JP2017146273A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】送信時間の増加なしにドップラ周波数の折り返しを補正することができるレーダ装置を提供する。
【解決手段】第１のレーダ送信周期毎に、離散サンプリングの結果と複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、第１のレーダ送信周期毎に算出された相関値を、互いに異なる加算数回、加算する複数の加算部と、複数の加算部の加算結果のそれぞれに対して高速フーリエ変換によるドップラ周波数解析を行う複数のドップラ周波数解析部と、複数のドップラ周波数解析部の解析結果のピークスペクトラムの振幅差あるいは位相差に基づいて、反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かを判定し、折り返しがあると判定した場合、解析結果に基づいて反射波信号に含まれるドップラ周波数に対して補正を行うドップラ周波数補正部と、を有する。
【選択図】図３

Description

本開示は、ドップラ周波数を検出してレーダと物標（ターゲット）との相対速度を検出するレーダ装置に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波またはミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物標を広角範囲で検知するレーダ装置の開発が求められている。

ターゲットやレーダ装置が移動した場合、レーダ反射波は、ターゲットとレーダ装置との相対速度に比例した量のドップラ周波数遷移を受ける。このため、レーダ装置は、ドップラ周波数を検出することによって、ターゲットとレーダとの相対速度を算出することができる。

ドップラ周波数の検出方法としては、例えばＮ個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理により周波数領域に変換してスペクトラムピークからドップラ周波数を検出するＦＦＴ処理を用いた方法が、例えば特許文献１に開示されている。なお、ドップラ周波数の検出方法は、ＦＦＴの代わりに、ＤＦＴ（Discreat Fourier Transform:離散フーリエ変換）を用いてもよい。ＦＦＴ処理を用いた方法は、ＤＦＴ処理を用いた方法よりも演算量が少なく、利用頻度も多いため、以下ではＦＦＴ処理を用いた方法について、説明を行う。なお、ドップラ周波数の検出方法は、ＤＦＴ処理を用いた場合であっても同様な効果が得られる。

ここで、ＦＦＴ処理を用いた方法では、ＦＦＴ結果にドップラ周波数折り返しが発生する場合がある。ＦＦＴ処理を用いた方法において、発生したドップラ周波数折り返しを補正する方法として、例えば特許文献２に開示された技術がある。

特許文献２には、ドップラ周波数の折り返しを補正する方式（スタガ方式）が開示されている。

特開２００２−１３１４２１号公報 特開２０１４−８９１１５号公報

スタガ方式は、２種類の送信周期ＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）を送信する。、従って、２種類の繰り返し周期ＰＲＩで得られるピークドップラ周波数スペクトラムの加算利得を同一にするため、スタガ方式を用いない方式と比較して、２倍の送信時間を要する。

本開示は、このような事情に鑑みてなされたものであり、本開示の目的は、送信時間の増加を抑制して、ドップラ周波数の折り返しを補正することができるレーダ装置を提供することである。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、複数のパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、第１のレーダ送信周期毎に、繰り返し送信するレーダ送信部と、前記レーダ送信信号が物体に反射された反射波信号を受信するレーダ受信部と、を有し、前記レーダ受信部は、前記反射波信号を、前記レーダ送信周期を基準とした離散時間での離散サンプリングを行うサンプリング部と、前記第１のレーダ送信周期毎に、前記離散サンプリングの結果と前記複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、前記第１のレーダ送信周期毎に算出された前記相関値を、互いに異なる加算数回、加算する複数の加算部と、前記複数の加算部の加算結果のそれぞれに対して高速フーリエ変換によるドップラ周波数解析を行う複数のドップラ周波数解析部と、前記複数のドップラ周波数解析部の解析結果のピークスペクトラムの振幅差あるいは位相差に基づいて、前記反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かを判定し、前記折り返しがあると判定した場合、前記解析結果に基づいて前記反射波信号に含まれるドップラ周波数に対して補正を行うドップラ周波数補正部と、を有する。

本開示の一態様によれば、送信時間の増加なしにドップラ周波数の折り返しを補正することができる。

自己相関値演算結果（Ｒ_ａａ（τ），Ｒ_ｂｂ（τ））の加算値について説明するための図 パルス圧縮レーダにおける相補符号ａ_ｎ，ｂ_ｎを時分割送信する例について説明するための図 本開示の実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 レーダ送信部から送信されるレーダ送信信号の一例を示す図 レーダ送信信号生成部の変形例を示す図 レーダ送信信号タイミングと測定範囲とを説明するための図 Ｎ_ｐ１＝１６、Ｎ_ｐ２＝８の場合のレーダ送信周期Ｔ_ｒと、第１加算部および第２加算部における加算区間の関係を示す図 ドップラ周波数解析部に入力されるドップラ周波数ｆ_ｄの成分と、検出されるピークドップラ周波数との関係を示す図 Ｎ_ｐ１＝３２、Ｎ_ｐ２＝１６の場合における、第１加算部と第２加算部に入力されるドップラ周波数成分に対する振幅応答の特性を示す図 Ｎ_ｐ１＝３２、Ｎ_ｐ２＝１６の場合における、第１加算部と第２加算部に入力されるドップラ周波数成分に対する位相応答の特性を示す図 加算部が３つある場合の信号処理部の構成の一例を示す図 加算部が３つある場合の信号処理部の構成の一例を示す図 第１加算部がＮ_ｐ１＝３２、第２加算部がＮ_ｐ２＝１６、第３加算部がＮｐ３＝８を加算した場合の振幅応答の特性を示す図 第１加算部がＮ_ｐ１＝３２、第２加算部がＮ_ｐ２＝１６、第３加算部がＮｐ３＝８を加算した場合の位相応答の特性を示す図

＜発明に至る経緯＞
例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両および歩行者の少なくとも１つを検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とから、複数の反射波が混合された信号である。このため、レーダ波を送信するレーダ送信部は、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波またはパルス変調波を送信する構成が要求され、ターゲットに反射されたレーダ波を受信するレーダ受信部は、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。

低レンジサイドローブ特性を得るためのパルス波（あるいはパルス変調波）を用いるレーダ装置として、例えば、Barker符号、Ｍ系列符号、または、相補符号などを用いたパルス圧縮レーダ装置が知られている。以下、一例として、相補符号を用いる場合について説明する。相補符号は、２つの符号系列（以下、相補符号系列ａ_ｎ，ｂ_ｎ、ただしｎ＝１，・・・，Ｌとする。Ｌは符号系列長）を含む。２つの符号系列の各々の自己相関演算は、以下の数式（１）で表される。

ただし、数式（１）では、ｎ＞Ｌまたはｎ＜１においてａ_ｎ＝０，ｂ_ｎ＝０である。また、アスタリスクは複素共役演算子である。数式（１）に従って導出された自己相関値演算結果（Ｒ_ａａ（τ），Ｒ_ｂｂ（τ））の加算値は、図１および以下の数式（２）に示すように、遅れ時間（遅延時間あるいはシフト時間）τが０ではピークとなり、遅延時間τが０以外ではレンジサイドローブが存在せずに０となる。なお、図１は、自己相関値演算結果（Ｒ_ａａ（τ），Ｒ_ｂｂ（τ））の加算値について説明するための図である。図１において、横軸は自己相関値演算における遅れ時間（τ）を示し、縦軸は演算された自己相関値演算結果を示す。

図２に、上述した相補符号ａ_ｎに基づいて生成された高周波送信信号と、相補符号ｂ_ｎに基づいて生成された高周波送信信号とを、所定の送信周期毎に切り換えて時分割で送信するパルス圧縮レーダの相補符号を示す。図２は、パルス圧縮レーダにおける相補符号ａ_ｎ，ｂ_ｎを時分割送信する例について説明するための図である。

相補符号の生成方法としては、例えば下記の参考非特許文献１に開示された方法がある。例えば、従来のパルス圧縮レーダは、要素‘１’または‘−１’を用いた相補性を有する符号系列ａ＝［１ １］，符号系列ｂ＝［１ −１］に基づいて、符号系列長Ｌ＝４，８，１６，３２，…，２Ｐの相補符号を順次生成する。従来のパルス圧縮レーダは、相補符号の符号系列長が長いほど受信に必要となるダイナミックレンジ（所要受信ダイナミックレンジ）が拡大する。一方、従来のパルス圧縮レーダは、相補符号の符号系列長が短いほどピークサイドローブ比（ＰＳＲ: Peak Sidelobe Ration）は低くなるので、近距離のターゲットと遠距離のターゲットとからの複数の反射波が混合された場合でも、所要受信ダイナミックレンジを低減することができる。
［参考非特許文献１］Budisin, S.Z., "New complementary pairs of sequences," Electron. Lett., 1990, 26, (13), pp.881-883

一方、相補符号の代わりにＭ系列符号を用いる場合、ＰＳＲは２０ｌｏｇ（１／Ｌ）［ｄＢ］によって与えられる。よって、従来のパルス圧縮レーダは、Ｍ系列符号において、低レンジサイドローブを得るには、相補符号よりも長い符号系列長Ｌが必要となる（例えば、ＰＳＲ＝６０ｄＢの場合、Ｌ＝１０２４）。

また、パルスレーダ信号を送受信する従来のパルスレーダ装置は、物標（ターゲット）のドップラ周波数を検出することによって、レーダ装置とターゲットとの相対速度を算出することができる。従来のパルスレーダ装置は、精度よく相対速度を算出するために、ターゲットのドップラ周波数を精度よく検出することが要望されている。

ドップラ周波数を検出する方法として、例えばＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理を用いた方法がある。ＦＦＴ処理を用いた方法では、従来のパルスレーダ装置は、Ｎ個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、ＦＦＴ処理により周波数領域に変換して、スペクトラムピークからドップラ周波数を検出する。また、他のドップラ周波数を検出する方法として、上記した特許文献１のように、Ｎ_ｃ×Ｎ個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、Ｎ_ｃ個毎にコヒーレント加算処理した後に、ＦＦＴ処理により周波数領域に変換して、スペクトラムピークからドップラ速度を検出する手法もある（ここで、Ｎ_ｃは整数値である）。

ＦＦＴ処理を用いた方法では、従来のパルスレーダ装置は、Ｎ個の受信パルスを用いて、ドップラ周波数解析を行うため、ピークとなるドップラ周波数スペクトラムにおいて、ＳＮＲがＮ倍となる加算利得が得られる。また、従来のパルスレーダ装置は、同じ距離に２波以上の反射信号が含まれる場合でも、それぞれのドップラ周波数を検出することができる。ここで、複数のドップラ周波数の分離性能（ドップラ周波数分解能）は、Ｎ個の送信パルスの送信時間を長くすることで、高めることができる。

しかし、上述したＦＦＴ処理を用いた方法では、送信パルスの送信時間間隔ΔＴに対し、ターゲットのドップラ周波数が１／（２ΔＴ）よりも大きくなる場合、従来のレーダ装置は、サンプリング定理（標本化定理）を満たせないため、ＦＦＴ結果にドップラ周波数折り返しを発生する。特許文献１に開示されるように、従来のレーダ装置は、Ｎ個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、Ｎ_ｃ個毎にコヒーレント加算処理した後に、ＦＦＴ処理することにより得た物標のドップラ周波数が１／（２Ｎ_ｃΔＴ）よりも大きくなる場合、サンプリング定理が満たされなくなるため、ＦＦＴ結果にドップラ周波数折り返しを発生する。

このように折り返しが発生することによるドップラ周波数の検出精度の低下を防止するための技術として、例えば特許文献２に開示されたスタガ方式がある。

しかしながら、スタガ方式では、送信パルスの送信時間は、他の方式の２倍の送信時間である。また、スタガ方式では、同じ距離からの複数の反射波が受信される場合、２種類の繰り返し周期ＰＲＩによるＦＦＴスペクトラムピーク間のペアリングが複雑である。

このような経緯から、送信時間の増加を抑制し、ドップラ周波数の折り返しを補正することができるレーダ装置が要望されている。また、ＦＦＴスペクトラムピーク間のペアリングを容易に処理できるレーダ装置が要望されている。以下説明する、本開示の実施の形態に係るレーダ装置は、送信時間の増加を抑制し、ドップラ周波数の折り返しを補正し、ＦＦＴスペクトラムピーク間のペアリングを容易に実現する。

＜実施の形態＞
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

［レーダ装置１０の構成］
図３は、本開示の実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。図３に示すように、レーダ装置１０は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００と、基準信号生成部３００と、を有する。

［レーダ送信部１００の構成］
図３では、レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、所定のレーダ送信周期Ｔ_ｒにてレーダ送信信号を送信する。

レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を、アレーアンテナのそれぞれにおいて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から入力されるリファレンス信号を用いて、アレーアンテナの各アンテナ素子において受信した反射波信号を信号処理し、例えば、ターゲットの有無検出および方向推定の少なくとも１つを行う。レーダ受信部２００は、信号処理においてコヒーレント積分処理およびドップラ周波数解析処理（例えば、フーリエ変換処理を含む）を行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両および人の少なくとも１つを含む。

基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００およびレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００およびレーダ受信部２００に共通に供給する。レーダ送信部１００およびレーダ受信部２００の処理は、リファレンス信号を用いて同期する。

［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、無線送信部１０２と、送信アンテナ１０３とを有する。

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から入力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Ｔ_ｒ）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号ｒ（ｎ，Ｍ）は、ｒ（ｎ，Ｍ）＝Ｉ（ｋ，Ｍ）＋ｊＱ（ｋ，Ｍ）で表される。ここで、ｊは虚数単位を表し、ｋは離散時刻を表し、Ｍはレーダ送信周期の序数を表す。

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０４と、変調部１０５と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０６とを有する。

符号生成部１０４は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、パルス圧縮符号である符号長Ｌの符号系列の符号ａ_ｎ（ｎ＝１，…，Ｌ）を生成する。符号系列としては、例えば、Ｍ系列符号、Barker符号系列、相補符号系列（ゴーレイ（Golay）符号系列、スパノ（Spano）符号系列等を含む）等が挙げられる。

例えば、符号系列として相補符号系列を用いる場合、符号生成部１０４は、レーダ送信周期毎に交互にペアとなる符号Ｐ_ｎ、Ｑ_ｎ（図１に示すａ_ｎ、ｂ_ｎに相当）をそれぞれ生成する。すなわち、符号生成部１０４は、第Ｍ番目のレーダ送信周期（Ｔ_ｒ［Ｍ］と表す）では、符号として、相補符号のペアを構成する一方の符号Ｐ_ｎを変調部１０５へ出力し、続く第（Ｍ＋１）番目のレーダ送信周期（Ｔ_ｒ［Ｍ＋１］と表す）では符号として、相補符号のペアを構成する他方の符号Ｑ_ｎを変調部１０５へ出力する。同様にして、符号生成部１０４は、第（Ｍ＋２）番目以降のレーダ送信周期では、第Ｍ番目、第（Ｍ＋１）番目の２個のレーダ送信周期を１つの単位として、符号Ｐ_ｎ、Ｑ_ｎを繰り返し生成して変調部１０５へ出力する。

変調部１０５は、符号生成部１０４から入力される符号ａ_ｎに対してパルス変調（例えば振幅変調ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））または位相変調（Phase Shift Keying）を行い、変調信号をＬＰＦ１０６へ出力する。

ＬＰＦ１０６は、変調部１０５から入力される変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドにおけるレーダ送信信号として無線送信部１０２に対して出力する。

無線送信部１０２は、ＬＰＦ１０６から出力されたベースバンドにおけるレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：ＲＦ）帯におけるレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して送信アンテナ１０３へ出力する。そして、送信アンテナ１０３は、無線送信部１０２から入力されたレーダ送信信号を空間に放射する。

図４は、レーダ送信部１００から送信されるレーダ送信信号の一例を示す図である。レーダ送信信号は、符号送信区間Ｔ_ｗにおいて、符号長Ｌのパルス符号系列を含む。各レーダ送信周期Ｔ_ｒのうち、符号送信区間Ｔ_ｗはパルス符号系列が送信され、残りの区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）は無信号区間である。１つのパルス符号（ａ_ｎ）あたり、Ｎ_ｏ個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、レーダ送信信号は、各符号送信区間Ｔ_ｗにおいて、Ｎ_ｒ（＝Ｎ_ｏ×Ｌ）個のサンプルの信号を含む。すなわち、変調部１０５におけるサンプリングレートは、（Ｎ_ｏ×Ｌ）／Ｔ_ｗである。また、レーダ送信信号は、無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）において、Ｎ_ｕ個のサンプルを含む。

なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図５に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。図５は、レーダ送信信号生成部の変形例を示す図である。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図３に示す符号生成部１０４、変調部１０５およびＬＰＦ１０６の代わりに、ＤＡ変換部１０７および符号記憶部１０８を有する。図５に示すレーダ送信信号生成部１０１ａにおいて、符号記憶部１０８は、予め生成された符号系列を記憶しており、記憶された符号系列を順次巡回的に読み出し、ＤＡ変換部１０７は、符号記憶部１０８の出力（デジタル信号）をアナログベースバンド信号に変換する。

［レーダ受信部２００の構成］
次に、レーダ受信部２００の構成について説明する。図３では、レーダ受信部２００は、受信アンテナ２０１と、無線受信部２０２と、信号処理部２０３とを有する。

受信アンテナ２０１は、ターゲットによって反射された反射波信号を受信し、受信した反射波信号を無線受信部２０２へ出力する。

無線受信部２０２は、増幅器２０４と、周波数変換器２０５と、直交検波器２０６と、を有する。無線受信部２０２は、後述する基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。具体的には、増幅器２０４は、受信アンテナ２０１が受信した受信信号を所定レベルに増幅し、周波数変換器２０５は、無線周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換し、直交検波器２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、Ｉ信号（同相信号：In-Phase Signal）およびＱ信号（直交信号：Quadrature-Phase Signal）を含むベースバンド帯域の受信信号に変換し、信号処理部２０３に出力する。

信号処理部２０３は、ＡＤ変換部（サンプリング部）２０７，２０８と、相関演算部２０９と、第１加算部２１０と、第２加算部２１１と、第１ドップラ周波数解析部２１２と、第２ドップラ周波数解析部２１３と、ドップラ周波数補正部２１４と、測位結果出力部２１５と、を有する。

ＡＤ変換部２０７は、直交検波器２０６からＩ信号が入力される。ＡＤ変換部２０８は、直交検波器２０６からＱ信号が入力される。ＡＤ変換部２０７は、Ｉ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｉ信号をデジタルデータに変換する。ＡＤ変換部２０８は、Ｑ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｑ信号をデジタルデータに変換する。

ここで、ＡＤ変換部２０７，２０８におけるサンプリングは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Ｔ_ｐ（＝Ｔ_ｗ／Ｌ）あたり、Ｎ_ｓ個の離散サンプリングを実施する。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はＮ_ｓである。

以下の説明では、Ｉ信号Ｉｒ（ｋ，Ｍ）およびＱ信号Ｑｒ（ｋ，Ｍ）を用いて、ＡＤ変換部２０７，２０８の出力としての第Ｍ番目のレーダ送信周期Ｔ_ｒ［Ｍ］の離散時間ｋにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号ｘ（ｋ，Ｍ）＝Ｉｒ（ｋ，Ｍ）＋ｊＱｒ（ｋ，Ｍ）と表す。ｊは虚数単位である。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）の開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とし、レーダ送信周期Ｔ_ｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏまでが１周期である。すなわち、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏである。

相関演算部２０９は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、ＡＤ変換部２０７，２０８から入力される離散サンプル値Ｉｒ（ｋ，Ｍ）およびＱｒ（ｋ，Ｍ）を含む離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス圧縮符号ａ_ｎ（ｎ＝１，…，Ｌ）とのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Ｔ_ｒ［Ｍ］における離散時刻ｋのスライディング相関演算の相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、以下の数式（３）に基づき算出される。

上記の数式（３）において、アスタリスクは複素共役演算子を表す。

相関演算部２０９は、例えば、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏの期間に亘って数式（３）を用いた相関演算を行う。

なお、相関演算部２０９は、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、ｋの範囲）を限定してもよい。これにより、相関演算部２０９は、演算処理量を低減することができる。

具体的には、例えば、相関演算部２０９は、ｋ＝Ｎ_ｓ（Ｌ＋１），…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ−Ｎ_ｓＬに測定レンジを限定してもよい。図６では、レーダ装置１０は、符号送信区間Ｔ_ｗに相当する時間区間では測定を行わない。図６は、レーダ送信信号タイミングと測定範囲とを説明するための図である。これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２０９による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定を行うことができる。

また、レーダ装置１０は、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する第１加算部２１０、第２加算部２１１、第１ドップラ周波数解析部２１２、第２ドップラ周波数解析部２１３、ドップラ周波数補正部２１４の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用してもよい。これにより、各構成での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

第１加算部２１０は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎（すなわち離散時刻ｋ毎）に得られた相関演算部２０９の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を一単位として、第１の加算数Ｎ_ｐ１回の加算を行う。換言すれば、第１加算部２１０は、相関演算値のレーダ送信周期Ｔ_ｒの第１の加算数Ｎ_ｐ１分に相当する期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）に亘る加算を以下の数式（４）のように行う。ここでＮ_ｐ１は２以上の整数値である。

すなわち、離散時間ｋに対する第ｍ番目の第１加算部２１０は、ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ１（ｍ−１）＋１）からＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ１×ｍ）までを１単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算し、加算数Ｎ_ｐ１の加算結果を、離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部出力ＣＩ_１（ｋ，ｍ）として出力する。ここで、ｍは０より大きい整数である。

第２加算部２１１は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎（すなわち離散時刻ｋ毎）に得られた相関演算部２０９の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を一単位として、第１の加算数Ｎ_ｐ１より小さい第２の加算数Ｎ_ｐ２回の加算を行う。換言すれば、第２加算部２１１は、レーダ送信周期Ｔ_ｒの第２の加算数Ｎ_ｐ２分のレーダ送信周期に相当する期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ２）に亘る加算を以下の数式（５）のように行う。なお、Ｎ_ｐ２はＮ_ｐ１より小さい２以上の整数値である。例えば、Ｎ_ｐ２＝Ｎ_ｐ１／２のように設定すればよい。

すなわち、第２加算部２１１は、ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ１（ｍ−１）＋１）からＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ１×ｍ）までを１単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算し、加算数Ｎ_ｐ２の加算結果を離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部出力ＣＩ_２（ｋ，ｍ）として出力する。ここで、ｍは０より大きい整数である。

図７は、Ｎ_ｐ１＝１６、Ｎ_ｐ２＝８の場合のレーダ送信周期Ｔ_ｒと、第１加算部２１０および第２加算部２１１における加算区間の関係を示す図である。図７において、第１加算部２１０は、レーダ送信周期＃１〜＃１６に対する相関演算部２０９の出力を加算する。一方、第２加算部２１１は、レーダ送信周期＃１〜＃１６に対する相関演算部２０９の出力のうち、＃１〜＃８の出力を加算する。さらに、第１加算部２１０は、レーダ送信周期＃１７〜＃３２に対する相関演算部２０９の出力を加算する。一方、第２加算部２１１は、レーダ送信周期＃１７〜＃３２に対する相関演算部２０９の出力のうち、＃１７〜＃２４に対する相関部の出力を加算する。その後の送信周期においても同様である。

第１ドップラ周波数解析部２１２は、離散時刻ｋ毎に得られた第１加算部２１０のＮ_ｃ個の出力であるＣＩ_１（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）からＣＩ_１（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃え、以下の数式（６）を用いて、２Ｎ_ｆ個の異なるドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆ_ｓ）＝２πｆ_ｓ（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）ΔΦを補正した上で加算を行う。

数式（６）において、ＦＴ＿ＣＩ_１（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、第１ドップラ周波数解析部２１２における第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋで受信した反射波のドップラ周波数解析結果である。なお、数式（６）において、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｆ＋１，．．，０，．．．，Ｎ_ｆ，であり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ，であり、ｗは０より大きい整数、ΔΦは位相回転単位である。また、ｊは虚数単位である。

数式（６）により、第１ドップラ周波数解析部２１２は、離散時刻ｋ毎の２Ｎ_ｆ個のドップラ周波数成分に応じた加算結果であるＦＴ＿ＣＩ_１（ｋ，−Ｎ_ｆ＋１，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_１（ｋ，Ｎ_ｆ−１，ｗ）を、レーダ送信周期Ｔ_ｒの複数回Ｎ_ｐ１×Ｎ_ｃの期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１×Ｎ_ｃ）毎に得ることができる。

なお、数式（６）において、ΔΦ＝１／（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１×Ｎ_ｃ）、Ｎ_ｆ＝Ｎ_ｃ／２とした場合、第１ドップラ周波数解析部２１２は、以下の数式（７）のように、第１加算部２１０の出力に対してサンプリング間隔Ｔ_ｄｓ＝（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）、サンプリング周波数ｆ_ｄｓ＝１／Ｔ_ｄｓで離散フーリエ変換処理していることに相当する。さらに、第１ドップラ周波数解析部２１２は、Ｎ_ｃを２のべき乗の数に設定することで、ＦＦＴ処理を適用することができ、演算処理量を大きく削減できる。

第２ドップラ周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎に得られた第２加算部のＮ_ｃ個の出力であるＣＩ_２（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）からＣＩ_２（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）までを１単位として、第１ドップラ周波数解析部２１２と同様に、離散時刻ｋのタイミングを揃え、以下の数式（８）を用いて、２Ｎ_ｆ個の異なるドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆ_ｓ）＝２πｆ_ｓ（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）ΔΦを補正した上で加算を行う。

数式（８）において、ＦＴ＿ＣＩ_２（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、第２ドップラ周波数解析部２１３における第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋで受信した反射波のドップラ周波数解析結果である。なお、数式（６）と同様に、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｆ＋１，．．，０，．．．，Ｎ_ｆ，であり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ，であり、ｗは０より大きい整数であり、ΔΦは位相回転単位である。また、ｊは虚数単位である。

数式（８）により、第２ドップラ周波数解析部２１３は、離散時刻ｋ毎の２Ｎ_ｆ個のドップラ周波数成分に応じた加算結果であるＦＴ＿ＣＩ_２（ｋ，−Ｎ_ｆ＋１，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ_２（ｋ，Ｎ_ｆ−１，ｗ）を、レーダ送信周期間Ｔ_ｒの複数回Ｎ_ｐ１×Ｎ_ｃの期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１×Ｎ_ｃ）毎に得ることができる。

数式（６）および（７）と同様に、数式（８）において、ΔΦ＝１／（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１×Ｎ_ｃ）、Ｎ_ｆ＝Ｎ_ｃ／２とした場合、第２ドップラ周波数解析部２１３は、以下の数式（９）のように、第２加算部２１１の出力に対してサンプリング間隔Ｔ_ｄｓ＝（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）、サンプリング周波数ｆ_ｄｓ＝１／Ｔ_ｄｓで離散フーリエ変換処理していることに相当する。さらに、第２ドップラ周波数解析部２１３は、Ｎ_ｃを２のべき乗の数に設定することで、ＦＦＴ処理を適用することができ、演算処理量を大きく削減できる。

なお、レーダ装置１０は、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３において、第１加算部２１０および第２加算部２１１の出力に対して窓関数を適用した後にフーリエ解析を行ってもよい。この場合、レーダ装置１０は、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３におけるドップラ周波数解析の際に周波数サイドローブを抑制することができ、ドップラ周波数の分離性能を高めることができる。

ところで、第１加算部２１０および第２加算部２１１の出力に、ｆ_ｄｓ／２を超えるドップラ周波数成分が含まれる場合、レーダ装置１０は、サンプリング定理（標本化定理）が満たされなくなり、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３における周波数解析結果に周波数折返しを発生する可能性がある。

上述したように第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３における演算処理量を削減するために、ΔΦ＝１／（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１×Ｎ_ｃ）、Ｎ_ｆ＝Ｎ_ｃ／２とした場合、ドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆ_ｓ）は、Φ（ｆ_ｓ）＝２πｆ_ｓ（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）ΔΦ＝２πｆ_ｓ／Ｎ_ｃとなる。この場合、ドップラ周波数インデックスであるｆ_ｓが−Ｎ_ｃ／２＋１からＮ_ｃ／２の範囲の整数値となるため、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３への入力信号に、（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）期間において、位相回転量の絶対値がπを超える位相回転となるドップラ周波数成分が含まれる場合、レーダ装置１０は、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３におけるフーリエ変換処理において周波数折返し成分を発生する可能性がある。

図８は、ドップラ周波数解析部に入力されるドップラ周波数ｆ_ｄの成分と、検出されるピークドップラ周波数との関係を示す図である。なお、図８の横軸は、ドップラ周波数ｆ_ｄとして、Ｎ_ｐ１期間中の位相回転量［２π（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）×ｆ_ｄ］を用いて表す。図８では、Ｎ_ｐ１期間中の位相回転量の絶対値がπを超える位相回転となる場合、ドップラ周波数成分がｆ_ｄｓ／２を超えるため、レーダ装置１０は、周波数折返しを発生する可能性がある。

そこで、本開示の実施の形態に係るレーダ装置１０は、ドップラ周波数補正部２１４においてドップラ周波数折返しの有無の判定と補正を行う。

上述したように、第１加算部２１０と第２加算部２１１は、相関演算部２０９の出力を加算するが、第１加算部２１０と第２加算部２１１とでは加算数が異なるため、これらの出力値、すなわち入力信号のドップラ周波数成分に対する振幅位相応答はそれぞれ異なる。

また、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３は、第１加算部２１０および第２加算部２１１の出力に対し、同一のサンプリング間隔Ｔ_ｄｓ＝（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）、サンプリング周波数ｆ_ｄｓ＝１／Ｔ_ｄｓで離散フーリエ変換処理を行う。当該処理において、サンプリング数も同一（Ｎ_ｃ個）であるため、入力信号が等し場合、同じ周波数解析結果を出力するが、第１ドップラ周波数解析部２１２は第１加算部２１０の出力に基づいて処理を行い、第２ドップラ周波数解析部２１３は第２加算部２１１の出力に基づいて処理を行うため、これらの結果は異なる。

従って、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３の出力は、第１加算部２１０と第２加算部の入力信号のドップラ周波数成分に対する振幅位相応答が反映された出力である。

図９は、Ｎ_ｐ１＝３２、Ｎ_ｐ２＝１６での、第１加算部２１０と第２加算部２１１に入力されるドップラ周波数成分に対する振幅位相応答の特性を示す図である。図９において、横軸は正規化ドップラ周波数であり、Ｎ_ｐ１期間中の位相回転量Ψ（ｆ_ｄ）＝［２π（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ１）×ｆ_ｄ］として表している。図９Ａは、縦軸に振幅出力［ｄＢ］を、図９Ｂは縦軸に位相出力（第１加算部２１０の位相を基準とした位相差）［ｒａｄ］を、それぞれとったものである。

なお、図９Ａに示す振幅出力は、以下の数式（１０）から（１３）を用いて算出される。

まず、Ｎ_ｐ１＝３２での振幅出力は、

ただし、

である。

一方、Ｎ_ｐ２＝１６での振幅出力は、

ただし、

である。

また、図９Ｂに示す位相出力は、以下の数式（１４）を用いて算出される。

図９Ａは、第１加算部２１０の振幅出力と第２加算部２１１の振幅出力を示す。第１加算部２１０では第２加算部２１１よりも加算数が大きいため、図９Ａに示すように、ドップラ周波数がゼロの場合（Ｎ_ｐ１期間中の位相回転量が０［rad］の場合）、第１加算部２１０の振幅応答は第２加算部２１１の振幅応答よりも、２倍（６ｄＢ）、大きい。

なお、ドップラ周波数がゼロの場合、数式（１１）より、第１加算部２１０の振幅応答は、ＡＯＵＴ_１（０）＝Ｎ_ｐ１であり、数式（１３）より第２加算部２１１の振幅応答はＡＯＵＴ_２（０）＝Ｎ_ｐ２である。従って、数式（１０）,（１３）およびＮｐ_１＞Ｎｐ_２の関係から、ドップラー周波数が０では、第１加算部２１０の振幅応答は、第２加算部２１１の振幅応答に対し、２０ｌｏｇ_１０（Ｎ_ｐ１/Ｎ_ｐ２）[ｄＢ]、大きい出力が得られる。

例えば、図９では、Ｎ_ｐ１＝３２，Ｎ_ｐ２＝１６であるため、２０ｌｏｇ_１０（３２/１６）＝２０ｌｏｇ_１０（２）＝６［ｄＢ］となり、第１加算部２１０の振幅応答は第２加算部２１１の振幅応答よりも、２倍（６ｄＢ）、大きい。

一方、ドップラ周波数が大きくなると、第１加算部２１０の振幅応答では、加算数の多さから位相を打ち消しあう。例えば、Ｎ_ｐ１／Ｎ_ｐ２＝２の場合、第１加算部２１０の振幅応答ＡＯＵＴ_１（ｆｄ）は以下の数式（１５）に示すように、第２加算部２１１の振幅応答ＡＯＵＴ_２（ｆｄ）と、振幅応答ＡＯＵＴ_２（ｆｄ）に位相回転ｅｘｐ［ｊψ（ｆｄ）／２］を付与したＡＯＵＴ_２（ｆｄ）ｅｘｐ［ｊψ（ｆｄ）／２］とのベクトル和の振幅値となる。

このため、−２π≦Ψ（ｆ_ｄ）＜−πあるいはπ＜Ψ（ｆ_ｄ）≦２πの範囲では、第１加算部２１０の振幅応答は、第２加算部２１１の振幅応答に対して単調減少し、以下の数式（１６）に示すように２^0.5（３ｄＢ）よりも小さくなる。

また、図９Ｂでは、第１加算部２１０の出力と、第２加算部２１１の出力とには、ドップラ周波数成分Ψ（ｆ_ｄ）に応じた位相差が生じる。ドップラ成分が折り返していないドップラ周波数成分Ψ（ｆ_ｄ）の範囲−π＜Ψ（ｆ_ｄ）＜πにおいて、数式（１４）を用いて算出した、第１加算部２１０の出力と第２加算部の出力における位相差は、Ｎ_ｐ１／Ｎ_ｐ２＝２の場合、数式（１６）の関係を代入する以下の数式（１７）の関係が得られるため、−π／４以上π／４以下の範囲となる。

一方、ドップラ成分が折り返す範囲−２π＜Ψ（ｆ_ｄ）＜−πあるいはπ＜Ψ（ｆ_ｄ）＜２πでは、数式（１４）を用いて算出した第１加算部２１０の出力と第２加算部２１１の出力における位相差は、−π／４よりも小さいか、π／４よりも大きい範囲である。

ドップラ周波数補正部２１４は、このような第１加算部２１０と第２加算部２１１との異なる振幅あるいは位相の出力特性に基づいて、ドップラ周波数折り返し成分の補正を行う。具体的には、ドップラ周波数補正部２１４は、第ｗ番目の第２ドップラ周波数解析部２１３の出力に対して、離散時刻ｋ毎にドップラ周波数応答から最大ピークドップラ周波数ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}を選定する。そして、ドップラ周波数補正部２１４は、選定した最大ドップラ周波数ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}の第１ドップラ周波数解析部２１２の出力応答との差分を以下の数式（１８）を用いて算出し、差分がゼロ以上となる場合、ドップラ周波数折り返しなしと判定し、数式（１８）の演算結果が負となる場合、ドップラ周波数折り返しありと判定する。

数式（１８）において、αは以下の数式（１９）で示される。αは、Ｎ_ｐ１／Ｎ_ｐ２＝２の場合は、数式（１６）で示したように２である。

ドップラ周波数補正部２１４は、ドップラ周波数折り返しなしと判定した場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}の補正を省略して、第１ドップラ周波数解析部２１２の出力および第２ドップラ周波数解析部２１３の出力を、測位結果出力部２１５に出力する。一方、ドップラ周波数補正部２１４は、ドップラ周波数折り返し有りと判定した場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}≧０では、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}−ｆ_ｄｓを、真のドップラ周波数として出力し、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}＜０の場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}＋ｆ_ｄｓを真のドップラ周波数として出力する。

あるいは、ドップラ周波数補正部２１４は、選定された最大ドップラ周波数ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}の第２加算部の出力応答との差分を以下の数式（２０）を用いて算出することで、ドップラ周波数の折り返しの有無を判定してもよい。

数式（２０）の演算結果（差分）が−π／４以上π／４以下となる場合、ドップラ周波数補正部２１４は、ドップラ周波数折返し無と判定し、数式（２０）の演算結果が−π／４より小さい場合、あるいはπ／４より大きい場合には、ドップラ周波数折返し有と判定する。ドップラ周波数補正部２１４は、ドップラ周波数折り返し無と判定した場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}の補正を省略して、第１ドップラ周波数解析部２１２の出力および第２ドップラ周波数解析部２１３の出力を、測位結果出力部２１５に出力する。

一方、ドップラ周波数補正部２１４は、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}≧０の場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}−ｆ_ｄｓを真のドップラ周波数として、測位結果出力部２１５に対して出力し、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}＜０の場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}＋ｆ_ｄｓを真のドップラ周波数として、出力する。同様に、ドップラ周波数補正部２１４は、第ｗ番目の第１ドップラ周波数解析部２１２の出力に対し、離散時刻ｋ毎に、ドップラ周波数応答から所定数のピークドップラ周波数ｆ_ｓ＿ｐｅａｋを選定し、同様な処理を行う。

測位結果出力部２１５は、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３の出力値、あるいはドップラ周波数補正部２１４により補正された出力値を用いて、ターゲットの測位結果（位置および／またはレーダ装置１０との相対速度等）を出力する。

以上説明したように、本開示の実施の形態に係るレーダ装置１０によれば、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数に折り返しが発生しているか否かの判定を行い、折り返しが発生した場合、ドップラ周波数に対して補正を行うことができ、レーダ送信周期が１種類であるため、送信時間が長くなる事態を回避することができる。また、本開示の実施の形態に係るレーダ装置１０によれば、第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３におけるスペクトラムピーク間のペアリングが不要となる。

以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。以下、本開示に係る変形例について説明する。

＜変形例＞
上述した実施の形態では、相関演算部２０９の出力した相関値を、第１加算部２１０および第２加算部２１１により異なる加算数で加算し、それぞれの加算結果に対して第１ドップラ周波数解析部２１２および第２ドップラ周波数解析部２１３によってドップラ周波数解析を行い、その解析結果の位相差あるいは振幅差に基づいて折り返しのあり／なしの判定およびドップラ周波数の補正を行った。しかしながら、加算部およびドップラ周波数解析部は２つでなく、例えば３つ以上であってもよい。

図１０は、３つの加算部を含む信号処理部の構成の一例を示す図である。図１０では、上述した実施の形態と同様の構成については同じ符号で示す。また、データ送信部１００および、データ受信部２００の受信アンテナ２０３および無線受信部２０２の構成については図３と同様であるため記載を省略する。

図１０Ａは、第１の変形例である信号処理部２０３ａについて説明するための図である。図１０Ａでは、信号処理部２０３ａは、上述した実施の形態において説明した各構成の他に、第３加算部２１６および出力レベル比較選択部２１７を有する。

第３加算部２１６は、第１および第２加算部と同様に、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎（すなわち離散時刻ｋ毎）に得られた相関演算部２０９の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を一単位として、第３の加算数Ｎ_ｐ３回の加算を行う。ここで、Ｎ_ｐ３はＮ_ｐ２より小さい２以上の整数値である。

すなわち、第３加算部２１６は、ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ１（ｍ−１）＋１）からＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ１×ｍ）までを１単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算し、加算数Ｎ_ｐ３の加算結果を、離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部出力ＣＩ_１（ｋ，ｍ）として出力する。ここで、ｍは０より大きい整数である。

出力レベル比較選択部２１７は、第１から第３の加算部の加算結果のうち、出力レベルの高い順に２つ選択し、選択結果を第１ドップラ周波数解析部２１２ａと第２ドップラ周波数解析部２１３ａ、およびドップラ周波数補正部２１４に出力する。

図１０Ａに示す変形例において、第１ドップラ周波数解析部２１２ａは、第１加算部２１０の加算結果とは限らず、第１から第３の加算部の加算結果のうち、最も出力レベルが高い加算結果に基づいてドップラ周波数解析を行う。そして、第１ドップラ周波数解析部２１２ａは、第１加算部２１０の加算結果とは限らず、第１から第３の加算部の加算結果のうち、２番目に出力レベルが高い加算結果に基づいてドップラ周波数解析を行う。

その他の構成については、上述した実施の形態と同様の動作を行う。

また、図１０Ｂは、第２の変形例である信号処理部２０３ｂについて説明するための図である。図１０Ｂに示すように、信号処理部２０３ｂは、上述した実施の形態において説明した各構成の他に、第３加算部２１６および第３ドップラ周波数解析部２１８を有する。

第２の変形例では、第１の変形例と同様に、相関演算値Ｃ（ｋ，Ｍ）を一単位として、第３の加算数Ｎ_ｐ３回の加算を行う第３加算部２１６の加算結果に基づいて、第３ドップラ周波数解析部２１８がドップラ周波数解析を行う。そして、ドップラ周波数補正部２１４ｂは、第１から第３のドップラ周波数解析部の解析結果に基づいて、折り返しのあり／なしの判定と補正を行う。

図１１Ａは、第１加算部２１０がＮ_ｐ１＝３２、第２加算部２１１がＮ_ｐ２＝１６、第３加算部２１６がＮ_ｐ３＝８を加算した場合の振幅出力を示す図である。図１１Ｂは、第１加算部２１０がＮ_ｐ１＝３２、第２加算部２１１がＮ_ｐ２＝１６、第３加算部２１６がＮ_ｐ３＝８を加算した場合の位相出力を示す図である。なお、図１１においては、図９と異なり、正規化ドップラ周波数（位相回転量）が正の場合を示している。

図１１に示すように、信号処理部２０３ａは、第１から第３の加算部の加算結果を出力レベル比較選択部２１７によって適応的に切り替えることによって、より広い範囲で折り返しのあり／なしの判定と補正を行う、あるいは、信号処理部２０３ｂは、第１から第３の加算部の加算結果に基づく第１から第３のドップラ周波数解析部の出力をドップラ周波数補正部２１４ｂによって組み合わせることにより、より広い範囲で折り返しのあり／なしの判定と補正を行う。

具体的には、上述した実施の形態では、レーダ装置１０は、ドップラ周波数成分が−２πから２πまでの範囲、すなわち４πの範囲で折り返しのあり／なしの判定と補正を行うことができたのに対し、第１あるいは第２の変形例では、レーダ装置１０は、ドップラ周波数成分が−４πから４πまでの範囲、すなわち８πの範囲で折り返しのあり／なしの判定と補正を行うことができる。

以上、第１および第２の変形例について説明した。なお、上記実施の形態、および、各変形例に係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。

上述した実施の形態では、レーダ装置１０の各構成のうち、レーダ送信部１００およびレーダ受信部２００の設置位置については特に説明しなかったが、これらは隣接して配置されてもよいし、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。

レーダ装置１０は、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には、入力端子および出力端子を有する集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ（Integrated Circuit）、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により、ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、複数のパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、第１のレーダ送信周期毎に、繰り返し送信するレーダ送信部と、前記レーダ送信信号が物体に反射された反射波信号を受信するレーダ受信部と、を有し、前記レーダ受信部は、前記反射波信号を、前記レーダ送信周期を基準とした離散時間での離散サンプリングを行うサンプリング部と、前記第１のレーダ送信周期毎に、前記離散サンプリングの結果と前記複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、前記第１のレーダ送信周期毎に算出された前記相関値を、互いに異なる加算数回、加算する複数の加算部と、前記複数の加算部の加算結果のそれぞれに対して高速フーリエ変換によるドップラ周波数解析を行う複数のドップラ周波数解析部と、前記複数のドップラ周波数解析部の解析結果のピークスペクトラムの振幅差あるいは位相差に基づいて、前記反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かを判定し、前記折り返しがあると判定した場合、前記解析結果に基づいて前記反射波信号に含まれるドップラ周波数に対して補正を行うドップラ周波数補正部と、を有する。

本開示のレーダ装置において、前記複数の加算部は、前記第１のレーダ送信周期毎に算出された前記相関値を、第１の加算数回、加算する第１加算部と、前記第１のレーダ送信周期毎に算出された前記相関値を、前記第１の加算数より少ない第２の加算数回、加算する第２加算部と、を有し、前記ドップラ周波数解析部は、前記第１加算部の第１の加算結果に対してドップラ周波数解析することによって得た第１解析結果を出力する第１ドップラ周波数解析部と、前記第２加算部の第２の加算結果に対してドップラ周波数解析することによって得た第２解析結果を出力する第２ドップラ周波数解析部と、を有する。

本開示のレーダ装置において、前記ドップラ周波数補正部は、前記第２解析結果に対して前記離散時刻毎にピークドップラ周波数を選定し、前記選定したピークドップラ周波数において、前記第２解析結果の出力と前記第１解析結果の出力との位相差あるいは振幅差が所定範囲外である場合、ドップラ周波数に折り返しがあると判定する。

本開示のレーダ装置において、前記第１ドップラ周波数解析部は、前記第１加算結果に対して、第１のサンプリング数を用いて離散フーリエ変換処理によるドップラ周波数解析を行い、前記第２ドップラ周波数解析部は、前記第２加算結果に対して、前記第１のサンプリング数を用いて離散フーリエ変換処理によるドップラ周波数解析を行う。

本開示のレーダ装置は、前記複数の加算部の加算結果のうち、出力レベルが大きい加算結果から所定数個の加算結果を選択する出力レベル比較選択部をさらに有し、前記複数のドップラ周波数解析部は、前記選択された所定数個の加算結果に対してドップラ周波数解析を行う。

本開示のレーダ装置において、前記複数のドップラ周波数解析部は、それぞれ、入力された前記複数の加算結果のいずれかに対してドップラ周波数解析を行い、前記ドップラ周波数補正部は、前記複数のドップラ周波数解析部の解析結果を用いて前記反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かの判定と補正を行う。

本開示は、ドップラ周波数を検出してレーダとターゲットとの相対速度を検出するレーダ装置として好適である。

１０ レーダ装置
１００ レーダ送信部
１０１，１０１ａ レーダ送信信号生成部
１０２ 無線送信部
１０３ 送信アンテナ
１０４ 符号生成部
１０５ 変調部
１０６ ＬＰＦ
１０７ ＤＡ変換部
１０８ 符号記憶部
２００ レーダ受信部
２０１ 受信アンテナ
２０２ 無線受信部
２０３，２０３ａ，２０３ｂ 信号処理部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換器
２０６ 直交検波器
２０７，２０８ ＡＤ変換部（サンプリング部）
２０９ 相関演算部
２１０ 第１加算部
２１１ 第２加算部
２１２，２１２ａ 第１ドップラ周波数解析部
２１３，２１３ａ 第２ドップラ周波数解析部
２１４，２１４ｂ ドップラ周波数補正部
２１５ 測位結果出力部
２１６ 第３加算部
２１７ 出力レベル比較選択部
２１８ 第３ドップラ周波数解析部
３００ 基準信号生成部

Claims (6)

1. 複数のパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、第１のレーダ送信周期毎に、繰り返し送信するレーダ送信部と、
   前記レーダ送信信号が物体に反射された反射波信号を受信するレーダ受信部と、
   を有し、
   前記レーダ受信部は、
   前記反射波信号を、前記レーダ送信周期を基準とした離散時間での離散サンプリングを行うサンプリング部と、
   前記第１のレーダ送信周期毎に、前記離散サンプリングの結果と前記複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、
   前記第１のレーダ送信周期毎に算出された前記相関値を、互いに異なる加算数回、加算する複数の加算部と、
   前記複数の加算部の加算結果のそれぞれに対して高速フーリエ変換によるドップラ周波数解析を行う複数のドップラ周波数解析部と、
   前記複数のドップラ周波数解析部の解析結果のピークスペクトラムの振幅差あるいは位相差に基づいて、前記反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かを判定し、前記折り返しがあると判定した場合、前記解析結果に基づいて前記反射波信号に含まれるドップラ周波数に対して補正を行うドップラ周波数補正部と、
   を有するレーダ装置。
2. 前記複数の加算部は、
   前記第１のレーダ送信周期毎に算出された前記相関値を、第１の加算数回、加算する第１加算部と、
   前記第１のレーダ送信周期毎に算出された前記相関値を、前記第１の加算数より少ない第２の加算数回、加算する第２加算部と、を有し、
   前記ドップラ周波数解析部は、
   前記第１加算部の第１の加算結果に対してドップラ周波数解析することによって得た第１解析結果を出力する第１ドップラ周波数解析部と、
   前記第２加算部の第２の加算結果に対してドップラ周波数解析することによって得た第２解析結果を出力する第２ドップラ周波数解析部と、を有する、
   請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記ドップラ周波数補正部は、
   前記第２解析結果に対して前記離散時刻毎にピークドップラ周波数を選定し、前記選定したピークドップラ周波数において、前記第２解析結果の出力と前記第１解析結果の出力との位相差あるいは振幅差が所定範囲外である場合、ドップラ周波数に折り返しがあると判定する、
   請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記第１ドップラ周波数解析部は、前記第１の加算結果に対して、第１のサンプリング数を用いて離散フーリエ変換処理によるドップラ周波数解析を行い、
   前記第２ドップラ周波数解析部は、前記第２の加算結果に対して、前記第１のサンプリング数を用いて離散フーリエ変換処理によるドップラ周波数解析を行う、
   請求項２または３に記載のレーダ装置。
5. 前記複数の加算部の加算結果のうち、出力レベルが大きい加算結果から所定数個の加算結果を選択する出力レベル比較選択部、
   をさらに有し、
   前記複数のドップラ周波数解析部は、前記選択された所定数個の加算結果に対してドップラ周波数解析を行う、
   請求項１に記載のレーダ装置。
6. 前記複数のドップラ周波数解析部は、それぞれ、入力された前記複数の加算結果のいずれかに対してドップラ周波数解析を行い、
   前記ドップラ周波数補正部は、前記複数のドップラ周波数解析部の解析結果を用いて前記反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かの判定と補正を行う、
   請求項１に記載のレーダ装置。

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