間、前記送信周期毎に、前記各送信部が前記符号要素を符号多重した各送信信号を送信する、
    レーダ方法。

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