JP2010271115A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】近距離から遠距離までの広範囲で複数目標が存在する場合であっても、高い検知性能で、高精度に目標を観測できるレーダ装置を提供する。
【解決手段】ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号を少なくとも２回送信する送受信器２０と、送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部３２と、ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られた信号に基づき、送受信器による２回のスイープの各々に対応するビート周波数を算出し、算出したビート周波数差と時間差とから速度を算出し、算出した速度とビート周波数とから距離を算出することにより、複数の目標の距離と速度を算出するＭＲＡＶ処理部３５を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＦＭＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）方式により車両の距離と速度を観測するレーダ装置に関する。

道路を走行する車両をレーダ装置で観測する場合の簡易なレーダ方式としてＦＭＣＷ方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。このＦＭＣＷ方式が採用されたレーダ装置の場合、距離と速度が未知数となるため、送受信波形としては、一般に、アップチャープとダウンチャープとを組み合わせて、２個のパラメータが同時に算出される。

ただし、アップチャープとダウンチャープとで送受信した信号のビート周波数軸では、同じ目標であっても周波数が異なるために、単一目標のみが存在する場合は対応をとることができるが、複数目標が存在する場合には、各目標毎にアップチャープとダウンチャープとのペアリングが困難になるという問題がある。また、アップチャープとダウンチャープを送受信する必要があるため、サイクルタイムが長くなるという問題がある。

また、距離分解能に関する周波数帯域に制約がある場合、または、角度分解能に関するアンテナ開口長に制約がある場合には、密集目標の分離性能に制約が生じるという問題がある。

これらの問題の他に、積分数Ｎが少ないと、同一ＰＲＦ（Pulse Repetition Frequency：パルス繰り返し周波数）の場合には、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）後のビート周波数軸の各周波数バンク幅（ＰＲＦ／Ｎ）が大きくなって周波数分解能が劣化し、その周波数を元に算出される距離や速度の精度が劣化するという問題がある。

また、実数信号を複素フーリエ変換して、正（または負）の周波数のみ抽出し、これにより複素信号を抽出する場合に、目標ビート周波数の正しい符号が負（または正）の場合には、正しい距離、速度および角度を算出できないという問題がある。

また、近距離ではビート周波数が直流（周波数が０）成分に近くなるために周波数勾配（周波数帯域Ｂ／スイープ時間Ｔ）を大きくして、近距離であっても直流から離隔した周波数にする必要がある。この場合、周波数帯域Ｂとサンプル周波数ＰＲＦに制約があれば、積分数Ｎを大きくできないという問題がある。特に、遠距離目標を観測する場合には、積分数が少なくなると、ＳＮ比（信号／雑音比）が小さくなるため、検出性能や精度が劣化する問題につながる。

図４６は、従来のレーダ装置の構成を示す系統図であり、図４７は、このレーダ装置の動作を示すフローチャートである。このレーダ装置は、アンテナ１０、送受信器２０および信号処理器３０を備えている。

送受信器２０の内部の送信器２１でスイープされた信号は、アンテナ送信素子１１から送信される。一方、複数のアンテナ受信素子１２で受信された信号は、複数のミキサ２２によりそれぞれ周波数変換されて、信号処理器３０に送られる。信号処理器３０では、送受信器２０からのビート周波数信号がＡＤ変換器３１でデジタル信号に変換され、素子信号としてアップ系列ダウン系列抽出部３７に送られる（ステップＳ２０１）。図４８および図４９は、送受信のスイープ信号を示す。

アップ系列ダウン系列抽出部３７は、ＡＤ変換器３１から送られてくる素子信号（ディジタル信号）から、アップチャープ信号とダウンチャープ信号を分離し、ＦＦＴ部３３に送る（ステップＳ２０２）。ＦＦＴ部３３は、アップ系列ダウン系列抽出部３７から送られてくる信号を高速フーリエ変換して周波数軸上の信号に変換し、ＤＢＦ（Digital Beam Forming：デジタルビーム形成）部３４に送る。

ＤＢＦ部３４は、ＦＦＴ部３３から送られてくる周波数軸の信号を用いて、Σビーム（アップ系列およびダウン系列）とΔビームを形成する（ステップＳ２０３）。ＤＢＦ部３４で形成されたΣビームはペアリング部３８に送られ、Δビームは測角部３６に送られる。ペアリング部３８では、Σビームのアップ系列とダウン系列の信号をＦＦＴした結果より、図５０に示すように、振幅が極値をもつ周波数を抽出する（ステップＳ２０４）。この関係式を次に示す。

ここで、
Δｆ１ ；ダウンチャープ信号の観測周波数
Δｆ２ ；アップチャープ信号の観測周波数
ｆｄ ；ドップラ周波数
ｆｒ ；距離による周波数
一方、距離による周波数ｆｒと目標速度によるドップラ周波数ｆｄは、次式となる。

（３）式をＲとＶで展開し、（２）式を代入すると、次式となる。

ここで、
Ｂ ；周波数帯域
Ｒ ；目標距離
Ｔ ；スイープ時間
ｃ ；光速
Ｖ ；目標速度
λ ；波長
以上の処理が終了すると、アップ系列／ダウン系列のペアリングが行われる（ステップＳ２０５）。すなわち、ダウンチャープ系列とアップチャープ系列のピーク周波数が異なるために、周波数ペアを対応させる処理が行われる。次いで、距離および速度が算出され（ステップＳ２０６）、角度が算出される（ステップＳ２０７）。

その後、サイクルが終了したかどうかが調べられる（ステップＳ２０８）。ステップＳ２０８において、サイクルが終了していないことが判断されると、次のサイクルの処理に移す処理が行われる（ステップＳ２０９）。その後、ステップＳ２０１に戻り、上述した処理が繰り返される。一方、ステップＳ２０８において、サイクルが終了したことが判断されると、レーダ装置の処理は終了する。

以上により、距離Ｒと速度Ｖを算出できるが、上述したように、ダウンチャープ系列とアップチャープ系列のピーク周波数が異なるために、周波数ペアを対応させる必要がある。単一目標や少数目標の場合には、ペアリングも比較的容易であるが、目標数や背景の反射点が増えると、図５１に示すように、周波数軸のピーク値が多数となり、ペアリングが困難になるという問題がある。

吉田孝監修、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275(1996)

上述したように、従来のレーダ装置では、次の問題がある。

（１）送受信波形として、アップチャープとダウンチャープ信号を組み合わせる場合に、複数目標が存在する場合には、ペアリングが困難であり、また、アップチャープとダウンチャープ信号を送受信する必要があるため、サイクルタイムが長くなる。

（２）距離分解能または角度分解能に制約がある場合は、密集目標の分離性能に制約が生じる。

（３）積分数Ｎが少ないと、同一ＰＲＦの場合には、高速フーリエ変換後のビート周波数軸の各周波数バンク幅が大きくなって周波数分解能が劣化し、その周波数を元に算出される距離や速度の精度が劣化する。

（４）実数信号を複素フーリエ変換して、正（または負）の周波数のみ抽出して複素信号を抽出する場合に、目標ビート周波数の正しい符号が負（または正）の場合には、正しい距離、速度および角度を算出できない。

（５）近距離ではビート周波数が直流（周波数が０）成分に近くなるために周波数勾配を大きくする必要があり、この場合、周波数帯域Ｂとサンプル周波数ＰＲＦに制約があれば、積分数Ｎを大きくできない。

本発明の課題は、近距離から遠距離までの広範囲で複数目標が存在する場合であっても、高い検知性能で、高精度に目標を観測できるレーダ装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１記載の発明は、ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＭ回送信する送受信器と、送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られたＭスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス、振幅モノパルスまたはＭＵＳＩＣによりビート周波数を算出した結果をＦ（スイープ番号、目標番号）として、ビート周波数−スイープ軸において、ビート周波数毎にスイープ方向に振幅積分し、所定のスレショルドを超えた周波数バンク毎に、所定のスレショルドを超えたスイープ番号の相対距離とスイープ時刻により、最小２乗直線でフィッティングし、その勾配より速度を算出し、距離を算出するＭＲＡＶ処理部を備えたことを特徴とする。

請求項２記載の発明は、ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号を少なくとも２回送信する送受信器と、送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られた信号に基づき、送受信器による２回のスイープの各々に対応するビート周波数を算出し、該算出したビート周波数差と時間差とから速度を算出し、該算出した速度とビート周波数とから距離を算出することにより、複数の目標の距離と速度を算出するＭＲＡＶ処理部を備えたことを特徴とする。

請求項１２記載の発明は、ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＭ回送信する送受信器と、送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られたＭスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス、振幅モノパルスまたはＭＵＳＩＣによりビート周波数を算出した結果をＦ（スイープ番号、目標番号）として、スイープ間で平滑化した結果より、速度を算出した後、距離を算出するＭＲＡＶ処理部を備えたことを特徴とする。

請求項１３記載の発明は、ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＭ回送信する送受信器と、送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られたＭスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス、振幅モノパルスまたはＭＵＳＩＣによりビート周波数を算出した結果をＦ（スイープ番号、目標番号）として、ビート周波数−スイープ軸においてハフ変換により極大値と、その極大値に対応する速度をビート周波数差とスイープ時間とから算出した後、距離を算出するＭＲＡＶ処理部とを備えたことを特徴とする。

請求項１記載の発明によれば、ビート周波数−スイープ軸において、ビート周波数毎にスイープ方向に振幅積分することにより、複数スイープ間の積分効果を得て信号検出性能を向上させるとともに、最小２乗直線でフィッティングすることにより抽出した直線の傾きを算出して速度を算出後、距離を算出することにより、相対距離差に誤差がある場合であっても誤差の影響を軽減して、測速および測距の精度を向上させることができる。

請求項２記載の発明によれば、従来のレーダ装置のように複数目標の場合のペアリングをする必要がなく、また、短いサイクルタイムによるレーダ観測を実現できる。

請求項１２記載の発明によれば、スイープ間で平滑化することにより速度および距離を算出するように構成したので、相対距離差に誤差がある場合であっても誤差の影響を軽減して、測速および測距の精度を向上させることができる。

請求項１３記載の発明によれば、ビート周波数−スイープ軸においてハフ変換することにより、複数スイープ間の積分効果を得て信号検出性能を向上させるとともに、ハフ変換により抽出した直線の傾きを算出することにより、速度を算出後、距離を算出することにより、相対距離差に誤差がある場合であっても誤差の影響を軽減して、測速、測距の精度を向上させることができる。

本発明の実施例１に係るレーダ装置の構成を示す系統図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置で行われる計測処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例１に係るレーダ装置で行われるスイープ信号を説明するための図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置においてビート周波数を抽出する様子を説明するための図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置における処理過程を説明するための図である。 本発明の実施例１に係るレーダ装置における他の処理過程を説明するための図である。 本発明の実施例２に係るレーダ装置で行われる計測処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例２に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例２に係るレーダ装置で行われる計測処理におけるΣおよびΔの形成を説明するための図である。 本発明の実施例２に係るレーダ装置で行われる計測処理における誤差電圧の算出を説明するための図である。 本発明の実施例３に係るレーダ装置で行われる計測処理における誤差電圧の算出を説明するための図である。 本発明の実施例３に係るレーダ装置で行われる計測処理における誤差電圧の算出を説明するための図である。 本発明の実施例４に係るレーダ装置で行われる計測処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例４に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するたメールの図である。 本発明の実施例５に係るレーダ装置の構成を示す系統図である。 本発明の実施例５に係るレーダ装置で行われる計測処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例５に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例５に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例５に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例５に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例５に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例６および実施例７に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例６および実施例７に係るレーダ装置で行われる計測処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例８に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例８に係るレーダ装置で行われる計測処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例９に係るレーダ装置で行われる計測処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例９に係るレーダ装置で行われる計測処理を説明するための図である。 本発明の実施例１０に係るレーダ装置の構成を示す系統図である。 本発明の実施例１０に係るレーダ装置で使用されるスイープ信号を説明するための図である。 本発明の実施例１０に係るレーダ装置で使用されるスイープ信号を説明するための図である。 本発明の実施例１１に係るレーダ装置の構成を示す系統図である。 本発明の実施例１１に係るレーダ装置で使用されるスイープ信号を説明するための図である。 本発明の実施例１１に係るレーダ装置で行われる処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例１２に係るレーダ装置で行われる処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例１２に係るレーダ装置で行われる処理を説明するための図である。 本発明の実施例１３に係るレーダ装置で行われる処理を説明するための図である。 本発明の実施例１３に係るレーダ装置で行われる処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例１４に係るレーダ装置で行われる処理を説明するための図である。 本発明の実施例１４に係るレーダ装置で行われる処理を示すフローチャートである。 本発明の実施例１４に係るレーダ装置で行われるハフ変換を説明するための図である。 本発明の実施例１４に係るレーダ装置で行われるハフ変換を説明するための図である。 本発明の実施例１４に係るレーダ装置で行われるハフ変換を説明するための図である。 本発明の実施例１４に係るレーダ装置で行われるハフ変換を説明するための図である。 本発明の実施例１５に係るレーダ装置で行われる処理を説明するための図である。 本発明の実施例１５に係るレーダ装置で行われる処理を示すフローチャートである。 従来のレーダ装置の構成を示す系統図である。 従来のレーダ装置の動作を示すフローチャートである。 従来のレーダ装置の送受信信号を示す図である。 従来のレーダ装置の送受信信号を示す図である。 従来のレーダ装置の処理を説明するための図である。 従来のレーダ装置の問題点を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。本発明に係るレーダ装置は、実装の容易な連続性のあるＦＭＣＷ信号を用いて同一周波数バンクまたは近接バンク間のみでペアリングするという簡易な方式を採用している。

本発明の実施例１に係るレーダ装置は、ビート周波数により速度を算出した後、距離を算出するＭＲＡＶ（Measurement Range after measurement Velocity）方式を採用している。図１は、本発明の実施例１に係るレーダ装置の構成を示す系統図である。このレーダ装置は、アンテナ１０、送受信器２０および信号処理器３０を備えている。

アンテナ１０は、アンテナ送信素子１１と複数のアンテナ受信素子１２とから構成されている。アンテナ送信素子１１は、送受信器２０から電気信号として送られてくる送信信号を電波に変換して外部に送出する。複数のアンテナ受信素子１２は、外部からの電波を受信して電気信号に変換し、受信信号として送受信器２０に送る。

送受信器２０は、送信器２１と複数のミキサ２２を備えており、複数のミキサ２２は、複数のアンテナ受信素子１２にそれぞれ対応して設けられている。送信器２１は、信号処理器３０から送られてくる送信制御信号に応じて送信信号を生成し、アンテナ送信素子１１および複数のミキサ２２に送る。複数のミキサ２２は、複数のアンテナ受信素子１２からそれぞれ受け取った受信信号を、送信器２１からの信号に応じて周波数変換し、信号処理器３０に送る。

信号処理器３０は、ＡＤ変換器３１、ＦＦＴ部３２、ＤＢＦ部３４、ＭＲＡＶ処理部３５、測角部３６および送受信制御部３７を備えている。

ＡＤ変換器３１は、送受信器２０から送られてくるアナログ信号を、送受信制御部３７から送られてくるタイミング信号に応じてデジタル信号に変換し、素子信号としてＦＦＴ部３２に送る。

ＦＦＴ部３２は、ＡＤ変換器３１から送られてくる素子信号を高速フーリエ変換により周波数軸上の信号に変換し、ＤＢＦ部３４に送る。

ＤＢＦ部３４は、ＦＦＴ部３３から送られてくる周波数軸上の信号を用いて、ΣビームとΔビームを形成する。ＤＢＦ部３４で形成されたΣビームはＭＲＡＶ処理部３５に送られ、Δビームは測角部３６に送られる。

ＭＲＡＶ処理部３５は、ＤＢＦ部３４からのΣビームに基づき測距および測速を行う。このＭＲＡＶ処理部３５における測距および測速により得られた距離および速度は、外部に出力される。

測角部３６は、ＤＢＦ部３４から送られてくるΔビームに基づき測角を行う。この測角部３５における測角により得られた角度は、外部に出力される。

送受信制御部３７は、送信を開始させるための送信制御信号を生成して送受信器２０の送信器２１に送るとともに、送受信器２０からの信号を取り込むタイミングを規定するタイミング信号を生成してＡＤ変換器３１に送る。

次に、上記のように構成される本発明の実施例１に係るレーダ装置の動作を、測距・速測および測角を行う計測処理を中心に、図２に示すフローチャートを参照しながら説明する。

計測処理では、サイクルが開始されると、まず、図３に示すような、周波数が連続的に変化する、つまりＦＭ変調されたスイープ信号であるスイープ１がアンテナ送信素子１１から送信され、送信された信号がアンテナ受信素子１２で受信される。受信された信号は、送受信器２０で周波数変換されて信号処理器３０のＡＤ変換器３１に送られる。ＡＤ変換器３１は、送受信器２０から送られてくるアナログ信号をデジタル信号に変換する。これにより、図５（ａ）に示すような、アンテナ受信素子１２の素子番号Ｅ１〜ＥＭが付された素子について、時間軸Ｔ１〜ＴＮの各々に対応するＮサンプル分の信号が得られる。このＡＤ変換器３１で得られた信号は、素子信号としてＦＦＴ部３２に送られる。

この状態で、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が行われる（ステップＳ１１）。すなわち、ＦＦＴ部３２は、ＡＤ変換器３１から送られてくる素子信号を高速フーリエ変換する。これにより、図５（ｂ）に示すように、アンテナ受信素子１２の素子番号Ｅ１〜ＥＭが付された素子について、周波数軸Ｆ１〜ＦＮの各々に対応するＮサンプル分の周波数軸上のビート周波数信号が得られる。このＦＦＴ部３２で得られたビート周波数信号は、ＤＢＦ部３４に送られる。

次いで、ＤＢＦ処理が行われる（ステップＳ１２）。すなわち、ＤＢＦ部３４は、ＦＦＴ部３３から送られてくる周波数軸上の信号を用いて、角度方向にΣビームおよびΔビームを形成する。これにより、図５（ｃ）に示すように、特定のビーム番号（例えばＢ２）にピークを有するビームが形成される。ＤＢＦ部３４で形成されたΣビームはＭＲＡＶ処理部３５に送られ、Δビームは測角部３６に送られる。

次いで、スイープ終了であるかどうかが調べられる（ステップＳ１３）。すなわち、スイープ１およびスイープ２の両方に対する処理が終了したかどうかが調べられる。ステップＳ１３において、スイープ終了でないことが判断されると、ステップＳ１１に戻り、次のＦＭ変調されたスイープ信号であるスイープ２について、上述した処理が繰り返される。

一方、ステップＳ１３において、スイープ終了であることが判断されると、スイープ１およびスイープ２のスレッショルド検出が行われる（ステップＳ１４）。すなわち、ＤＢＦ部３４は、スイープ１およびスイープ２によって得られたΣビームのスレッショルドレベルを検出する。次いで、ステップＳ１４で検出された目標が保存される（ステップＳ１５）。すなわち、ＤＢＦ部３４は、ステップＳ１４で検出されたスレッショルドレベルから目標を検出して保存する。

次いで、ビート周波数の抽出が行われる（ステップＳ１６）。すなわち、ＭＲＡＶ処理部３５は、図４に示すように、スイープ１およびスイープ２のＦＦＴおよびＤＢＦの結果から、ピーク信号をもつ周波数ｆｐとバンク信号を抽出する。

次いで、速度Ｖが算出される（ステップＳ１７）。すなわち、ＭＲＡＶ処理部３５は、スイープ１およびスイープ２のビート周波数ｆｐを用いて、相対距離Ｒ１とＲ２を算出し、速度Ｖ＝（Ｒ２−Ｒ１）/Ｔ１２を算出する。

次いで、距離Ｒが算出される（ステップＳ１８）。

ここで、

Ｒ ；距離
Ｔ ；スイープ時間
Ｂ ；周波数帯域
ｆｐ ；ビート周波数
ｃ ；光速
ビート周波数ｆｐと速度Ｖにより、連立方程式により、距離Ｒと速度Ｖを算出する。

ｖ ：速度
Ｒ１、Ｒ２ ：スイープ１、２の距離
Ｔ１２ ：スイープ１、２の時間間隔
ｆｐ ：ビート周波数
λ ：波長
Ｂ ：帯域
Ｔ ：スイープ時間
次いで、角度Θが算出される（ステップＳ１９）。すなわち、測角部３６は、ＤＢＦ部３４から送られてくるΔビームに基づき測角を行い、この測角により得られた角度を外部に出力する。

次いで、目標情報が保存される（ステップＳ２０）。すなわち、上記ステップＳ１７で算出された目標の速度Ｖ、距離Ｒおよび角度Θが保存される。次いで、目標が終了したかどうかが調べられる（ステップＳ２１）。すなわち、全ての目標に対する処理が終了したかどうかが調べられる。ステップＳ２１において、目標が終了していないことが判断されると、目標番号が次の番号に変更され、ステップＳ１６に戻って上述した処理が繰り返し実行される。一方、ステップＳ２１において、目標が終了したことが判断されると、計測処理は終了する。

以上説明したように、本発明の実施例１に係るレーダ装置によれば、アップチャープまたはダウンチャープの系列の信号を送受信するために、ビート周波数が同一であり、複数目標の場合のペアリングをする必要がなく、また、短いサイクルタイムによるレーダ観測を実現できる。

なお、上述した実施例１に係るレーダ装置では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）した後に、デジタルビーム形成（ＤＢＦ）してビート周波数を求めるように構成したが、図６に示すように、デジタルビーム形成（ＤＢＦ）した後に、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）してビート周波数を求めるように構成することもできる。

本発明の実施例２に係るレーダ装置は、上述した実施例１に係るＭＲＡＶ方式に位相モノパルスを組み合わせた方式を採用している。実施例２に係るレーダ装置の構成は、図１に示した実施例１に係るレーダ装置の構成と同じである。

図７は、本発明の実施例２に係るレーダ装置の動作を、測距・速測および測角を行う計測処理を中心に示すフローチャートである。なお、図２のフローチャートに示した実施例１に係る計測処理と同じまたは相当する処理を行うステップには、図２で使用した符号と同一の符号を付してある。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

実施例２に係るレーダ装置は、特に、ＰＲＦが同じでサンプルポイント数が少ない場合には、周波数バンクの間隔が大きくなって周波数精度が劣化するため、この対策として図８〜図１０に示すように、角度軸で用いる位相モノパルスを周波数軸に用いてバンク内の周波数を高精度に観測する。なお、位相モノパルス（位相比較モノパルスと呼ばれる場合もある）については、『吉田孝監修、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275(1996)』に説明されている。

モノパルス測距・測速では、図１０に示すように、抽出された目標の周波数のΣ（ｆ）とΔ（ｆ）を用いて、次式の誤差電圧εｐが算出される。位相モノパルス処理は、ＦＦＴ部３２で行われる。

ここで、
Σ ；加算（受信データ１〜Ｎに重みづけ１を乗算後、ＦＦＴ）
Δ ；減算（受信データの１〜Ｎ／２に−１を、Ｎ／２＋１〜Ｎに重みづけ１を乗算後、ＦＦＴ）
＊ ；複素共役
Ｒｅ ；実数部
次いで、あらかじめ保存されているΣとΔの周波数特性を用いて算出された誤差電圧εｐの基準値ε０をテーブル化（ε０と周波数ｆの対応）しておき、その基準テーブルを用いて、上記の観測値εから、ビート周波数ｆｐが抽出される（ステップＳ１６）。そして、この抽出されたビート周波数ｆｐを用いて、速度および距離が算出される（ステップＳ１７、Ｓ１８）。

なお、重みづけについては、−１または１以外に、サイドローブを低減するために、テーラー分布によるテーラーウェイト等のウェイトを乗算してもよい。なお、テーラー分布については、例えば、『吉田孝監修、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275(1996)』に説明されている。

以上説明したように、本発明の実施例２に係るレーダ装置によれば、各スイープ信号のビート周波数を位相モノパルス誤差電圧より、高精度に算出するため、低速目標から高速目標まで速度と距離を高精度に算出できる。

本発明の実施例３に係るレーダ装置は、実施例２に係るレーダ装置の位相モノパルスの代わりに、振幅比較モノパルスが用いられている。実施例３に係るレーダ装置の構成は、図１に示した実施例２に係るレーダ装置の構成と同じである。以下、実施例２と相違する部分を中心に説明する。なお、振幅比較モノパルス（振幅モノパルスともいう）については、『吉田孝監修、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.274-275(1996)』に説明されている。

モノパルス測距・測速では、抽出した目標の周波数の前後のバンクのΣ（ｆ）とΣ（ｆ−１）およびΣ（ｆ＋１）を用いて、ａｂｓ（Σ（ｆ−１））とａｂｓ（Σ（ｆ＋１））とを比較して、大きい方をａｂｓ（Σｕ）とする。

そして、次式の誤差電圧εａが算出される（図１１および１２参照）。振幅モノパルス処理は、ＦＦＴ部３２で行われる。

ここで、
Σ ；加算（受信データ１〜Ｎに重みづけ１を乗算後ＦＦＴ）
Σｕ ；（ｆ−１）とΣ（ｆ＋１）の絶対値の大きい方
そして、あらかじめ保存してあるａｂｓ（Σ）とａｂｓ（Σｕ）の周波数特性を用いて算出された誤差電圧εｐの基準値ε０をテーブル化（ε０と周波数ｆの対応）しておき、その基準テーブルを用いて、上記の観測値εから、ビート周波数値ｆｐが抽出される。この抽出されたビート周波数ｆｐを用いて、速度と距離が算出される。

以上説明したように、本発明の実施例３に係るレーダ装置によれば、各スイープ信号のビート周波数を振幅モノパルス誤差電圧より、高精度に算出するため、低速目標から高速目標まで速度と距離を高精度に算出できる。

なお、重みづけについては、上述した実施例２に係るレーダ装置と同様に、−１または１以外に、サイドローブを低減するためにテーラーウェイト等のウェイトを乗算してもよい。

本発明の実施例４に係るレーダ装置は、ＭＵＳＩＣ方式を採用している。なお、ＭＵＳＩＣ方式については、『HARRY B.LEE, "Resolution Threshold of Beamspace MUSIC For Two Closely Spaced Emitters", IEEE Trans. ASSP, Vol.38, No.9, Sept. (1990) 』に説明されている。

実施例４に係るレーダ装置の構成は、図１に示した実施例１に係るレーダ装置の構成と同じである。図１３は、本発明の実施例４に係るレーダ装置の動作を、測距・速測および測角を行う計測処理を中心に示すフローチャートである。なお、図１３に示すフローチャートにおいて、図２のフローチャートに示した実施例１に係る計測処理と同じまたは相当する処理を行うステップには、図２で使用した符号と同一の符号を付してある。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

実施例４に係るレーダ装置では、図１４に示すように、ＦＦＴ部３２でスイープ信号を高速フーリエ変換する際に、Σ信号の極大値のバンクを中心に±Ｍのバンク信号を抽出して、ビームスペース型ＭＵＳＩＣを適用して、高精度にビート周波数を算出する。そして、２回のビート周波数差（距離差）と時間差から、速度を算出し、さらにビート周波数と速度から、絶対距離を算出することにより、Ｎｔ個の目標の距離と速度を算出する。

なお、上述したＭＵＳＩＣ方式を説明した文献では、ビームを角度軸で記述しているが、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のような周波数軸に拡長できる。

手順は次の通りである。すなわち、図１４（ａ）に示すように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の結果より、振幅が所定のスレショルドを超える目標バンクが抽出される。そして、抽出された目標バンクを中心に、±Ｍバンク（２Ｍ＋１個）の複素信号Ｘｍより、相関行列Ｒｂｂが算出される。

ここで、
Ｒｂｂ ：相関行列
Ｘ ：Ｘ−Ｍ〜Ｘ０〜ＸＭ（２Ｍ＋１個）を要素に持つ列ベクトル
Ｈ ：複素共役転置
次いで、Ｒｂｂの固有ベクトルＥｂが算出される。そして、固有ベクトルのうち、ノイズに対する固有ベクトルＥＮが抽出され、ＥＮと周波数を探索するためのステアリングベクトルｗを用いて、次式により、ＭＵＳＩＣスペクトルが算出され、図１４（ｂ）に示すように、スペクトルが極値を持つ周波数ｆｐが読み取られる。

Ｓmusic ：ＭＵＳＩＣスペクトル
ｗ ：周波数軸のステアリングベクトル

ここで、
ｗｓ ；時間軸上の要素ｗｓ（ｎ）をもつステアリング列ベクトル
ｆｓ ：探索周波数
ＰＲＦ ：繰り返し周波数
ｎ ：１〜Ｎ（Ｎはサンプル数）
ＦＦＴ［］：フーリエ変換
ＥＮ ：相関行列Ｒｂｂの固有ベクトル
Ｈ ：共役転置
次いで、算出されたビート周波数ｆｐを用いて、速度および距離が算出される（ステップＳ１７、Ｓ１８）。

以上説明したように、本発明の実施例４に係るレーダ装置によれば、各スイープ信号のビート周波数をＦＦＴおよびＭＵＳＩＣ処理より、高精度に算出するため、低速目標から高速目標まで速度と距離を高精度に算出できる。

図１５は、本発明の実施例５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。このレーダ装置は、図１に示したレーダ装置の信号処理器３０の中のＤＢＦ部３４とＭＲＡＶ処理部３５との間に、第２ＦＦＴ部３９が追加されて構成されている。第２ＦＦＴ部３９は、ＤＢＦ部３４から出力される信号を高速フーリエ変換する。

実施例５に係るレーダ装置では、図１７〜図１９に示すように、周波数帯域の制約の中で、よりＳＮ比を高め、周波数分解能を向上させるために、複数スイープ間で積分する方法が採用されている。ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＮ回（＃１〜＃Ｎ）送信し、各々のスイープの高速フーリエ変換の結果よりＮｔ点の極大値を抽出し、図２０に示すように、＃１〜＃Ｎ１（Ｍスイープ）と＃Ｎ２〜＃Ｎ（Ｍスイープ）のスイープのＦＦＴ信号の中で極大値のバンクを抽出した２回のＭスイープ毎の高速フーリエ変換の結果のうち極大値となるバンクの信号のビート周波数を算出し、２回のビート周波数差（距離差）と時間差から、速度を算出し、更にビート周波数と速度から、絶対距離を算出することにより、Ｎｔ個の目標の距離と速度を算出する。

図２１は、２回のＭスイープのうち、各ＦＦＴの様子を示している。第１のＮサンプルのＦＦＴ後、第２のＭサンプルのＦＦＴが実施される。この際、第１ＦＦＴにおいて、Ｎサンプルの和の他に、Δ（１〜Ｎ／２とＮ／２＋１〜Ｎの差）が算出され、第２ＦＦＴにおいて、第１ＦＦＴの結果のΣとΔのＭサンプルの和の演算により、２段のＦＦＴによるΣとΔ信号を得て、位相モノパルス演算を実施して、精度の高い周波数ｆｐを算出してもよい。

図１６は、本発明の実施例５に係るレーダ装置の動作を、測距・速測および測角を行う計測処理を中心に示すフローチャートである。なお、図１６のフローチャートにおいて、図２のフローチャートに示した実施例１に係る計測処理と同じまたは相当する処理を行うステップには、図２で使用した符号と同一の符号を付してある。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明する。

まず、Ｎスイープが送受信されてスイープ毎にＦＦＴ部３２により第１ＦＦＴが実行される（ステップＳ１１〜Ｓ１３）。次いで、所定のスレショルドを超える目標バンクが抽出される（ステップＳ５１）。次いで、各スイープの目標バンクが第２ＦＦＴ部３９により第２ＦＦＴされる（ステップＳ５２）。その後、ピークの周波数ｆｐが読み取られる。そして、算出された周波数ｆｐを用いて、速度の算出（ステップＳ１７）と距離の算出（ステップＳ１８）が行われる。

位相モノパルスの場合は、次の通りである。まず、Ｎスイープが送受信されてスイープ毎にＦＦＴ部３２により第１ＦＦＴが実行される（ステップＳ１１〜Ｓ１３）。次いで、Σ信号とΔ信号が算出され、Σ信号の絶対値が所定のスレショルドを超える目標バンクが抽出される（ステップＳ５１）。次いで、各スイープの目標バンクのΣ信号とΔ信号がＦＦＴ部３９により第２ＦＦＴされる（ステップＳ５２）。そして、Σ信号とΔ信号を用いて、周波数ｆｐが算出され、算出された周波数ｆｐを用いて距離と速度が算出される。

以上説明したように、本発明の実施例５に係るレーダ装置によれば、各スイープ信号の抽出バンク信号を、更にスイープ間で第２ＦＦＴすることにより、第１ＦＦＴのみによるバンクより、更に高分解能に目標の位置および速度を抽出することができる。

本発明の実施例６に係るレーダ装置は、実施例５に係るレーダ装置において、２回のＭスイープ信号から各々の極大値を算出する際に、図２２に示すように、Ｍスイープの信号において、ΣとΔを算出して、モノパルス誤差電圧から高精度にビート周波数を算出する。

図２３は、本発明の実施例６に係るレーダ装置の動作を、測距・速測および測角を行う計測処理を中心に示すフローチャートである。なお、図２３のフローチャートにおいて、図１６のフローチャートに示した実施例５に係る計測処理と同じまたは相当する処理を行うステップには、図１６で使用した符号と同一の符号を付してある。以下では、実施例５と異なる部分を中心に説明する。

まず、Ｎスイープが送受信されてスイープ毎にＦＦＴが実行される（ステップＳ１１〜Ｓ１３）。次いで、振幅が所定のスレショルドを超える目標バンクが抽出される（ステップＳ５１）。次いで、ステップＳ５１で抽出された目標バンクＥ１〜ＥＭを用いて、第２ＦＦＴ部３９によりΣおよびΔが算出される。そして、抽出された目標の周波数のΣ（ｆ）とΔ（ｆ）を用いて、次式の誤差電圧εｐが算出される。

Σ ；加算（Ｅ１〜ＥＭに重みづけ１を乗算後ＦＦＴ）
Δ ；減算（Ｅ１〜ＥＭ／２に−１を、ＥＭ／２＋１〜ＥＭに重みづけ１を乗算後、ＦＦＴ）
＊ ； 複素共役
Ｒｅ ； 実数部
次いで、あらかじめ保存されているΣとΔの周波数特性を用いて算出された誤差電圧εｐの基準値ε０をテーブル化（ε０と周波数ｆの対応）しておき、その基準テーブルを用いて、上記の観測値εから、周波数値ｆｐが抽出される（ステップＳ１６）。そして、この抽出されたビート周波数ｆｐを用いて、速度の算出（ステップＳ１７）と距離の算出（ステップＳ１８）が行われる。

以上説明したように、本発明の実施例６に係るレーダ装置によれば、第２ＦＦＴ部３９により第２のＦＦＴを行う際に、位相モノパルスにより周波数を算出することにより、高精度にビート周波数を抽出でき、目標の位置および速度を高精度に抽出できる。

なお、重みづけについては、上述した実施例２に係るレーダ装置と同様に、−１または１以外に、サイドローブを低減するために、テーラーウェイト等のウェイトを乗算してもよい。

本発明の実施例７に係るレーダ装置は、実施例６に係るレーダ装置おいて、Ｍスイープ信号から各々の極大値を算出する際に、図２２に示すように、ＭスイープのΣとΣｕを算出して、モノパルス誤差電圧から高精度にビート周波数を算出する。

まず、Ｎスイープが送受信されてスイープ毎に第１ＦＦＴが実行される（ステップＳ１１〜Ｓ１３）。次いで、振幅が所定のスレショルドを超える目標バンクが抽出される（ステップＳ５１）。次いで、抽出された目標の周波数の前後のバンクのΣ（ｆ）とΣ（ｆ−１）およびΣ（ｆ＋１）を用いて、ａｂｓ（Σ（ｆ−１））、ａｂｓ（Σ（ｆ＋１））を比較して、大きい方をａｂｓ（Σｕ）とする。

そして、次式の誤差電圧εａが算出される。このモノパルス誤差電圧処理は、第２ＦＦＴ部３９により行われる（ステップＳ６１）。

ここで、
Σ ；加算（受信データ１〜Ｎに重みづけ１を乗算後ＦＦＴ）
Σｕ ；Σ（ｆ−１）とΣ（ｆ＋１）の絶対値の大きい方
そして、あらかじめ保存してあるａｂｓ（Σ）とａｂｓ（Σｕ）の周波数特性を用いて算出された誤差電圧εｐの基準値ε０をテーブル化（ε０と周波数ｆの対応）しておき、その基準テーブルを用いて、上記の観測値εから、ビート周波数値ｆｐが抽出される。算出されたビート周波数ｆｐを用いて、距離と速度が算出される。

以上説明したように、本発明の実施例７に係るレーダ装置によれば、第２ＦＦＴ部３９により第２のＦＦＴを行う際に、振幅モノパルスにより周波数を算出することにより、高精度にビート周波数を抽出でき、目標の位置および速度を高精度に抽出できる。

なお、重みづけについては、上述した実施例２に係るレーダ装置と同様に、−１または１以外に、サイドローブを低減するために、テーラーウェイト等のウェイトを乗算してもよい。

本発明の実施例８に係るレーダ装置は、図２４に示すように、２回のＭスイープ信号から各々の極大値を算出する際に、ＭスイープのＦＦＴおよびＭＵＳＩＣ処理により、ビート周波数を算出するようにしたものである。

図２５は、本発明の実施例８に係るレーダ装置の動作を、測距・速測および測角を行う計測処理を中心に示すフローチャートである。なお、図２５のフローチャートにおいて、図１６のフローチャートに示した実施例５に係る計測処理と同じまたは相当する処理を行うステップには、図１６で使用した符号と同一の符号を付してある。以下では、実施例５と異なる部分を中心に説明する。

まず、ステップＳ１１〜Ｓ１３におけるＦＦＴの結果より、振幅が所定のスレショルドを超える目標バンクが抽出される（ステップＳ５１）。次いで、目標バンクのＭスイープ分の複素信号Ｘｍより、相関行列Ｒｂｂが算出される。

ここで、
Ｒｂｂ ：相関行列
Ｘ ：Ｘ１〜ＸＭ（Ｍ個）を要素に持つ列ベクトル
Ｈ ：複素共役転置
次いで、Ｒｂｂの固有ベクトルＥｂが算出される。そして、固有ベクトルのうち、ノイズに対する固有ベクトルＥＮが抽出され、このＥＮと周波数を探索するためのステアリングベクトルｗを用いて、次式により、ＭＵＳＩＣスペクトルが算出され、スペクトルが極値を持つビート周波数ｆｐが読み取られる。このＭＵＳＩＣ処理は、第２ＦＦＴ部３９により行われる（ステップＳ７１）。

Ｓmusic ：ＭＵＳＩＣスペクトル
ｗ ：周波数軸のステアリングベクトル

ここで、
ｗｓ ；時間軸上の要素ｗｓ（ｎ）をもつステアリング列ベクトル
ｆｓ ：探索周波数
Ｆｓ ：１／スイープ時間間隔
ｎ ：１〜Ｎ（Ｎはサンプル数）
ＦＦＴ［］：フーリエ変換
ＥＮ ：相関行列Ｒｂｂの固有ベクトル
Ｈ ：共役転置
次いで、算出されたビート周波数ｆｐを用いて、速度の算出（ステップＳ１７）と距離の算出（ステップＳ１８）が行われる。

以上説明したように、本発明の実施例８に係るレーダ装置によれば、第２ＦＦＴ部３９により第２のＦＦＴを行う際に、ＦＦＴおよびＭＵＳＩＣ処理により周波数を算出することにより、高精度にビート周波数を抽出でき、目標の位置、速度を高精度に抽出できる。

本発明の実施例９に係るレーダ装置は、スイープ信号が実数信号である（複素信号でない）場合に、サンプルした信号を複素フーリエ変換して、ビート周波数のうち正（または負）の信号を抽出して、複素信号を得る方式の場合には、実際に目標が距離および速度によっては負（または正）のビート周波数であっても正（または負）と観測されるために、距離、速度を誤る場合がある。この場合には、次の原理により、ビート周波数が負（正）であることを判定することができる。

ＭＲＡＶ方式により、遠ざかる速度はｖ’＝−ｖ（Ｒ２＜Ｒ１）＜０で観測される（図２７参照）。ビート周波数が実際には負の場合、観測される周波数は、
ｆｐ’＝−２ｖ／λ＋２Ｒ・Ｂ／ｃＴ＞０
したがって、
ｆｐ’＋２ｖ’／λ＝２Ｒ・Ｂ／ｃＴ
（６）式の第３式より、Ｒ’＝正・（fp’+2v’/λ）＝正×２Ｒ・Ｂ／ｃＴ＜０
したがって、上式の距離Ｒ’は負となり、Ｒ’が負の場合は、遠ざかる速度と判定できる。負と判定できれば、ｖ’、ｆｐ’およびＲ’の符号を反転し、ｖ、Ｒの正常な値を算出する。

図２６は、本発明の実施例９に係るレーダ装置の動作を、測距・速測および測角を行う計測処理を中心に示すフローチャートである。なお、図２６のフローチャートにおいて、図２のフローチャートに示した実施例１に係る計測処理と同じまたは相当する処理を行うステップには、図２で使用した符号と同一の符号を付してある。以下では、実施例５と異なる部分を中心に説明する。

ＭＲＡＶ方式による負速度観測方式は次の手順で行われる。２回のスイープの距離差が観測された後、位置変化と時間より、目標の速度Ｖが算出される（ステップＳ１７）。次いで、ステップＳ１７で算出された目標の速度Ｖを用いて、ビート周波数より距離Ｒが算出される（ステップＳ１８）。次いで、角度Θが算出される（ステップＳ１９）。次いで、距離Ｒが負であるかどうかが調べられる（ステップＳ６１）。ステップＳ６１において、距離Ｒが負であることが判断されると、符号反転部（図示せず）により距離Ｒ、速度Ｖおよび角度Θの符号が反転される（ステップＳ６２）。一方、ステップＳ６１において、距離Ｒが負でないことが判断されると、ステップＳ６２の処理はスキップされる。

以上説明したように、本発明の実施例９に係るレーダ装置によれば、実数のサンプリング周波数を複素フーリエ変換して正（または負）のビート周波数のみを観測する場合に、真の目標信号が負（または正）のビート周波数を持つ場合であっても、算出した距離の符号により、正しい符号を判定して、距離、速度、角度の正しい符号に変換できる。

本発明の実施例１０に係るレーダ装置は、観測目標が近距離から遠距離までの広範囲に存在し、速度範囲も広い場合に、実施例１または実施例２で採用した方式を適用したものである。

図２８は、本発明の実施例１０に係るレーダ装置の構成を示す系統図である。このレーダ装置は、実施例１に係るレーダ装置にスイープ制御部３８が追加されて構成されている。スイープ制御部３８は、送受信制御部３７およびＭＲＡＶ処理部３５に、近距離はスイープ信号の勾配を大きくし、遠距離はスイープ信号の勾配を小さくした信号を送信するための制御信号を送って、これらを制御する。

目標が近距離の場合には、ＦＦＴ後のビート周波数軸上で直流付近になり、送信信号の受信側への回り込みによるノイズの影響を受けやすくなる。一方、遠距離目標の場合には、直流成分から離隔周波数が大きくなり、ノイズの影響を受けにくい。このことから、送受信信号を、図２９および図３０に示すように、近距離と遠距離用に分けて、近距離は周波数勾配を大きくし、遠距離は周波数勾配を小さくする。

帯域ＢとＰＲＦが同じとすると、近距離はポイント数が少なくなるが、信号の積分効果よりもノイズを低減できる効果が大きく、所要のＳＮ比を確保でき、遠距離であっても、ポイント数が多いため信号の積分効果が高く所要のＳＮ比を確保できる。

以上説明したように、本発明の実施例１０に係るレーダ装置によれば、近距離から遠距離まで、ビート周波数軸上で直流成分から離隔した雑音成分の少ない周波数で、距離に応じて積分数の多い信号を送受信でき、高いＳＮ比におけるレーダ観測を実現できる。

本発明の実施例１０に係るレーダ装置は、スイープ間の時間は、目標速度が早い場合には短く、遅い場合には長くする方が速度精度を向上させることができるため、目標速度が未知の場合に、速度精度を高めたい危険度の高い目標を弁別して、その目標を重視した最適なスイープを選定する必要がある。図３２は、近距離用と遠距離用の場合の複数の送受信スイープ信号の例を示す。

図３１は、本発明の実施例１１に係るレーダ装置の構成を示す系統図である。このレーダ装置は、実施例１０に係るレーダ装置の測角部３６からスイープ制御部３８に対して角度信号が送られるように構成されている。

危険度の指標としては、距離が近くて向ってくる相対速度が大きい目標に対して、高い重みづけをすればよく、次式で表すことができる。

Ｃｒ＝ｋ×Ｖ／Ｒ…（１４）
ここで、
Ｃｒ ；危険度
ｋ ；定数
Ｖ ；相対速度
Ｒ ；相対距離
図３３は、この危険度を用いて、最適なスイープ間隔（スイープ番号）を選定する手順を示すフローチャートである。まず、目標毎に、Ｃｒ＝ｋ（定数）×Ｖ／Ｒが算出される（ステップＳ７１。Ｓ７２）。次いで、算出されたＣｒのうち、正の場合は最大値、負の場合は最小値が抽出される（ステップＳ７４、Ｓ７６）。その後、抽出されたＣｒに対応する目標の観測精度を最大にするようにスイープが選定される（ステップＳ７５、Ｓ７６）。

観測精度を最大にするには、目標速度をＶ、周波数バンク幅をΔｆとすると、次式によりスイープＴｓ（またはＴｓに近いスイープ番号）を選定すればよい。

Ｃｒの絶対値のみで判定すると、正速度（近づく速度）と負速度（遠ざかる速度）が混在して、負速度の絶対値が大きい場合には、リスクの高い正速度を優先することができないため、上述した手順で処理が行われる。

以上説明したように、本発明の実施例１１に係るレーダ装置によれば、スイープ間の時間は、目標速度が早い場合には短く、遅い場合には長くする方が速度精度を向上させることができるため、目標速度が未知の場合に、速度精度を高めたい目標を、危険度を用いて判定することにより、目標に応じた最適なスイープを選定することができる。

目標が複数の場合には、危険度を判定するよりも、異なるスイープをサイクル毎に周期的に変化させることにより、いずれの目標についても速度および距離精度を高めることができる。本発明の実施例１２に係るレーダ装置は、異なるスイープをサイクル毎に周期的に変化させたものである。

図３４は、実施例１２に係るレーダ装置の処理を示すフローチャートである。この処理は、スイープ制御部３８により行われる。

まず、スイープセットが選定される（ステップＳ８１）。次いで、初期スイープが設定される（ステップＳ８２）。次いで、スイープが設定される（ステップＳ８３）。次いで、サイクルが終了したかどうかが調べられる（ステップＳ８４）。ステップＳ８４において、サイクルが終了していないことが判断されると、スイープが変更される（ステップＳ８５）。その後、ステップＳ８３に戻って上述した処理が繰り返される。一方、ステップＳ８４において、サイクルが終了したことが判断されると、処理は終了し、次のサイクルの処理に移る。

また、図３５は、周期の一例を示す図である。この例では、Ｍサイクルを１単位として、スイープ番号が、Ｓ３−Ｓ２−Ｓ３−Ｓ２−Ｓ３−Ｓ２−Ｓ３−Ｓ４の８サイクルを繰り返して選定される。

以上説明したように、本発明の実施例１２に係るレーダ装置によれば、異なるスイープをサイクル毎に周期的に変化させることにより、いずれの目標についても速度および距離精度を高めることができる。

上述したＭＲＡＶ方式は、２回のスイープによる相対距離差（ビート周波数）の精度に依存するために、ＳＮ比が小さい場合には速度および距離が劣化する場合がある。これを改善するために、本発明の実施例１３に係るレーダ装置は、図３６に示すように、Ｍ回の複数スイープ信号を用いて、平滑化の効果を得たものである。実施例１３に係るレーダ装置の構成は、図２８に示した実施例１０に係るレーダ装置の構成と同じである。

図３７は、実施例１３に係るレーダ装置の処理を示すフローチャートである。この処理では、Ｍスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス（振幅モノパルス、ＭＵＳＩＣ）によりビート周波数ｆｐが算出され（ステップＳ９１〜Ｓ９４）、（５）式により、相対距離に換算した結果をＲ（ｍ、ｎ）（スイープ番号ｍ、目標番号ｎ）とする。

Ｓ（ｍ、ｎ）スイープ間で平滑フィルタにより平滑化し（ステップＳ９５）、この結果により、速度が算出された後、相対距離が算出される（ステップＳ１７〜Ｓ１８）。ステップＳ９１〜Ｓ９４、ステップＳ９５、及びステップＳ１７〜Ｓ１８の処理は、ＭＲＡＶ処理部３５で行われる。

ここで、
Ｒｓ ；平滑距離
ｍ ；スイープ番号（ｍ＝１〜Ｍ）
ｎ ；目標番号
α ；定数
ｆｐとＶにより、連立方程式により、距離Ｒと速度Ｖが算出される。

ｖ ：速度
Ｔ１Ｍ ：スイープ１、Ｍの時間間隔
ｆｐ ：ビート周波数
λ ：波長
Ｂ ：帯域
Ｔ ：スイープ時間
なお、平滑化フィルタは、平滑化の効果を得ることができればよく、最小２乗フィルタ等、他のフィルタを用いることもできる。また、速度を算出する際に、１回目とＭ回目のスイープを用いているが、平滑効果を得ることができればよいので、他のスイープ間隔を用いることもできる。

以上説明したように、本発明の実施例１３に係るレーダ装置によれば、速度を算出するための相対距離差を複数スイープ（複数時間）で観測して、平滑化することにより、相対距離差に誤差がある場合であっても誤差の影響を軽減して、測速および測距の精度を向上させることができる。

上述したＭＲＡＶ方式は、２回のスイープによる相対距離差（ビート周波数）の精度に依存するために、ＳＮ比が小さい場合には速度および距離が劣化する場合がある。これを改善するために、本発明の実施例１４に係るレーダ装置は、図３８に示すように、Ｍ回の複数スイープ信号を用いて、ハフ変換を用いて積分効果を得るとともに、平滑化の効果を得たものである。実施例１４に係るレーダ装置の構成は、図２８に示した実施例１０に係るレーダ装置の構成と同じである。

図３９は、実施例１４に係るレーダ装置の処理を示すフローチャートである。この処理では、Ｍスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス（振幅モノパルス、ＭＵＳＩＣ）によりビート周波数ｆｐが算出され、Ｆ（スイープ番号ｍ、目標番号ｎ）とされる（ステップＳ９２〜Ｓ９４）。

そして、Ｆ（ｍ，ｎ）を用いて、ビート周波数−スイープ軸より、ハフ変換を実施し（ステップＳ１０１）、所定のスレショルドを超える極大値（ρｐ、θｐ）（ｐ＝１〜Ｐ）が抽出される（ステップＳ１０２）。そして、極大値毎に、次の関係式により直線が算出され、ビート周波数軸Ｘとの交点よりビート周波数ｆｐが算出される。

ここで、
Ｘ ：ビート周波数
Ｙ ：スイープ番号
次に、ビート周波数ｆｐが、（５）式を用いて相対距離に換算され、次式によりＶｐが算出される（ステップＳ１７）。

Ｖｐ＝（ＲＭ−Ｒ１）／（ＴＭ−Ｔ１）
ここで、
Ｒ１，ＲＭ ： 直線のＸ軸（ビート周波数軸）のスイープ１とスイープＭに対応する相対距離
Ｔ１、ＴＭ：スイープ１とスイープＭの開始点の時間
次いで、ｆｐとＶｐを用いて、次式により距離が算出される（ステップＳ１８）。ステップＳ９２〜Ｓ９４、ステップＳ１０１〜１０２、及びステップＳ１７〜Ｓ１８の処理は、ＭＲＡＶ処理部３５で行われる。

Ｖｐ ：速度
ｆｐ ：ビート周波数
λ ：波長
Ｂ ：帯域
Ｔ ：スイープ時間
なお、ハフ変換を実施する際に、ビート周波数軸−スイープ軸を用いたが、（５）式を用いてビート周波数を相対距離に換算した後に、相対距離−スイープ軸でハフ変換を用いてもよい。

ここで、一般的なハフ変換について説明する。ハフ変換は、画像の中から直線を抽出する手法である。Ｘ−Ｙ平面上の直線を極座標で表現すると、図４０および図４１に示すように、次式となる。

上式により、直線とρ、θは一意に対応する。次に、図４２に示すように、直線上の３点Ａ、ＢおよびＣを考える。各点を通り、角度θを順に変化させた場合の曲線をρ−θ軸で表現すると、図４３に示すようになる。３本の曲線は、ある点で交わるが、この点（ρ０、θ０）が、Ｘ−Ｙ軸における共通の直線を表している。以上の原理をもとに、ハフ変換の手順をまとめると次の通りである。

（１）ρ−θ軸上の数値を格納するマトリクスを確保する。

（２）Ｘ−Ｙ軸上の観測値を中心に、θをΔθ毎に変化させながら、ρ−θ軸上のρを算出し、対応するマトリクスの行、列に１を加える。これを全ての観測値に対して繰り返す。

（３）マトリクスの中で、極大点となる（ρq、θq）（ｑ＝１〜Ｑ）を抽出する。

以上の手順により、（ρq、θq）により、Ｑ本の直線を抽出できる。

以上説明したように、本発明の実施例１５に係るレーダ装置によれば、速度を算出するための相対距離差を複数スイープ（複数時間）で観測して、相対距離差−スイープ時間の軸上でハフ変換することにより、複数スイープ間の積分効果を得て信号検出性能を向上させるとともに、ハフ変換により抽出した直線の傾きを算出することにより、速度を算出後、距離を算出することにより、相対距離差に誤差がある場合であっても誤差の影響を軽減して、測速、測距の精度を向上させることができる。

上述したＭＲＡＶ方式は、２回のスイープによる相対距離差（ビート周波数）の精度に依存するために、ＳＮ比が小さい場合には速度および距離が劣化する場合がある。これを改善するために、本発明の実施例１５に係るレーダ装置は、図４４に示すように、Ｍ回の複数スイープ信号を用いて、振幅積分を用いて積分効果を得るとともに、平滑化の効果を得たものである。実施例１５に係るレーダ装置の構成は、図２８に示した実施例１０に係るレーダ装置の構成と同じである。

図４５は、実施例１５に係るレーダ装置の処理を示すフローチャートである。この処理では、Ｍスイープ信号から各々のスイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス（振幅モノパルス、ＭＵＳＩＣ）によりビート周波数ｆｐ（（５）式により、相対距離Ｒｐに相当）が算出され、Ｆ（スイープ番号ｍ、目標番号ｎ）とされる（ステップＳ９２〜Ｓ９４）。

そして、Ｆ（ｍ，ｎ）を用いて、ビート周波数−スイープ軸より、周波数バンク毎に振幅積分（ビデオ積分）が実施され（ステップＳ１１１）、所定のスレショルドを超える周波数バンクｆｂが抽出される（ステップＳ１１２）。

次いで、周波数バンクｆｂに対して、スレショルドを超えるスイープのＦ（ｍ、ｎ）により、次式で表現できるスイープ時刻ｍと相対距離Ｒｐとの最小２乗直線が算出され（ステップＳ１１４）、最小２乗直線の勾配より速度が算出される（ステップＳ１７）。

Ｒｐ＝ａ・ｔ＋ｂ
ここで、
Ｒｐ ：相対距離
ｔ ：スイープの開始時刻
ａ ：直線勾配（速度Ｖｐに対応）
ｂ ：定数
次いで、ｆｐとＶｐを用いて、次式により距離が算出される（ステップＳ１８）。ステップＳ９２〜Ｓ９４、ステップＳ１１１〜１１４、及びステップＳ１７〜Ｓ１８の処理は、ＭＲＡＶ処理部３５で行われる。

Ｖｐ ：速度
ｆｐ ：ビート周波数
λ ：波長
Ｂ ：帯域
Ｔ ：スイープ時間
なお、（１９）式で用いるｆｐとしては、各スイープにおける平均値等を用いてもよい。

以上説明したように、本発明の実施例１５に係るレーダ装置によれば、速度を算出するための相対距離差を複数スイープ（複数時間）で観測して、相対距離差−スイープ時間の軸上でビデオ積分することにより、複数スイープ間の積分効果を得て信号検出性能を向上させるとともに、最小２乗直線でフィッティングすることにより抽出した直線の傾きを算出することにより、速度を算出後、距離を算出することにより、相対距離差に誤差がある場合であっても誤差の影響を軽減して、測速、測距の精度を向上させることができる。

本発明は、車両までの距離および車両の速度を計測するレーダ装置に利用することができる。

１０ アンテナ
１１ アンテナ送信素子
１２ アンテナ受信素子
２０ 送受信器
２１ 送信器
２２ ミキサ
３０ 信号処理器
３１ ＡＤ変換器
３２ ＦＦＴ部
３４ ＤＢＦ部
３５ ＭＲＡＶ処理部（測距・測速）
３６ 測角部
３７ 送受信制御部
３８ スイープ制御部

Claims (13)

1. ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＭ回送信する送受信器と、
   前記送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られたＭスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス、振幅モノパルスまたはＭＵＳＩＣによりビート周波数を算出した結果をＦ（スイープ番号、目標番号）として、ビート周波数−スイープ軸において、ビート周波数毎にスイープ方向に振幅積分し、所定のスレショルドを超えた周波数バンク毎に、所定のスレショルドを超えたスイープ番号の相対距離とスイープ時刻により、最小２乗直線でフィッティングし、最小２乗直線の勾配より速度を算出し、距離を算出するＭＲＡＶ処理部と、
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
2. ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号を少なくとも２回送信する送受信器と、
   前記送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、
   前記ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られた信号に基づき、前記送受信器による２回のスイープの各々に対応するビート周波数を算出し、該算出したビート周波数差と時間差とから速度を算出し、該算出した速度とビート周波数とから距離を算出することにより、複数の目標の距離と速度を算出するＭＲＡＶ処理部と、
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
3. 前記ＭＲＡＶ処理部は、スイープ信号が高速フーリエ変換される際に、Σ信号とΔ信号の２系列の高速フーリエ変換の結果を用いて、Σ信号の極大値のバンクに対してモノパルス誤差信号を算出し、または、Σ信号の極大値のバンクに対して、隣接するバンクのうちの大きい方の信号をΣｕとし、ΣとΣｕからモノパルス誤差信号を算出し、または、Σ信号の極大値のバンクを中心に±Ｍのバンク信号を抽出して、ＦＦＴおよびＭＵＳＩＣ方式を適用して、モノパルス誤差信号を算出し、該算出したモノパルス誤差信号に基づきバンク内で高精度にビート周波数を算出することを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
4. 前記ＦＦＴ部の出力を高速フーリエ変換する第２ＦＦＴ部を備え、
   前記送受信器は、ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＮ回（＃１〜＃Ｎ）送信し、
   前記ＭＲＡＶ処理部は、各スイープの高速フーリエ変換の結果より極大値を抽出し、＃１〜＃Ｎ１（Ｍスイープ）と＃Ｎ２〜＃Ｎ（Ｍスイープ）のスイープのＦＦＴ信号の中で極大値のバンクを抽出した２回のＭスイープ毎の前記第２ＦＦＴ部による高速フーリエ変換の結果のうち極大値となるバンクの信号のビート周波数を算出することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
5. 前記ＭＲＡＶ処理部は、２回のＭスイープ信号から各々の極大値を算出する際に、ＭスイープのΣとΔを算出して、モノパルス誤差電圧から高精度にビート周波数を算出することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
6. 前記ＭＲＡＶ処理部は、２回のＭスイープ信号から各々の極大値を算出する際に、ＭスイープのΣとΣｕを算出して、モノパルス誤差電圧から高精度にビート周波数を算出することを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
7. 前記ＭＲＡＶ処理部は、２回のＭスイープ信号から各々の極大値を算出する際に、ＭスイープのＦＦＴおよびＭＵＳＩＣ処理により、ビート周波数を算出することを特徴とする請求項２のレーダ装置。
8. スイープ信号が実数の場合に、サンプルした信号を複素フーリエ変換して、ビート周波数のうち正または負の信号を抽出して複素信号を得る方式の場合に、算出した距離の符号により、距離、速度および角度の符号を反転させる符号反転部を備えることを特徴とする請求項２乃至請求項７のいずれか１項記載のレーダ装置。
9. 近距離はスイープ信号の勾配を大きくし、遠距離はスイープ信号の勾配を小さくした信号を送信するように制御するスイープ制御部を備えること特徴とする請求項２乃至請求項８のいずれか１項記載のレーダ装置。
10. 前記スイープ制御部は、速度と距離に基づき算出された危険度を用いて、時間間隔の異なる２つのスイープを選定することを特徴とする請求項９記載のレーダ装置。
11. 前記スイープ制御部は、時間間隔の異なる２つのスイープをサイクル毎に周期的に変化させて選定することを特徴とする請求項９記載のレーダ装置。
12. ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＭ回送信する送受信器と、
    前記送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、
    前記ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られたＭスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス、振幅モノパルスまたはＭＵＳＩＣによりビート周波数を算出した結果をＦ（スイープ番号、目標番号）として、スイープ間で平滑化した結果より、速度を算出した後、距離を算出するＭＲＡＶ処理部と、
    を備えることを特徴とするレーダ装置。
13. ＦＭＣＷ変調されたスイープ信号をＭ回送信する送受信器と、
    前記送受信器からの送信に応答して受信されたスイープ信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ部と、
    前記ＦＦＴ部でフーリエ変換することにより得られたＭスイープ信号から各スイープ信号の極大値を算出する際に、Ｍスイープの位相モノパルス、振幅モノパルスまたはＭＵＳＩＣによりビート周波数を算出した結果をＦ（スイープ番号、目標番号）として、ビート周波数−スイープ軸においてハフ変換により極大値と、その極大値に対応する速度をビート周波数差とスイープ時間とから算出した後、距離を算出するＭＲＡＶ処理部
    と、
    を備えることを特徴とするレーダ装置。

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