JP2010200603A - 充電器とその操作方法 - Google Patents

Abstract

【課題】改良した充電器とその適切な操作方法を提供する。
【解決手段】充電器２がＲＦストレージトランス１２を含有し、このトランス１２の一次巻線１４ａがクロックスイッチ１６を介してＡＣ電圧Ｕ_Ｎのための２端子入力４に接続され、トランス１２の二次巻線１４ｂがフライバックコンバータの形態でバッテリ１０のための２端子出力８を有する整流回路２０と接続され、更に充電器２は、入力４の電流及び電圧を検知する計測ユニット２２と、電流及び電圧の関数としてクロックスイッチ１６を操作する制御装置２４とを含有している。クロックスイッチ１６を第１時間区間（ΔＴ１）の間オンにし且つ第２時間区間（ΔＴ２）の間オフにし、第１時間区間（ΔＴ１）と第２時間区間（ΔＴ２）との全継続時間が、ＲＦストレージトランス１２の許容動作周波数に一致するように選択される。
【選択図】図１

Description

本発明は、充電器とその操作方法に関するものである。

電気乗用車の概念は、電力供給源から或いは換言すると「電気コンセントから」動力バッテリを充電するための電気エネルギーを取り入れる原理に基づいている。このために充電器は必要である。個人世帯で利用でき、コンセントから取り出すことの可能な一般的な電力は、今日一般的なものとしては１６Ａヒューズを用いた保護で凡そ３．５ＫＷである。充電器に対する要求は、充電器が電源電圧から正弦波形状の電源電流を取り出すことと、バッテリが充電器例えば絶縁トランスにより電源からガルバニック絶縁されることである。

上述の要求を満たしている今日の充電器の基本的な構成は図７に示されている。周知の充電器３００の入力４は供給源６に且つ充電器３００の出力８はバッテリ１０に接続されている。この場合、供給源６の電源電圧Ｕ_Ｎは、５０〜６０Ｈｚの電源周波数で１００〜２５０Ｖの範囲にある。バッテリ１０のバッテリ電圧Ｕ_Ｂは、例えば２５０Ｖから４５０Ｖの間の広い電圧範囲にあり、バッテリの充電状態に依存している。

充電器３００では、入力４は第１整流回路３１０に接続され、この整流回路３１０はＰＦＣ回路３１２（力率改善回路、ステップアップコンバータ）に給電する。このＰＦＣ回路３１２は、インダクタンスＬ_１のインダクタ３１３と短絡スイッチ３１５とフリーホイーリングダイオード３１７とを含有している。ＰＦＣ回路３１２は、中間回路キャパシタ３１４を例えば３８０Ｖの一定に調整された中間回路電圧Ｕ_Ｚに充電する。

中間回路キャパシタ３１４にＨブリッジの形態をしたインバータ３１６が続き、このインバータ３１６は中間〜高周波を同期させ、インバータ３１６の出力で調整された中間周波から高周波までの電圧Ｕ_Ｗを発生させる。電圧Ｕ_Ｗは、小型で軽量に製造可能なＲＦトランス３１８の一次側或いは一次巻線に給電する。ＲＦトランス３１８は、この二次側或いは二次巻線への伝達により電圧Ｕ_Ｗをバッテリ電圧Ｕ_Ｂに適合させる。同時に、ＲＦトランス３１８は、バッテリ１０を供給源６から或いは充電器３００の二次側を充電器３００の一次側からガルバニック絶縁させる。ＲＦトランス３１８の二次側には第２整流回路２０が続き、この整流回路２０はインダクタンスＬ_２のインダクタ３２２を介して出力８に接続されている。

この場合、バッテリ電圧Ｕ_Ｂは、インバータ３１６に組み込まれ的確なパルス方式特にパルス幅変調（ＰＷＭ）により調整される。

これにより、充電器３００は前述した重要な要求を、特に入力４で供給源６から正弦波形状の電源電流Ｉ_Ｎを引き出すことに関して満たしている。

制御不可な或いは大き過ぎるキャパシタ充電電流を（例えば許容され得ないほど大きい、充電器３００の電源投入時の突入電流を）回避するために、整流回路３１０を図７のようなダイオードブリッジの形態ではなく、サイリスタを有する被制御式ハーフブリッジの形態にすることが周知である。

充電器３００は、教科書的概念に従い、全部で４つのコンバータ、即ち整流回路３１０とＰＦＣ回路３１２とインバータ３１６と整流回路２０とが相互に直列接続されるように構成される。全体として、複数の半導体スイッチ及び受動コンポーネントが用いられる。エネルギーの流れる方向は電圧電源６からバッテリ１０への方向に制限され、電源へエネルギーをフィードバックすることは不可能である。

本発明の課題は、改良した充電器とその適切な操作方法とを提供することである。

この課題は、装置に関しては請求項１に従う充電器により解決される。この充電器は、一次側巻線及び二次側巻線を有しているＲＦストレージトランス（ＲＦ ｓｔｏｒａｇｅ ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）を含有している。一次巻線はクロックスイッチ（ｃｌｏｃｋ ｓｗｉｔｃｈ）を介して２端子入力に接続されている。この場合、クロックスイッチは２方向スイッチである、つまり、電流はこのスイッチを通って２方向に流れることができる。動作中、充電器はそこにＡＣ電圧を例えば供給電圧源から供給される。ＲＦストレージトランスの二次巻線は、整流回路特にフライバックコンバータの形態をしたダイオード整流回路の入力にフライバックコンバータの形態で接続されている。整流回路は出力側に２端子出力を有しており、この出力側に動作中に充電されるべきバッテリが接続可能である。更に、充電器は計測ユニットを有しており、この計測ユニットは、入力における電流及び電圧の瞬間電源値を、つまり、供給電圧源に接続時にこの供給電圧源の瞬間電源電圧とこれに相当する充電器へ流れる電流を検知する。

更に、充電器は制御装置を有しており、この制御装置は、クロックスイッチを計測ユニットにより計測される電流及び電圧値の関数として操作する、つまり、オン或いはオフにスイッチングする。その場合に、オフにスイッチングするということは、入力から一次巻線への電流の流れが遮断されることを示す。ＲＦストレージトランスは、充電器の入力側にある一次側と出力側にある二次側との間にガルバニック絶縁をもたらす。

この場合、本発明は以下の認識及び熟考に基づいている。即ち、周知の充電器は中間回路キャパシタを有しており、このキャパシタは入力の観点から見ると電圧印加された負荷である。接続されている電圧電源は印加された電圧源であるため、第１インダクタは入力と中間回路キャパシタとの間で用いられなければならない。同じ理由から、別のインダクタは中間回路キャパシタと出力つまりバッテリとの間で用いられなければならない。

ガルバニック絶縁のために、高周波トランスは充電器にあるままにしなければならない。しかし、このトランスは既に一次巻線及び二次巻線を有しており、これらの巻線は、電圧源から流れる最大可能電流用にも最大バッテリ充電電流用にも設計されなければならない。ＲＦトランスの巻線は、本発明に従い、前述したインダクタンス或いはインダクタを設けるためにも用いられ得る。換言すれば、トランスの巻線は、トランス的な動作というトランスの本来の目的の他に、入力と出力とに、或いは電圧源とバッテリとに付属しているインダクタとして、二重の機能を実行する。

受動コンポーネント数は周知の充電器のものよりも低減させる意図である。このために、中間回路キャパシタが回路から取り除かれる場合、本発明に従う充電器はより小型で軽量ではあるが、もはや容量性エネルギー蓄積能力を所有していない。次に、電圧源から取り出された電力は容量性中間蓄積をせずに直接バッテリに対し伝達されなければならない。

そこから、本発明に従い、入力整流回路とステップアップコンバータと中間回路キャパシタとインバータとは１つのユニットにより置換される。これは、供給源からの入力電圧或いは電流が直接クロックスイッチを介してＲＦトランスの一次巻線の形態をしたインダクタとしてのインダクタンスＬ_１に伝達されるためである。この一次巻線は、エネルギーをＲＦトランスの二次巻線の形態をしたインダクタＬ_２に対し伝達する。インダクタンスＬ_１とＬ_２とは、一次及び二次巻線の形態で接近して結合され、エアギャップを設けて鉄心に巻かれる。この方式で、インダクタンスＬ_１とＬ_２とは高周波トランスを形成すると同時に一次側と二次側との間にガルバニック絶縁をもたらす。

本発明に従う充電器は制御装置により充電器のクロックスイッチに関して長さが可変であるスイッチング周期によって操作される。即ち、このクロックスイッチは一次側に付設している第１時間区間を有し、この第１時間区間においてクロックスイッチは閉状態である。二次側に付設している第２時間区間においてはクロックスイッチは開状態である。夫々のスイッチング時間の継続時間により、電気的変数即ち充電器の一次及び二次側の夫々の電流は調整される。

第一に、動作中に制御装置は電源電圧の時間推移を確定する。任意のしかし一定であるように選択されなければならないスケーリングファクタを用いて、電流値に対する、電源電圧と同相である限界曲線に電源電圧の曲線形状を描く。この限界曲線は別の方式でも確定されることができ、例えば所望の振幅の電源電圧と正弦波パターンとのゼロクロッシングを確定することにより可能である。

各第１時間区間の始めにクロックスイッチはオンにされ、実際に充電器へ流れ込み、一次巻線がインダクタとして動作するために徐々に増加する電流が計測される。電源電流は限界値に達し、この限界値は限界曲線の瞬時値に一致し、クロックスイッチは開にされる。第１時間区間が終わると第２時間区間が始まる。

フライバックコンバータの機能性のために、まず電流は第二巻線を通って流れ、そしてトランスに蓄積されたエネルギーがバッテリへ流れる。従って、先に一次巻線に流れていた電流はＲＦトランスにおいて二次巻線に伝達され、これは、エネルギーがバッテリに伝送されることを表す。第２時間区間は、スイッチング周期つまり第１及び第２時間区間の合計が、ＲＦトランスの最大許容動作周波数に一致するように選択される。この場合、特に第１時間区間において限界値までの電流の増加が様々な長さの間続くため、連続するスイッチング周期継続時間は常に変化し得る。

換言すると、電源から取り出され一次側のインダクタンスに蓄積されたエネルギーは、スイッチング周期の第１部分で伝達される。エネルギーは、二次側のインダクタンスから負荷までスイッチング周期の第２部分で伝送される。エネルギーは、ＲＦトランス内で一次側のインダクタンスと二次側のインダクタンスとの間で交換及び／或いは分流される。

２つの代替が可能である。即ち、第１代替では、ＲＦトランスに蓄積される、又は、スイッチング周期の第１部分でトランスへ供給された全エネルギーが、スイッチング周期の第２部分でバッテリに伝送される。次に、ＲＦトランスは、スイッチング周期の次に続く第１部分でエネルギーを再充電される。第２代替では、蓄積エネルギーの一部分だけが、スイッチング周期の次に続く第２部分でバッテリに伝送される。次に、更なるエネルギーが、スイッチング周期の次に続く第１部分でＲＦトランスへ付加供給される。

このために、本発明に従う充電器は前述した要求を満たしてはいるが、そのために回路コンポーネントを低減する必要がある。特に、本発明に従う充電器の受動コンポーネント数は著しく低減される。コンバータ電力用に設計されなければならない中間回路キャパシタは不要である。電源電力は中間蓄積せずに直接バッテリに伝達される。電源電圧は２方向性スイッチを介して直接インダクタンスＬ_１に接続される。充電されるべきバッテリにより複数の本発明に従う充電器の出力が並列動作され得、各充電器はこの夫々の充電器が供給できるバッテリへの電力と同じ分の給電をする。

インダクタンスＬ_１とＬ_２とは互いに接近して結合され１つの鉄心に巻かれるので、これらのインダクタンス全体で、一次側と二次側とをガルバニック絶縁するための高周波トランスを形成する。同時に、高周波トランスは一次側と二次側とのためのインダクタでもある。高周波トランスに関して、電源電圧と一次巻線当たりの時間の積は、出力電圧と二次巻線当たりの時間Ｔ_２の積と等しい。一次巻線に対する入力電圧Ｕ_１（ｔ）と、二次巻線からの出力電圧Ｕ_２（ｔ）と、Ｔ_０からＴ_１までの第１時間区間と、Ｔ_１からＴ_２までの第２時間区間と、一次側巻線数Ｎ_１と、二次側巻線数Ｎ_２とによって、次のようになる。

換言すると、スイッチング周期当たりのＲＦストレージトランスの巻線当たりのＶ・ｓ（ボルト秒）の合計は０に等しい。充電器は２象限分の動作に、つまり入力から出力までのつまり供給電圧源からバッテリまでの電力の流れに適している。

本発明の有利な実施形態では、ＲＦストレージトランスの一次巻線にフリーホイーリング分岐線（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ ｂｒａｎｃｈ）が接続され巻線に付設されている。フリーホイーリング分岐線は、制御装置により操作可能なフリーホイーリングスイッチ（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ ｓｗｉｔｃｈ）を含有している。このフリーホイーリングスイッチによりフリーホイーリング分岐線は開閉されることができる。フリーホイーリング分岐線が開状態である時、フリーホイーリング分岐線は充電器にいかなる作用も及ぼさない。フリーホイーリングスイッチが閉状態である時、既に電圧源から取り出されＲＦトランスに蓄積されているエネルギーがそこに残留することができ、クロックスイッチが開かれた後トランスの一次巻線に流れる電流は流れ続けることができる。エネルギーはバッテリへ伝送される必要はない。これは、例えばバッテリが充電されきっているが充電器はまだ動作中である時に有益である。

別の好適実施形態では、代替或いは追加でＲＦストレージトランスの二次巻線に適切なフリーホイーリング分岐線が接続されている。そして、流れている電流は２次巻線を通って流れ続ける。このため、エネルギーは同様にＲＦトランスに保持される。

別の有利な実施形態では、ＲＦストレージトランスの二次巻線のためのフリーホイーリング分岐線は、二次側に配されている整流回路にも組み込まれている。整流回路は常にトポロジーを有し、このトポロジーはどの場合でも二次巻線の２つの端を接続している。このため、適切なスイッチング可能なコンポーネントを取り付けることによりフリーホイーリング分岐線は非常に複雑にならずに設けられ得る。

特に容易にこれを達成するのは、整流回路がダイオード整流回路であり少なくとも整流回路の２つの部分が夫々制御装置によって操作される短絡フリーホイーリングスイッチを有するフリーホイーリング分岐線を形成している場合である。

従って、少なくとも２つのダイオードがフリーホイーリング分岐線に付設されている。次に、短絡可能な、並列接続されているバイパス部は、ダイオードに追加され得、電流がダイオードの逆流方向に流れることを可能にする。ダイオードの応答を含み、適切な応答を有する１つのコンポーネントはＩＧＢＴである。従って、特に有利な方式ではダイオード整流回路の少なくとも２つのダイオードが夫々１つのＩＧＢＴに置換される。この場合、バイパス部は常に制御装置によって操作可能な短絡バイパススイッチを含有している。これにより、ダイオード整流回路は改良された形態で２つの課題を満たす、即ち変流された電流の整流と所望時にはフリーホイーリング性能とである。

ダイオード整流回路の全ダイオードが夫々短絡バイパススイッチ、正確には上述したような改良を有している場合に、これは結果としてインバータとなる。換言すると、次に、整流回路はこのように代替として動作可能なインバータにより置換される。次に、バッテリから放電された電力或いは電流はインバータにより変換されＲＦストレージトランスに戻って伝達されることが可能である。充電器の一次側はどのような場合でも既に４象限動作に適しているので、回路全体は４象限動作に適している。これにより、エネルギーは同様にバッテリから電圧源へフィードバック可能である。これは、電力の集合蓄積としての供給源に接続された多くの電気乗用車を用いる公益企業にとって関心の持たれる点である。

他方では、例えばソーラーパネル或いは他の方式での電力供給により、個人の乗用車で生成される電力を集合的に供給することも可能であるだろう。

別の有利な実施形態では、充電器は更に出力を入力から絶縁し同様に制御装置により操作可能である絶縁スイッチを含有している。この場合、絶縁スイッチは例えば出力を充電器の残りの部分から絶縁することができる。適切な絶縁スイッチにより、バッテリは充電器から或いは少なくとも充電器の一部分から或いは入力従って供給源から絶縁されることができる。

この場合もまた、特に好適実施形態で、絶縁スイッチは充電器で出力に最も近い充電器コンポーネントであるため、絶縁スイッチは整流回路に組み込まれる。例えば、ダイオード整流回路の場合には２つの部分が夫々遮断可能である。例えば、夫々の部分で逆直列接続されているＩＧＢＴが設けられることが可能である。

方法に関しては、本発明の課題は、既に利点と共に前述したような充電器の操作方法により解決される。従って、充電器の制御装置はクロックスイッチのオンオフを継続して切り替える。クロックスイッチは第１時間区間の間オンにスイッチングし、この第１時間区間は電流が限界値まで増加した時に終わる。この限界値は、スケーリングファクタによって乗ぜられた、計測電圧の瞬時値である。次に、第２時間区間は、第１及び第２時間区間の全継続時間がＲＦストレージトランスの許容動作周波数の一区間の周期継続時間に一致するように選択される。換言すると、ＲＦトランスは通常は１つの動作周波数に対してだけでなく例えば１６ＫＨｚから２５ＫＨｚの間の動作周波数区間に対して許容可能である。この区間は、付属している周期継続時間の一区間に付設されている。第１及び第２時間区間は、これらの合計が結果として上述したばかりの許容可能区間にある周期継続時間になるように選択される。

換言すると、第１時間区間の選択によりもたらされるのは、電流の包絡線が、電圧の時間推移を単にスケーリングする曲線となる、即ち電圧の時間推移と同位相であるということである。これにより意味するのは、電圧源の入力でどのリップル電圧も除き同形状である即ち通常正弦波形状である電流が取り出され、充電器の力率が１であるということである。

別の好適実施形態では、例えば制御装置により、入力の電圧最大値と最大定格電流レベルからスケーリングファクタが確定される。これにより、限界曲線は入力で流れる電流に対して決定され、この限界曲線は、最大値として最大定格電流を有するので実際に流れる電流は決して超え得ない。このため、カットオフを備える最大電流限界とは反対に、充電器の電源電流は、全体として限界曲線によりスケールダウンされるため常に正弦波形状である。

別の好適実施形態では、第１及び／或いは第２時間区間内でＲＦトランスの一次側或いは二次側は第３時間区間のためのフリーホイーリングモードで動作させる。例として、このために上述したフリーホイーリング分岐線が適している。これは、インダクタなしでバッテリに或いは供給源に伝送させ、ＨＦストレージトランスの、正確に言うとインダクタとして機能するトランスの巻線の、電源から或いは電力が逆方向に流れている時のバッテリから既に取り出された電力を蓄積するための上述したオプションという結果になる。

更に本発明を説明するために図面の実施形態が参照される。夫々概略図として示している。

本発明に従う充電器の図である。 図１のクロックスイッチの実施構成図である。 図１の整流回路の実施構成図である。 トランスとバッテリとの間の部分的な動力伝達時における図１の様々な電気変量の時間推移を示す図である。 トランスとバッテリとの間の全動力伝達時における図１の様々な電気変量の時間推移を示す図である。 図１の別の電気変量の時間推移を示す図である。 二次側と一次側とに様々なフリーホイーリング分岐線を有する代替充電器の図である。 二次側と一次側とに様々なフリーホイーリング分岐線を有する代替充電器の図である。 出力のための絶縁スイッチを有する代替充電器の図である。 従来技術に従う充電器の図である。

図１は、入力４と出力８とを有する充電器２を示しており、この入力４を介して電源電圧Ｕ_Ｎ＝２３０Ｖを有する供給電圧源６に接続され、出力８にバッテリ電圧Ｕ_Ｂを有するバッテリ１０が接続されている。充電器２は実質的にＲＦ絶縁トランス１２を含有しており、このトランス１２の一次巻線１４ａは、インダクタンスＬ_１を有し、スイッチ１６を介して入力４に接続している。二次巻線１４ｂは、インダクタンスＬ_２を有し、整流回路２０の入力１８ａに接続されている。整流回路２０の出力１８ｂは、出力８に接続し、この出力８にバッテリ電圧Ｕ_Ｂが伴っている。

更に、充電器２は計測ユニット２２を有しており、この計測ユニット２２は、入力４に印加される電源電圧Ｕ_Ｎと入力４で充電器２へ流れる電源電流Ｉ_Ｎとを検知する。計測ユニット２２は制御装置２４に接続され、この制御装置２４はスイッチ１６を操作する。スイッチ１６は２方向スイッチである、即ち、スイッチ１６は閉状態時は正負両方の電源電流Ｉ_Ｎを、即ち矢印２６により示されている２つの流れる方向に通し得る。トランス１２の巻線１４ａと１４ｂとは共通の鉄心に巻きつけられ、図示されていないがエアギャップを有しているので、インダクタンスＬ_１とＬ_２とは互いに接近して結合されている。ＲＦトランス１２は、充電器２の一次側２８ａと二次側２８ｂとの間にガルバニック絶縁を生じている。ＲＦトランス１２はＲＦストレージトランスであり、フライバックコンバータの形態をした整流回路２０に接続されている。従って、ＲＦトランス１２では、電流は一次巻線１４ａに或いは二次巻線１４ｂにのみ流れ得る。

更に、図１は、一次側２８ａ及び／或いは二次側２８ｂの代替形態を示している。つまり、制御装置２４によりオンにスイッチングされ得るフリーホイーリング分岐線４０或いはフリーホイーリング網（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ ｎｅｔｗｏｒｋ）３８は夫々一次巻線１４ａ或いは二次巻線１４ｂを介して短絡され得る。次に、関係する巻線に蓄積される電力は、供給源６へ或いは夫々もう一方の巻線へ或いはバッテリ１０へ戻って放電されなければならないことはなく、フリーホイーリング分岐線４０を閉状態にすることにより一次側或いは二次側に蓄積され得る。

充電器の別の代替実施形態は、制御装置２４によりスイッチング可能である絶縁スイッチ４４を含有しており、この絶縁スイッチ４４は、例えば整流回路２０の下流側に配されている。絶縁スイッチ４４は、バッテリ１０の絶縁のために用いられ、二次側２８ｂ回路の別の適切な場所に配されることも可能である。

図示されていないある代替実施形態では、本発明に従う、複数の装置或いはパーツ、少なくとも、付設するクロックスイッチ１６を夫々有するＲＦトランス１２は、１つの供給源６と１つのバッテリ１０との間に並列接続されている。

図２ａは、スイッチ１６或いは絶縁スイッチ４４或いはフリーホイーリング分岐線４０のためのスイッチのうちの一つの具体的形態を示しており、このスイッチは２方向にスイッチング可能である、即ち直列接続されている２つのＲＢＩＧＢＴ３０である。

図２ｂは、夫々１つの部分エレメント１９_ａ−ｄにダイオードＤ_１−４を有する、ダイオード整流回路としての整流回路２０の改良を示している。動作中、適切な電流、例えばＩ_Ｄ１が夫々のダイオードを通って流れる。

図３ａは、充電器２の動作中における、時間ｔ／ｍｓに対して表わされた様々な電気変量を示している。５０Ｈｚの電源電圧Ｕ_Ｎの２０ｍｓの全振動周期が図示されており、−２２０Ｖと＋２２０Ｖとの間で正弦波形状で振動している。計測ユニット２２は、この電圧の時間推移を検知しこれを制御装置２４へ伝送し、この制御装置２４は、限界電流Ｉ_Ｇの正弦波形状曲線に対して、スケーリングファクタ３４を用いて電源電圧Ｕ_Ｎの時間推移をスケーリングしている。この場合、スケーリングファクタ２３は、限界電流Ｉ_Ｇの最大値Ｉ_ｍａｘが夫々±１６Ａであるように決定される。

制御装置２４は、時間Ｔ０でスイッチ１６を閉じ始め、計測装置２２を用いて電源電流Ｉ_Ｎの推移をたどる。電源電流Ｉ_Ｎが限界電流Ｉ_Ｇの値に達するや否や、これは時間Ｔ１の時であり、時間区間ΔＴ１＝Ｔ１−Ｔ０の後に、制御装置２４はスイッチ１６を再びオンにする。従って、限界電流Ｉ_Ｇの瞬時値はこの場合電源電流Ｉ_Ｎに対する限界値Ｉ_０を形成する。次に、制御装置２４はスイッチ１６を時間Ｔ２まで閉じたままにする。この例では、時間区間Ｔ２−Ｔ１の長さは一定に選択される。時間Ｔ２で、時間区間ΔＴ２＝Ｔ２−Ｔ１の後に、スイッチ１６は再び閉じられ制御装置２４は再びモニタリングし、電源電流Ｉ_Ｎが限界電流Ｉ_Ｇと等しい時これに応答して、制御装置２４は新たな区間ΔＴ１の後スイッチ１６を再び開にする。この時間区間ΔＴ１は通常は前の時間区間ΔＴ１と等しくはない。次に、スイッチ１６は再び時間区間ΔＴ２の間閉じたままにするが、この時間区間ΔＴ２は常に同じ継続時間である。

従って、スイッチが開状態のままである区間ΔＴ１は、電源電流Ｉ_Ｎが限界電流Ｉ_Ｇに達する時に従属しているので可変である。夫々２つの連続する区間ΔＴ１とΔＴ２との合計はクロックスイッチ１６のスイッチング周期を表し、このスイッチング周期はＲＦトランス１２の動作周波数の周期継続時間を表している。図３ａから見られるように、ＲＦトランス１２は、電源電圧Ｕ_Ｎの半サイクルの間独自に異なる動作周波数で継続して操作される。

時間区間ΔＴ２は、得られた動作周波数がＲＦトランス１２の許容範囲にあるように選択される。図３ａで示されている二次側２８ｂでダイオードＤ_１を通る電流Ｉ_Ｄ１は、同様に図３ａで示されているような電源電圧Ｕ_Ｎの前半の正の半サイクルのために生じる。これらの電流は夫々、時間区間ΔＴ２の間即ちスイッチ１６が開状態時に流れる。ダイオード電流はこの場合直接バッテリ電流Ｉ_Ｂを形成するため、適切に生成された電流Ｉ_Ｄ１の電流パルスによりバッテリ１０は充電される。図３ａの後半の半サイクルでは、図１に示されたような回路の電流方向は逆になるので、電流Ｉ_Ｄ２はダイオードＤ_２を通って流れる。

従って、夫々の第１時間区間ΔＴ１の間、電力は供給源６から取り出され一次巻線１４ａで蓄積され、適切に蓄積された電力は、時間区間ΔＴ２の間（図示されていない鉄心或いはそのエアギャップを介して）巻線１４ｂを介してバッテリ１０に伝達される。例では時間ΔＴ２は一定で１００μｓである。

同様に見られるように、電源電圧Ｕ_Ｎと電源電流Ｉ_Ｎ或いはこの包絡線との間の力率は、ｃｏｓφ＝１或いはλ＝１である。包絡線は限界電流Ｉ_Ｇに一致する。

図３ａでは、夫々の時間区間ΔＴ２で電力はＲＦトランス１２から全て取り出される訳ではなく部分的にだけ電力伝達が行われる。そこから、電流曲線Ｉ_Ｄ１、２は夫々の区間の終わりで０まで降下することはないがカットオフされる。そこから、時間区間ΔＴ１では、一次巻線１４ａへの電流の流れもまた０で始まらないが、より高い電流レベルでカットインされる。

反対に、図３ｂは各時間区間ΔＴ２でＲＦトランスは完全にバッテリ１０へ放電される状況を示している。電流曲線Ｉ_Ｄ１、２は各時間区間ΔＴ２で０まで降下する。そこから、電流Ｉ_Ｎもまた充電曲線は各区間ΔＴ１で０で始まる。

上述したように、クロックスイッチ１６を用いるＲＦトランス１２は並列接続され、別の有利な制御方法が可能である。つまり、Ｎ個のトランスが並列接続された時に個々のクロックスイッチ１６は位相オフセット例えば３６０°／Ｎによって制御される。バッテリでは、これは電流曲線を有するバッテリ電流Ｉ_Ｂへと導き、個々のＲＦトランスにより生成された電流が適切な位相オフセットによって重ね合わされるため、電流曲線は図３ａ、ｂのものよりも著しく平滑である。

図４は、再び図３の充電電流Ｉ_Ｄ１、２をバッテリの充電能力Ｐ_Ｌと共に示している。バッテリ充電能力は、バッテリ電圧Ｕ_Ｂに乗ぜられた電流Ｉ_Ｄ１或いはＩ_Ｄ２に又は二次巻線１４ｂの出力電圧に一致し、電源周波数の倍の周波数のパルスを有する。ピーク電力値は平均値の倍に等しい。

図５ａ、ｂは、図２とは反対に、スイッチ１６が２つ直列接続されているＩＧＢＴ３６により設けられている実施形態を示している。しかし、特に二次側１４ｂで、整流回路のダイオードＤ_３とＤ_４とは夫々ＩＧＢＴ３６により置換される。換言すると、ＩＧＢＴ３６はダイオードＤ_３をオンに切替え可能なバイパススイッチと共に組み込むため、フリーホイーリングスイッチ３７を形成するので、ダイオードＤ_３の遮断作用を打ち消すことを可能にする。このため、整流回路２０のダイオードＤ_３を含有しているその分岐線は、フリーホイーリング分岐線４０を形成する。このため、二次巻線１４ｂのために、フリーホイーリング網３８、或いは、ダイオードと、ダイオードＤ_３及びＤ_４の場所で適切にオンスイッチングされるＩＧＢＴ３６とにより形成されたフリーホイーリング分岐線となる。このため、クロック周期ΔＴ２の間は、インダクタとして動作する巻線１４ｂに蓄積された電力は保持され得、電流はフリーホイーリング網３８を通って流れる。

図５ｂは、ダイオードＤ_１とＤ_３とがＩＧＢＴ３６により置換されている、整流回路２０の代替改良を示している。このため、巻線１４ｂに対して異なる電流方向のための２つの異なるフリーホイーリング網３８が生じる。

全ての場合において、ＩＧＢＴ３６は、フリーホイーリング網３８を適切な時間にオンに切り替えるために、制御装置２４により中心的に適切な方式で操作される。一次側２８ａで、適切で具体的に構成されたフリーホイーリング分岐線４０とフリーホイーリングスイッチ３７とが見られる。

図６は充電器２の別の実施形態を示しており、阻止ＩＧＢＴ３６は同様に整流回路２０でバッテリ１０を完全に充電器２から絶縁するために、ダイオードＤ_３及びＤ_４の代わりのＩＧＢＴと直列接続されているので、この場合何らの電流も全く流れ得ない。これにより、図６の整流回路２０の下半分は完全に遮断され得る。ダイオードＤ_３部分の２つのＩＧＢＴ３６はこの場合絶縁スイッチ４４として機能する。整流回路の動作のために下部のＩＧＢＴ３６は夫々オンにスイッチングされる。

図６では、ダイオードＤ_１及びＤ_２もまたＩＧＢＴ３６により置換されている。これにより整流回路２０はインバータ４２として操作可能になる。このため、バッテリ１０から供給源６へ電力は伝達され得る。

２ 充電器
４ 入力
６ 供給源
８ 出力
１０ バッテリ
１２ ＲＦトランス
１４ａ、ｂ 巻線
１６ クロックスイッチ
１８ａ 入力
１８ｂ 出力
１９_ａ−ｄ 部分エレメント
２０ 整流回路
２２ 計測ユニット
２４ 制御装置
２６ 矢印
２８ａ 一次側
２８ｂ 二次側
３０ ＲＢＩＧＢＴ（逆阻止形ＩＧＢＴ）
３４ スケーリングファクタ
３６ ＩＧＢＴ
３７ フリーホイーリングスイッチ
３８ フリーホイーリング網
４０ フリーホイーリング分岐線
４２ インバータ
４４ 絶縁スイッチ
３００ 充電器
３１０ 整流回路
３１２ ＰＦＣ回路（力率改善回路、ステップアップコンバータ）
３１３ インダクタ
３１４ 中間回路キャパシタ
３１５ 短絡スイッチ
３１６ インバータ
３１７ フリーホイーリングダイオード
３１８ ＲＦトランス
３２２ インダクタ
Ｕ_Ｚ 中間回路電圧
Ｕ_Ｗ 電圧
Ｕ_Ｂ バッテリ電圧
Ｕ_Ｎ 電源電圧
Ｉ_Ｎ 電源電流
ｔ 時間
Ｉ_Ｇ 限界電流
Ｄ_１−４ ダイオード
Ｉ_Ｄ１、２ 電流
Ｐ_Ｌ 充電能力
ｆ_ａ 動作周波数
Ｌ_１、２ インダクタンス
Ｉ_ｍａｘ 最大電流
ΔＴ_１−３ 時間区間
Ｉ_０ 限界値
Ｉ_Ｂ バッテリ電流

Claims (10)

1. ＲＦストレージトランス（１２）と計測ユニット（２２）と制御装置（２４）とを有している充電器（２）であって、このトランス（１２）の一次巻線（１４ａ）がクロックスイッチ（１６）を介してＡＣ電圧（Ｕ_Ｎ）に対する２端子入力（４）に接続されており、前記トランス（１２）の二次巻線（１４ｂ）がフライバックコンバータの形態でバッテリ（１０）に対して２端子出力（８）が有している整流回路（２０）に接続されており、前記計測ユニット（２２）が入力（４）の電流（Ｉ_Ｎ）と電圧（Ｕ_Ｎ）とを検知し、前記制御装置（２４）が電流（Ｉ_Ｎ）と電圧（Ｕ_Ｎ）との関数としてクロックスイッチ（１６）を操作する充電器（２）。
2. 一次巻線（１４ａ）に付設され、短絡フリーホイーリングスイッチ（３７）を含有しているフリーホイーリング分岐線（４０）を有し、このスイッチ（３７）が制御装置（２４）により操作される、請求項１に記載の充電器（２）。
3. 二次巻線（１４ｂ）に付設され、短絡フリーホイーリングスイッチ（３７）を含有しているフリーホイーリング分岐線（４０）を有し、このスイッチ（３７）が制御装置（２４）により操作される、請求項１又は２に記載の充電器（２）。
4. フリーホイーリング分岐線が、ダイオード整流回路に組み込まれている、請求項３に記載の充電器（２）。
5. 整流回路（２０）がダイオード整流回路であり、この整流回路（２０）の少なくとも２つの部分エレメント（１９_ａ−ｄ）が夫々、フリーホイーリング分岐線（４０）を制御装置（２４）により操作される短絡フリーホイーリングスイッチ（３７）によって形成している、請求項４に記載の充電器（２）。
6. 制御装置（２４）により操作され、出力（８）を入力（４）から絶縁する絶縁スイッチ（４４）を有している、請求項１〜５のうちのいずれか一項に記載の充電器（２）。
7. 絶縁スイッチ（４４）が整流回路（２０）に含有されている、請求項６に記載の充電器（２）。
8. 制御装置（２４）が、継続してクロックスイッチ（１６）を第１時間区間(ΔＴ１)の間オンに切り替え且つ第２時間区間（ΔＴ２）の間オフに切り替え、第１時間区間（ΔＴ１）は、電流（Ｉ_Ｎ）がスケーリングファクタ（３４）により乗ぜられた電圧（Ｕ_Ｎ）瞬時値に一致する限界値（Ｉ_０）まで増加した時終了し、第２時間区間（ΔＴ２）は、第１時間区間（ΔＴ１）及び第２時間区間（ΔＴ２）の全継続時間がＲＦストレージトランスの許容動作周波数（ｆ_ａ）の一区間の周期継続時間に一致するように十分に長く選択される、請求項１〜７のうちのいずれか一項に記載の充電器（２）を操作する方法。
9. スケーリングファクタ（３４）が、電圧（Ｕ_Ｎ）最大値と入力（４）を流れる最大定格電流レベル（Ｉ_ｍａｘ）とから確定される、請求項８に記載の方法。
10. 第１時間区間(ΔＴ１)及び／或いは第２時間区間（ΔＴ２）内の第３時間区間（ΔＴ３）の間、一次巻線（１４ａ）或いは二次巻線（１４ｂ）がフリーホイーリング分岐線（４０）によってフリーホイーリングモードで操作される、請求項８又は９に記載の方法。
    

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