[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

WO2019008640A1 - 信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム - Google Patents

信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム Download PDF

Info

Publication number
WO2019008640A1
WO2019008640A1 PCT/JP2017/024361 JP2017024361W WO2019008640A1 WO 2019008640 A1 WO2019008640 A1 WO 2019008640A1 JP 2017024361 W JP2017024361 W JP 2017024361W WO 2019008640 A1 WO2019008640 A1 WO 2019008640A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
target information
unit
signals
signal
signal processing
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/024361
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
廣愛 浅見
尾崎　敦夫
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to PCT/JP2017/024361 priority Critical patent/WO2019008640A1/ja
Publication of WO2019008640A1 publication Critical patent/WO2019008640A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
    • G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/93—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00

Definitions

  • the present invention relates to radar technology, and more particularly to radar technology that uses an array antenna to receive a reflected signal reflected by a target object and detects information about the target object based on the received reflected signal.
  • a frequency modulation signal whose frequency increases or decreases continuously with time is emitted as a transmission signal to the external space and exists in the external space.
  • a radar technology which receives the transmission signal reflected by a target object and detects the target information.
  • frequency modulation methods such as Frequency-Modulated Continuous Wave (FMCW) method and Fast Chirp Modulation (FCM) method are widely adopted.
  • FMCW Frequency-Modulated Continuous Wave
  • FCM Fast Chirp Modulation
  • the FMCW method implements up-chirping to increase the frequency of the transmission signal at a constant time change rate and down-chirping to decrease the frequency of the transmission signal at a constant time change rate, which are respectively derived from the up-chirp and the down-chirp
  • the distance to the target object and the relative velocity of the target object can be calculated based on the combination of beat frequencies (frequency difference between the transmission signal and the reception signal). For this reason, it is difficult to accurately detect the distance and the relative velocity if the combination of beat frequencies is not accurate.
  • the FCM method is a method for improving the detection accuracy of the target object by changing the frequency of the transmission signal at a higher speed than the FMCW method.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2016-003873 discloses a radar apparatus using two types of frequency modulation methods, an FMCW method and an FCM method.
  • a signal processing apparatus includes a transmitting antenna that radiates a transmission signal having a frequency modulated to rise or fall with time to an external space, and a target object present in the external space.
  • a radar system comprising: a reception array antenna having a plurality of reception channels for simultaneously receiving the transmission signal, wherein the signal processing apparatus performs signal processing on a plurality of reception signals supplied from the plurality of reception channels.
  • a receiver configured to generate a plurality of beat signals respectively representing frequency differences between the transmission signal and the plurality of reception signals by mixing the plurality of reception signals and a part of the transmission signal; By integrating a plurality of frequency domain signals, a domain conversion unit that converts a plurality of beat signals into a plurality of frequency domain signals.
  • An entire area search unit that calculates a first integrated signal and detects first target information based on the first integrated signal, the phases of the plurality of frequency domain signals, and a target detection range in a specific azimuth area
  • a plurality of phase shift signals are generated by shifting so as to be limited, and a second integrated signal is calculated by integrating the plurality of phase shift signals, and a second target based on the second integrated signal.
  • a limited area search unit for detecting information, and an information output unit for outputting at least one of the first target information and the second target information are characterized.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of a region conversion unit in Embodiment 1.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a limited area integration unit in Embodiment 1.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a hardware configuration example of a radar device according to a first embodiment.
  • 5 is a flowchart schematically showing an example of transmission / reception processing and signal processing according to Embodiment 1; It is a flowchart which shows roughly an example of the procedure of the limited area integration of the flowcharts shown in FIG.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of time change of frequencies of a transmission signal and a reception signal according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of an arrangement of a plurality of receive antennas in the first embodiment.
  • FIG. 2 is a view exemplifying the arrangement of a moving object and a target object on which the radar system of the first embodiment is mounted. It is a block diagram which shows schematic structure of the radar system of Embodiment 2 which concerns on this invention.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a schematic configuration of a limited area integration unit in Embodiment 2. It is a block diagram which shows schematic structure of the radar system of Embodiment 3 which concerns on this invention.
  • FIG. 16 is a flowchart schematically illustrating an example of transmission / reception processing and signal processing according to Embodiment 3.
  • FIG. FIG. 14 is a flowchart schematically showing an example of a procedure of information selection processing in the flowchart shown in FIG. 13; It is a block diagram which shows schematic structure of the radar system of Embodiment 4 which concerns on this invention.
  • FIG. 16 is a view schematically showing a configuration example of a mobile unit on which the radar system of the fourth embodiment is mounted.
  • FIG. 21 is a flowchart schematically illustrating an example of transmission / reception processing and signal processing according to Embodiment 4.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a radar system 1 according to a first embodiment of the present invention.
  • this radar system 1 is configured to include a transmitting antenna 10, a transmitting circuit 11, a receiving array antenna 20, a receiving unit 21 and a signal processing device 30.
  • the signal processing device 30 is configured to include an area conversion unit 31, an entire area search unit 32, a limited area search unit 33, an information output unit 34, and a control unit 35.
  • the control unit 35 has a function of controlling the operation of each of the transmission circuit 11, the reception unit 21, the area conversion unit 31, the entire area search unit 32, the limited area search unit 33, and the information output unit 34.
  • a signal such as a system bus and a control signal line is generated between the control unit 35, each of the transmission circuit 11, the reception unit 21, the area conversion unit 31, the entire area search unit 32, the limited area search unit 33, and the information output unit 34. Connected via the road.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the area conversion unit 31 in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of the limited area integration unit 53 that constitutes the limited area search unit 33 of the first embodiment.
  • the transmission circuit 11 generates a frequency modulation signal having a frequency modulated to rise or fall with time according to a predetermined frequency modulation scheme, and transmits the frequency modulation signal as a transmission signal. It outputs to the antenna 10.
  • the transmission antenna 10 radiates the transmission signal input from the transmission circuit 11 to the external space.
  • the transmission circuit 11 supplies part of the transmission signal to the reception circuits 21 0 , 21 1 , 21 2 , and 21 3 .
  • the receiving array antenna 20 simultaneously receives four transmission channels CH 0 , CH 1 , CH 2 which receive the transmission signal (reflection signal) reflected back by a target object (not shown) present in the external space. , and a receiving four with CH 3 antenna 20 0, 20 1, 20 2, 20 3.
  • Receiving unit 21 is configured by a receiving antenna 20 0, 20 1, 20 2, 20 3 4 receiving circuit 21 which receives the reception signals supplied from the 0, 21 1, 21 2, 21 3 .
  • the reception circuits 21 0 , 21 1 , 21 2 , and 21 3 mix (mix) the reception signals for four reception channels and a part of the transmission signals supplied from the transmission circuit 11 to obtain the reception signals. And an analog beat signal having a frequency difference (beat frequency) between the signal and the transmission signal.
  • the receiving circuits 21 0 , 21 1 , 21 2 , and 21 3 perform digital beat signals S 0 , S 1 , S 2 , and so on for four reception channels by performing filter processing and A / D conversion on the analog beat signals. It generates S 3, and outputs a beat signal group RS consisting digital beat signals S 0 ⁇ S 3 to the signal processor 30.
  • the signal processing device 30 can perform digital signal processing on the beat signal group RS to calculate target information Dc including the distance to the target object and the relative velocity of the target object.
  • the hardware configuration of the signal processing device 30 may be realized by, for example, a processor having a semiconductor integrated circuit such as a digital signal processor (DSP), an application specific integrated circuit (ASIC), or a field-programmable gate array (FPGA).
  • the hardware configuration of the signal processing device 30 may be a central processing unit (CPU) or a graphics processing unit (GPU) that executes a program code (instruction group) of software or firmware for signal processing read from the memory.
  • the present invention may be realized by a processor including a computing device of
  • the hardware configuration of the signal processing device 30 can also be realized by a processor having a combination of the semiconductor integrated circuit and the arithmetic device.
  • FIG. 4 is a block diagram schematically showing an example of the hardware configuration of the signal processing device 30.
  • the signal processing device 30 includes a processor 71, a memory 72, an input / output interface unit 73, and a signal path 74.
  • the signal path 74 is a bus for mutually connecting the processor 71, the memory 72, and the input / output interface unit 73.
  • the input / output interface unit 73 has a function of transferring the beat signal group RS input from the receiving unit 21 to the processor 71 via the signal path 74.
  • the processor 71 performs digital signal processing on the transferred beat signal group RS to calculate target information Dc.
  • the processor 71 can output the target information Dc to an external device via the signal path 74 and the input / output interface unit 73.
  • the memory 72 is a program memory for storing a signal processing program for realizing the function of the signal processing device 30 of the present embodiment, a work memory used when the processor 71 executes digital signal processing, and the digital It includes memory in which data used in signal processing is expanded.
  • semiconductor memory such as ROM (Read Only Memory) and SDRAM (Synchronous Dynamic Random Access Memory) may be used.
  • the number of processors 71 is one, but is not limited to this.
  • the hardware configuration of the signal processing device 30 may be realized using a plurality of processors operating in cooperation with one another.
  • FIG. 5 is a flowchart schematically showing an example of transmission / reception processing and signal processing in the radar system 1.
  • FIG. 6 is a flowchart which shows an example of the procedure of the limited area integral of step ST20.
  • the transmission circuit 11 receives the supply of the transmission start instruction from the control unit 35, M time intervals (M is a positive integer) set in advance according to a predetermined frequency modulation method according to the transmission start instruction.
  • the frequency-modulated signals are generated as transmission signals, and the transmission signals are transmitted via the transmission antenna 10 (step ST10).
  • the receiving circuits 21 0 , 21 1 , 21 2 , and 21 3 receive the transmission signal (reflection signal) reflected by the target object present in the external space (step ST11).
  • FIG. 7 is a graph showing an example of time change of the frequency Tf of the transmission signal and the frequency Rf of the reception signal when the fast chirp modulation (FCM) system is adopted as the frequency modulation system.
  • the frequency Tf of the transmission signal varies as sawtooth, from the starting point of the specified lower limit frequency f 1, to the end point of the specified upper limit frequency f 2, continuously with time It is linearly modulated to change.
  • the reception signal is received delayed by a delay time ⁇ t with respect to the transmission signal.
  • M reception chirps are observed in M time intervals indicated by chirp numbers 0, 1,..., M ⁇ 1.
  • the reception circuit 21 ch (ch is a reception channel number) is analog in each of M sampling intervals corresponding to M time intervals indicated by the chirp numbers 0, 1,..., M-1 in FIG.
  • the beat signal is converted to a digital beat signal (step ST12 in FIG. 5). Specifically, in order to remove unnecessary signal components from the analog beat signal, the receiving circuit 21 ch first generates a filter signal by filtering the analog beat signal. Next, the receiving circuit 21 ch A / D converts the filter signal to the digital beat signal S ch by sampling the filter signal at N points (N is a positive integer) in each sampling interval.
  • This digital beat signal S ch can be expressed as S ch (m, n).
  • n is a number indicating a sampling time (discrete time), and is an integer within the range of 0 to N-1.
  • the area conversion unit 31 converts the digital beat signal S ch (m, n) of M ⁇ N points in the time domain into the frequency domain signal dat of M ⁇ N points. Convert to ch, r, v) (step ST13).
  • r is a number assigned to a frequency bin consisting of signal components of a beat frequency (hereinafter referred to as "distance frequency”) corresponding to the distance to the target object (hereinafter referred to as " Also referred to as “distance frequency bin number”.
  • the distance frequency bin number r takes an integer value in the range of 0 to N-1.
  • v is a number (hereinafter, also referred to as "speed frequency bin number”) assigned to a frequency bin consisting of signal components of a frequency (hereinafter referred to as "speed frequency”) corresponding to the relative velocity of the target object.
  • the velocity frequency bin number v takes an integer value in the range of 0 to M-1.
  • the frequency domain signal dat (ch, r, v) is a three-dimensional data signal having an amplitude related to the distance frequency and the speed frequency for each reception channel number ch.
  • the region conversion unit 31 includes a first pre-processing unit 41 including window function processing units 41 0 , 41 1 , 41 2 , and 41 3 , and an intra-chirp orthogonal conversion unit 42.
  • a first orthogonal transformation unit 42 consisting of 0 , 42 1 , 42 2 and 42 3
  • a second preprocessing unit 43 consisting of window function processing units 43 0 , 43 1 , 43 2 and 43 3
  • a second orthogonal transform unit 44 composed of 44 0 , 44 1 , 44 2 and 44 3 .
  • a known window function such as a hamming window function or a Blackman-Harris window function may be used.
  • the intra-chirp orthogonal transformation unit 42 ch outputs the output signal WS ch (m, n) of N points of the window function processing unit 41 ch for each reception channel and each reception chirp (each reception channel number ch and each chirp number m).
  • orthogonal transform discrete Fourier transform such as Fast Fourier Transform (FFT) can be used.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the window function processing in the window function processing unit 41 ch described above is for suppressing the distortion of the spectrum generated at the time of the orthogonal transformation to make the improvement of the spectral resolution compatible with the expansion of the dynamic range.
  • the window function processing unit 43 ch receives N ⁇ M first frequency domain signals Dt (ch, 0, m) to Dt (ch, N) input for each reception channel (each reception channel number ch).
  • window function processing For example, a known window function such as a Hamming window function or a Blackman-Harris window function may be used.
  • ch-chi orthogonal transform unit 44ch For each reception channel (each reception channel number ch), ch-chi orthogonal transform unit 44ch outputs N ⁇ M points of output signal WDt (ch, 0, m) to WDt (ch, N ⁇ ) of window function processing unit 43 ch.
  • N ⁇ M points of output signal WDt (ch, 0, m) to WDt (ch, N ⁇ ) of window function processing unit 43 ch.
  • the frequency domain signal dat (ch, r, v) is a three-dimensional data signal having an amplitude related to the distance frequency and the velocity frequency for each reception channel.
  • window function processing in the window function processing unit 43 ch described above is for suppressing distortion of the spectrum generated at the time of orthogonal transformation to achieve both improvement of the spectral resolution and expansion of the dynamic range.
  • the entire area search unit 32 executes the entire area search process (steps ST14 and ST15 in FIG. 5). Specifically, first, the full range search unit 32 receives the frequency domain signals dat (0, r, v), dat (1, r, v), dat (2, r, v) input from the region conversion unit 31. , Dat (3, r, v) are incoherently integrated in the receiving channel direction (step ST14). As shown in FIG. 1, the entire area search unit 32 includes an entire area integration unit 51 and a target information detection unit 52.
  • the global integration unit 51 is configured to obtain frequency domain signals dat (0, r, v), dat (1, r, v), dat (2, r, v) for each distance frequency bin number r and each velocity frequency bin number v. , Dat (3, r, v) by incoherently integrating in the direction of the reception channel, the integrated signal Pi (r, v) can be calculated (step ST14).
  • the frequency domain signal dat (ch, r, v) is a three-dimensional data signal in which the number of reception channels is four, the number of distance frequency bins is N, and the number of velocity frequency bins is M.
  • the integral signal Pi (r, v) can be expressed, for example, by the following equation (1).
  • the frequency domain signal dat (ch, r, v) is a complex signal having an in-phase component and a quadrature-phase component.
  • the target information detection unit 52 tries to detect the first target information Di such as the distance to the target object (ranging value) and the relative velocity of the target object based on the integrated signal Pi (r, v). (Step ST15 in FIG. 5). If the detection of the first target information Di succeeds, the target information detection unit 52 outputs the first target information Di to the information output unit 34. Specifically, the target information detection unit 52, the integral signal Pi (r, v) detects a peak value from the spectral distribution of the set of frequency bin number corresponding to the detected peak value (r i, v i ) Can be obtained.
  • the integral signal Pi (r, v) detects a peak value from the spectral distribution of the set of frequency bin number corresponding to the detected peak value (r i, v i ) Can be obtained.
  • the target information detection unit 52 can calculate the distance (ranging value) R i to the target object from the distance frequency bin number r i, and the relative velocity V i of the target object from the velocity frequency bin number v i It can be calculated. Then, the target information detection unit 52 sets information including the distance frequency bin number r i , the distance measurement value R i , the velocity frequency bin number v i , the relative velocity V i, and the integral signal Pi (r, v) It can be output to the information output unit 34 as the target information Di.
  • the target information detection unit 52 the spectral distribution of the integrated signal Pi (r, v), greater than the threshold th0, and detects a maximum value and becomes such a peak value Pi (r i, v i) , the peak value Pi (r i, v i) to a set of corresponding frequency bin number (r i, v i) can be obtained.
  • the threshold th0 is a threshold that makes it possible to exclude a signal of power equivalent to the noise level.
  • a known method may be used as a method of calculating the threshold th0, and the method is not particularly limited. Also, the threshold th0 may be dynamically changed according to the situation.
  • the limited area search unit 33 executes the limited area search process (steps ST20 and ST25).
  • the limited area search process is executed after the entire area search process in the flowchart of FIG. 5, the entire area search process and the limited area search process may be simultaneously executed in parallel instead, or The whole range search process may be executed after the limited area search process.
  • the limited area search unit 33 has a limited area integration unit 53 and a target information detection unit 54.
  • the limited area integration unit 53 includes a first phase change unit 61, a coherent integration unit 62, a second phase change unit 63, and a coherent integration unit 64.
  • the limited area integration unit 53 receives the frequency domain signals dat (0, r, v), dat (1, r, v), dat (2, r, v) input from the area conversion unit 31. , Dat (3, r, v) are subjected to limited area integration.
  • the first phase changing unit 61 is configured to limit the target detection range (search range) to the region of the first specific direction by the frequency domain signals dat (0, r, v), dat (1, 1).
  • the phases of r, v), dat (2, r, v), dat (3, r, v), phase shift signals D 1 (0, r, v), D 1 (1, r, v) are obtained.
  • v), D 1 (2, r, v), D 1 (3, r, v) are generated (step ST21).
  • the phase shift signals D 1 (0, r, v) to D 1 (3, r, v) can be expressed, for example, by the following equations (7A) to (7D).
  • i is an imaginary unit.
  • ⁇ 1 is a reception phase difference between adjacent reception channels with respect to the first specific direction.
  • the coherent integrator 62 coherently integrates the phase shift signal D 1 (ch, r, v) input from the first phase changer 61 in the direction of the reception channel to obtain the first integrated signal Pr (r, r, v). v) is calculated (step ST22).
  • the second integrated signal Pr (r, v) can be expressed, for example, by the following equation (8).
  • the second phase changing unit 63 limits the target detection range (search range) to the area of the second specific direction different from the first specific direction, and the frequency domain signal dat (0, r, v) , Dat (1, r, v), dat (2, r, v), dat (3, r, v), the phase shift signal D 2 (0, r, v), D 2 is shifted. (1, r, v), D 2 (2, r, v), D 2 (3, r, v) are generated (step ST23).
  • the phase shift signals D 2 (0, r, v) to D 2 (3, r, v) can be expressed, for example, by the following equations (9A) to (9D).
  • ⁇ 2 is a reception phase difference between adjacent reception channels with respect to the second specific direction.
  • the coherent integration unit 64 coherently integrates the phase shift signal D 2 (ch, r, v) input from the second phase change unit 63 in the direction of the reception channel to obtain a second integrated signal Pl (r, v) is calculated (step ST24).
  • the second integrated signal P1 (r, v) can be expressed, for example, by the following equation (10).
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the relationship between the receiving antennas 20 0 , 20 1 , 20 2 , and 20 3 arranged along the x-axis (base line) and the reflected waves incident from an azimuth at an angle ⁇ . is there.
  • the reflected wave is a signal generated when the transmission wave output from the transmission antenna 10 is reflected by the target object.
  • Receiving antenna 20 0, 20 1, 20 2, 20 3 are arranged at equal intervals d along the x axis, constitute a linear array antenna.
  • the position of the receiving antenna 20 3 is set to the reference point.
  • the value of the angle ⁇ is 0 degrees with respect to the front direction (y-axis positive direction), and is set to a positive value clockwise.
  • [Delta] [phi (reception phase difference between the reception channel CH 2, CH 3) phase difference between the receiving antenna 20 2, 20 3 that adjoin can be expressed by the following equation (11).
  • ⁇ is the wavelength of the received wave.
  • the distance between the receiving antennas 20 0 to 20 3 and the target object is very large, and the arrival directions of the received waves to each of the receiving antennas 20 0 to 2 0 3 should be considered the same. it can.
  • the reception antenna 20 0, 20 phase difference between 1 (reception channel CH 0, reception phase difference between the CH 1) and the receiving antenna 20 1, 20 a phase difference between the two (between reception channel CH 1, CH 2 The reception phase difference) is also considered as ⁇ .
  • the target detection range (search range) for the radar system 1 to function effectively is a range indicated by ⁇ that satisfies the following equation (12).
  • the receiving array antenna 20 of the present embodiment is configured as a linear array antenna as shown in FIG.
  • the reception phase difference ⁇ 1 in the above equations (7A) to (7D) is set to + ⁇ / 2 (+90 degrees)
  • exp ( ⁇ i ⁇ 1 ) ⁇ i.
  • the integral signal Pr (r, v) can be expressed as shown in the following equation (13).
  • Equation (13) physically represents phase-shifted signals D 1 (0, r, v) to D 1 that are phase-shifted so that the reception wave (reception beam) arriving from the diagonally forward right of FIG. 8 can be detected.
  • the power value of the sum of (3, r, v) is determined.
  • Equation (14) physically represents phase-shifted signals D 2 (0, r, v) to D 2 that are phase-shifted so that the reception wave (reception beam) arriving from the left front of FIG. 8 can be detected.
  • the power value of the sum of (3, r, v) is determined.
  • equations (13) and (14) mean that the target detection range is limited to the area diagonally to the right and the area diagonally to the left with respect to the front direction in FIG. 8, respectively.
  • Equations (13) and (14) include multiplication processing of a complex signal including an imaginary unit i, and include phase change amounts that cause phase rotation by ⁇ 90 degrees and +90 degrees, respectively. Therefore, the substantial operation based on the equations (13) and (14) can be configured only by the addition process. For this reason, it is possible to reduce the amount of calculation compared to the case of performing normal DBF (Dital Beam Forming) processing.
  • DBF Dital Beam Forming
  • the target information detection unit 54 After the above-described limited area search processing (steps ST20 and ST25 in FIG. 5), the target information detection unit 54 outputs integrated signals Pr (r, v) and Pl (r, v) input from the limited area integration unit 53. Based on the detection of the second target information Dj such as the distance to the target object (distance measurement value) and the relative velocity of the target object, it is tried (step ST25). If the detection of the second target information Dj is successful, the target information detection unit 54 outputs the second target information Dj to the information output unit 34.
  • the second target information Dj such as the distance to the target object (distance measurement value) and the relative velocity of the target object
  • the target information detection unit 54 calculates peak values Pr (r r , v r ) and P l (r l , v l ) from the spectral distribution of the integral signals Pr (r, v) and Pl (r, v), respectively. ) detects, the detected peak value Pr (r r, v r) , Pl (r l, v l) to a set of corresponding frequency bin number (r r, v r), (r l, v l ) Can be obtained.
  • the target information detection unit 52 can calculate distances (ranging values) R r and R l to different target objects from the distance frequency bin numbers r r and r l , respectively, and the velocity frequency bin numbers v r and v l the relative velocity V r of the different target objects from l, V l a can be calculated. Then, the target information detection unit 54 calculates the distance frequency bin numbers r r and r l , the distance measurement values R r and R l , the speed frequency bin numbers v r and v l , the relative speeds V r and V l and the integral signal Pr ( Information including r, v) and Pl (r, v) can be output to the information output unit 34 as second target information Dj.
  • the target information detection unit 54 may detect the peak value by the same method as the target information detection unit 52. However, a threshold different from the threshold th0 set by the target information detection unit 52 may be set.
  • the information output unit 34 outputs the detected target information Dc. (Step ST27 of FIG. 5).
  • the first target information Di and the second target information Dj are supplied from both the entire area search unit 32 and the limited area search unit 33, the information output unit 34 outputs the first target information Di and the second target information Di.
  • the target information Dj is integrated to generate target information Dc, and the target information Dc is output.
  • the signal processing ends.
  • FIG. 9 is a view showing an example of arrangement of a vehicle VCL which is a moving object on which the radar system 1 is mounted and target objects TG1 and TG2.
  • the target object TG1 is located in the front region of the radar system 1 mounted on the vehicle VCL, and the target object TG2 is located in the diagonally right region of the radar system 1.
  • the radar system 1 is mounted on a vehicle VCL, calculated to detect a target object TG1 full search unit 32 searches the region in the front direction, corresponding to the distance frequency bin number r i, the distance R0 between the target object TG1 At the same time, the relative velocity V0 corresponding to the velocity frequency bin number v i can be calculated.
  • the limited area search unit 33 limits the target detection range to the diagonally right area to detect the target object TG2, and calculates the distance R1 to the target object TG2 corresponding to the distance frequency bin number r r
  • the relative velocity V1 corresponding to the velocity frequency bin number v r can be calculated.
  • the radar reflection area of the target object TG2 should be smaller than that of the target object TG1.
  • the target information detection unit 52 of the full area search unit 32 can detect a strong peak indicating the target object TG1 from the spectrum distribution of the integrated signal Pi (r, v), but a weak peak indicating the target object TG2 May not be detected.
  • the target information detection unit 52 may fail to detect a weak peak indicating the target object TG2 having a small radar reflection area.
  • the limited area search unit 33 can limit the target detection range to the diagonally right area, the probability that the peak indicating the target object TG2 is high from the spectral distribution of the integral signal Pr (r, v) Can be detected.
  • the target detection method used by the target information detection units 52 and 54 may be the method described above, but is not limited to this. Instead of the above-described method, a constant false alarm rate (CFAR) technique widely used in the radar technology may be employed.
  • CFAR constant false alarm rate
  • the limited area search unit 33 sets the phase of the frequency domain signals dat (0, r, v) to dat (3, r, v) input from the area conversion unit 31 to a specific direction.
  • a phase shift signal is generated by shifting so as to limit the target detection range to a region, and these phase shift signals are integrated to calculate integral signals Pr (r, v) and Pl (r, v).
  • the limited area search unit 33 can detect the second target information based on the first and second integrated signals Pr (r, v) and Pl (r, v). For this reason, even if it is a target object which can not be detected in the full area search unit 32, the limited area search unit 33 can detect the target object with high probability.
  • the limited area search unit 33 detects in the entire area search unit 32. Impossible target objects can be detected with a small computational load. Therefore, as compared with the prior art, it is possible to realize both the improvement of the target detection performance and the shortening of the calculation time. Alternatively, it is possible to realize the improvement of the target detection performance and the reduction in size, weight and cost of the radar system 1.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a radar system 2 according to a second embodiment of the present invention.
  • the radar system 2 includes a transmitting antenna 10, a transmitting circuit 11, a receiving array antenna 20, a receiving unit 21 and a signal processing device 30A.
  • the configuration of the signal processing device 30A is the same as the configuration of the signal processing device 30 of the first embodiment except that the limited region searching unit 33A of FIG. 10 is substituted for the limited region searching unit 33 of the first embodiment. It is.
  • the limited area search unit 33A has a limited area integration unit 53A and a target information detection unit 54.
  • the configuration of the limited area search unit 33A is the same as the configuration of the limited area search unit 33 of the first embodiment except that the limited area integration unit 53A of FIG. 10 is substituted for the limited area integration unit 53 of the first embodiment. It is the same.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of the limited area integration unit 53A in the second embodiment.
  • the limited area integration unit 53A includes a first phase change unit 61, a second phase change unit 63, coherent integration units 65A, 65B, 67A, 67B, and incoherent integration units 66, 68.
  • the first phase change unit 61 of the present embodiment limits the target detection range to the area of the specific direction, and the frequency domain signal dat (0, r , V), dat (1, r, v), dat (2, r, v), dat (3, r, v), thereby shifting the phase shift signal D 1 (0, r, v) , D 1 (1, r, v), D 1 (2, r, v), D 1 (3, r, v).
  • These phase shift signals D 1 (0, r, v), D 1 (1, r, v), D 1 (2, r, v), D 1 (3, r, v) are the above equation (7A) It is expressed by (7D).
  • the first phase change unit 61 outputs the phase shift signals D 1 (0, r, v), D 1 (1, r, v) to the coherent integration unit 65 A, and the phase shift signal D 1 (2, r , V) and D 1 (3, r, v) are output to the coherent integrator 65B.
  • the coherent integrator (addition unit) 65A performs coherent integration by adding the input phase shift signals D 1 (0, r, v) and D 1 (1, r, v), and the added signal D 1 (0, r, v) + D 1 (1, r, v) is output to the incoherent integration unit 66.
  • the coherent integrator (addition unit) 65B performs coherent integration by adding the input phase shift signals D 1 (2, r, v) and D 1 (3, r, v), and the addition is performed
  • the signal D 1 (2, r, v) + D 1 (3, r, v) is output to the incoherent integration unit 66.
  • the incoherent integration unit 66 calculates a first integrated signal Pr (r, v) by performing incoherent integration of the addition signals input from the coherent integration units 65A and 65B in the direction of the reception channel, and the first integration
  • the signal Pr (r, v) is supplied to the target information detection unit 54.
  • the incoherent integration unit 66 performs incoherent integration by adding all of the spectral signals indicating the absolute value or the power value of the input addition signal.
  • the first integrated signal Pr (r, v) can be expressed, for example, by the following equation (15).
  • the first integral signal Pr (r, v) can be expressed as shown in the following equation (16).
  • the second phase changer 63 according to the present embodiment is, similar to the second phase changer 63 according to the first embodiment, the frequency domain signal dat so as to limit the target detection range to the other specific azimuth region.
  • the phase shift signal D 2 (0, 0) r, v), D 2 ( 1, r, v), D 2 (2, r, v), D 2 (3, r, v) to generate a.
  • phase shift signals D 2 (0, r, v), D 2 (1, r, v), D 2 (2, r, v), D 2 (3, r, v) are the above equation (9A) It is expressed by (9D).
  • the second phase change unit 63 outputs the phase shift signals D 2 (0, r, v) and D 2 (1, r, v) to the coherent integration unit 67A, and the phase shift signal D 2 (2, r , V) and D 2 (3, r, v) are output to the coherent integration unit 67B.
  • the coherent integrator (adder) 67A performs coherent integration by adding the input phase shift signals D 2 (0, r, v) and D 2 (1, r, v), and the added signal D 2 (0, r, v) + D 2 (1, r, v) is output to the incoherent integration unit 68.
  • the coherent integrator (addition unit) 67B performs coherent integration by adding the input phase shift signals D 2 (2, r, v) and D 2 (3, r, v), and the added signal D 2 (2, r, v) + D 2 (3, r, v) is output to the incoherent integration unit 68.
  • the incoherent integration unit 68 calculates a second integrated signal P1 (r, v) by performing incoherent integration of the addition signals input from the coherent integration units 67A and 67B in the direction of the reception channel, and this second integration
  • the signal P1 (r, v) is supplied to the target information detection unit 54.
  • the incoherent integration unit 68 performs incoherent integration by adding all of the spectral signals indicating the absolute value or the power value of the input addition signal.
  • the second integrated signal P1 (r, v) can be expressed, for example, by the following equation (17).
  • the limited area integration unit 53A of the present embodiment adds D 1 (0, r, v) and D 1 (1, r, v) of the phase shift signal of the reception channel adjacent to the specific direction (coherent integration) , And D 1 (2, r, v), D 1 (3, r, v) of phase shift signals of adjacent reception channels are added (coherently integrated), and then the added signal is incoherently integrated.
  • the limited area integration unit 53A adds D 2 (0, r, v) and D 2 (1, r, v) of the phase shift signal of the adjacent reception channel to another specific direction (coherent integration) Then, after adding (coherent integration) D 2 (2, r, v), D 2 (3, r, v) of phase shift signals of adjacent reception channels, the addition signal is incoherently integrated. For this reason, the target detection range of the limited area integration unit 53A can be limited while covering a range wider than the target detection range of the limited area integration unit 53 of the first embodiment.
  • the limited area search unit 33A determines the phases of the frequency domain signals dat (0, r, v) to dat (3, r, v) input from the area conversion unit 31.
  • the phase shift signal is generated by shifting so as to limit the target detection range to a region of a specific orientation, and these phase shift signals are integrated to form first and second integrated signals Pr (r, v) and Pl ( Calculate r, v).
  • the limited area search unit 33A can detect the second target information based on the first and second integral signals Pr (r, v) and Pl (r, v). For this reason, even if it is a target object that can not be detected by the full area search unit 32, the limited area search unit 33A can detect with high probability.
  • the limited area search unit 33A In the full area search unit 32, a target object that can not be detected can be detected with a small operation load. Therefore, as compared with the prior art, it is possible to realize both the improvement of the target detection performance and the shortening of the calculation time. Alternatively, the target detection performance can be improved, and the size, weight, and cost of the radar system 2 can be realized.
  • the limitation is imposed.
  • the target detection range of the area integration unit 53A can be limited to a relatively wide range. This makes it possible to improve the target detection performance.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a radar system 3 according to a third embodiment of the present invention.
  • the radar system 3 includes a transmitting antenna 10, a transmitting circuit 11, a receiving array antenna 20, a receiving unit 21 and a signal processing device 30B.
  • the configuration of the signal processing device 30B is the same as the configuration of the signal processing device 30 of the first embodiment except that the information output unit 34B of FIG. 12 is provided instead of the information output unit 34 of the first embodiment. .
  • the information output unit 34B of the present embodiment compares the first target information Di input from the entire area search unit 32 with the second target information Dj input from the limited area search unit 33, and the comparison result Accordingly, it has a function of outputting information of only the first target information Di or any one of the combinations of the first and second target information Di and Dj. Specifically, when it is determined that the second target information Dj matches the first target information Di based on the comparison result, the information output unit 34B outputs only the first target information Di, and When it is determined that the second target information Dj does not match the first target information Di, the first and second target information Di and Dj can be integrated and output.
  • the information output unit 34B gives priority to only the first target information Di. You can output it. Thereby, when the same target object is detected, the output of unnecessary information can be avoided.
  • the information output unit 34B of the present embodiment the first and second target information Di, is compared with a threshold value TH D of the total data amount of Dj, in accordance with the comparison result, the first target information Di and It has a function of selecting and outputting one of the second target information Dj.
  • the information output unit 34B when it is determined that the total data amount based on the comparison result exceeds the threshold value TH D is the second target and the measured value indicated by the first target information Di It is possible to select any one of the first target information Di and the second target information Dj based on the magnitude relationship with the measured value indicated by the information. Thereby, processing load such as communication load on the output side can be reduced.
  • the information output unit 34B selects the first target information Di, If the distance measurement value indicated by the target information Dj of the above is smaller than the distance measurement value indicated by the first target information Di, the second target information Dj can be selected.
  • the information output unit 34B can preferentially output information on a target object close in distance to the radar system 3 even in the case of exceeding. Therefore, it is possible to preferentially detect the behavior of a target object close to the radar system 3 based on the output information of the information output unit 34B, and to early detect the possibility of contact with the target object. Become.
  • the information output unit 34B selects the first target information Di if the relative speed indicated by the first target information Di exceeds the relative speed indicated by the second target information Dj. If the relative speed indicated by the target information Dj exceeds the relative speed indicated by the first target information Di, the second target information Dj can be selected.
  • the information output unit 34B can preferentially output information on a high risk target object. Therefore, based on the output information of the information output unit 34B, the possibility of contact with the target object can be detected early.
  • FIGS. 13 and 14 are flowcharts illustrating an example of procedures of transmission / reception processing and signal processing according to the third embodiment. Since the processing contents of steps ST10 to ST26 shown in FIG. 13 are the same as the processing contents of steps ST10 to ST26 shown in FIG. 5, the detailed description will be omitted.
  • the information output unit 34 further It is determined whether both the first target information Di and the second target information Dj have been detected (step ST28). When neither the first target information Di nor the second target information Dj is detected (NO in step ST28), the information output unit 34 outputs the detected target information Dc (step ST29). On the other hand, when both the first target information Di and the second target information Dj are detected (YES in step ST28), the information output unit 34 executes the information selection process of step ST30.
  • FIG. 14 is a flowchart showing an example of the procedure of the information selection process of step ST30.
  • the information output unit 34B compares the first target information Di and the second target information Dj input from the entire area search unit 32 and the limited area search unit 33 with each other (step ST41). It is determined whether the second target information Dj matches the first target information Di (step ST42). For example, when the entire area search unit 32 and the limited area search unit 33 detect the same target object, the second target information Dj matches the first target information Di. In such a case (YES in step ST42), the information output unit 34B selects the first target information Di (step ST43), and outputs the selected first target information Di as the target information Dc (see FIG. 6). 13 steps ST31).
  • the information output unit 34B detects both the first target information Di and the second target information Dj. Is selected (step ST44). Next, the information output unit 34B compares the total data amount of the selected first and second target information Di and Dj with the threshold value TH D (step ST45). First and second target information Di, if the total data amount of Dj does not exceed the threshold value TH D (NO in step ST46), the information output unit 34B which is selected, the first and selected in step ST44 The second target information Di and Dj are output as the target information Dc (step ST31 in FIG. 13).
  • the information output unit 34B performs the first process as described above.
  • Information of any one of the first target information Di and the second target information Dj based on the magnitude relationship between the measured value indicated by the target information Di of the second target information Dj and the measured value indicated by the second target information Dj. Is selected (step ST47), and the selected information is output as the target information Dc (step ST31 in FIG. 13).
  • the information output unit 34B compares the first target information Di and the second target information Dj with each other, and according to the comparison result, the first target information Di Or a combination of the first and second target information Di and Dj.
  • the information output unit 34B includes first and second target information Di, the total data amount of Dj is compared with a threshold value TH D, in accordance with the comparison result, the first target information Di and second target information It has a function of selecting and outputting information of any one of Dj.
  • the configuration of the signal processing device 30B may be changed to include the limited area search unit 33A (FIG. 10) of the second embodiment instead of the limited area search unit 33.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a schematic configuration of a radar system 4 according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the radar system 4 includes a transmitting antenna 10, a transmitting circuit 11, a receiving array antenna 20, a receiving unit 21, and a signal processing device 30C.
  • the configuration of the signal processing device 30C is the same as that of the signal processing device 30B of the third embodiment except that the control portion 35C of FIG. 15 and the sensor information acquisition unit 36 are provided instead of the control unit 35 of the third embodiment. It is the same as the configuration.
  • the sensor information acquisition unit 36 acquires sensor information SD including sensor signal groups output from various sensors (not shown) present outside the radar system 4 and supplies the sensor information SD to the control unit 35C.
  • the various sensors detect the situation outside the radar system 4.
  • the sensor information acquisition unit 36 has a communication function, and can use this communication function to acquire sensor information SD from an external device (the various sensors or an external device connected to the various sensors).
  • FIG. 16 is a schematic view showing a configuration example of a vehicle VCL, which is a moving object on which the radar system 4 of the present embodiment is mounted.
  • the vehicle VCL of the vehicle VCL various operations (e.g., engine control, the driving support control and risk avoidance control) and the vehicle control device 9 for controlling the various sensors SR 1, ..., SR m, ..., SR M (M is a positive integer) and a radar system 4 are provided.
  • the vehicle control apparatus 9, by using the target information Dc supplied from the various sensors SR 1 ⁇ SR sensor signal group output from the M and radar system 4 performs various controls.
  • the various sensors SR 1 ⁇ SR M for example, an acceleration sensor, a vehicle speed sensor, a steering sensor (sensor for detecting a rotational angle of a steering wheel or handle), and a rain sensor and the imaging sensor.
  • the vehicle control device 9 can supply sensor information SD including all or part of the sensor signal group to the radar system 4.
  • the vehicle control apparatus 9 analyzes the sensor signal such as an image signal obtained from the various sensors SR 1 ⁇ SR M, may be supplied to the radar system 4 the analysis result as part of the sensor information SD.
  • control unit 35C of the present embodiment has the same control function as control unit 35 of the third embodiment, and sensor information SD and information supplied from sensor information acquisition unit 36.
  • control unit 35C evaluates the external situation based on sensor information SD and target information Dc (for example, latest target information Dc) previously output from information output unit 34B, and the evaluation result is It is possible to determine whether the process (limited area search process) in the limited area search unit 33 is unnecessary based on the above. If the control unit 35C determines that the limited area search process is unnecessary, the control unit 35C can stop the limited area search process.
  • FIG. 17 is a flowchart schematically showing an example of procedures of transmission / reception processing and signal processing according to the fourth embodiment.
  • the processing contents of steps ST10 to ST15, ST20, ST26, ST28, ST29, ST30 and ST31 shown in FIG. 17 are the same as steps ST10 to ST15, ST20, ST25, ST26, ST28, ST29, ST30, shown in FIG.
  • the contents are the same as the processing contents of ST31, so the detailed description will be omitted.
  • the control unit 35C acquires sensor information SD via the sensor information acquisition unit 36 (step ST16).
  • the control unit 35C evaluates the external situation based on the target information Dc and the sensor information SD previously output from the information output unit 34B (step ST17), and the limited area search processing is necessary based on the evaluation result.
  • the presence or absence is determined (step ST18).
  • the control unit 35C controls the operation of the limited area search unit 33 to stop the limited area search process, and shifts the procedure to step ST26. . Therefore, the second target information Dj is not detected. If the first target information Di is detected (YES in step ST26 and NO in step ST28), the control unit 35C causes only the first target information Di to be output from the information output unit 34B (step ST29). .
  • control unit 35C causes the limited area search unit 33 to execute the limited area search process (steps ST20 and ST25).
  • the control unit 35C controls the operation of the limited area search unit 33 and stops the limited area search process at the next time It can be done. Further, it is possible to analyze that the sensor information SD and the target information Dc are detected, to detect that the moving object mounted with the radar system 1 goes straight ahead in the front direction, and to evaluate that the target object does not appear in the oblique area. In this case, the control unit 35C can control the operation of the limited area search unit 33 to stop the limited area search process. In addition, even when it is possible to analyze the sensor information SD and the target information Dc and evaluate that the target object is not likely to be detected at all, the control unit 35C can stop the limited area search processing. Furthermore, even if it is possible to analyze the sensor information SD and the target information Dc and evaluate that it is unlikely that a plurality of target objects of similar distance and relative velocity will be detected when no target object is detected. The controller 35C can stop the limited area search process.
  • the operation of the limited area search unit 33 can be executed or stopped according to the external situation, so that the calculation load in the signal processing device 30C can be suppressed.
  • the configuration of the signal processing device 30C may be modified to have the limited area search unit 33A (FIG. 10) of the second embodiment instead of the limited area search unit 33.
  • Embodiments 1 to 4 As mentioned above, although various embodiments according to the present invention have been described with reference to the drawings, these embodiments are merely examples of the present invention, and various embodiments other than these embodiments can be adopted.
  • the number of reception channels in the first to fourth embodiments is four, the number of reception channels in the present invention is not limited to four. It is possible to appropriately change the configurations of Embodiments 1 to 4 so as to have two or five or more reception channels and to be able to process received signals supplied from these reception channels. .
  • frequency modulation method used in the first to fourth embodiments an FCM method that facilitates separation and detection of the distance to the target object and the relative velocity of the target object is preferable, but in place of the FCM method
  • Other frequency modulation schemes such as Frequency-Modulated Continuous Wave (FMCW) may also be used.
  • FMCW Frequency-Modulated Continuous Wave
  • the hardware configurations of the signal processing devices 30A, 30B, and 30C in the second, third, and fourth embodiments include a semiconductor integrated circuit such as a DSP, an ASIC, or an FPGA as in the signal processing device 30 in the first embodiment. It may be realized by a processor.
  • the hardware configuration of the signal processing devices 30A, 30B, and 30C is a processor including an arithmetic device such as a CPU or a GPU that executes a program code (instruction group) of software or firmware for signal processing read from the memory. May be realized by It is also possible to realize the hardware configuration of the signal processing devices 30A, 30B, and 30C with a processor having a combination of the semiconductor integrated circuit and the arithmetic device.
  • the signal processing device, the signal processing method, the signal processing program, and the radar system according to the present invention are suitable for being used in a radar system such as an on-vehicle radar device.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

受信アレイアンテナ（２０）を有するレーダシステム（１）において、信号処理装置（３０）は、複数の受信信号と送信信号の一部とを混合して複数のビート信号を生成する受信部（２１）と、複数のビート信号を複数の周波数領域信号に変換する領域変換部（３１）と、当該複数の周波数領域信号を積分することで第１の積分信号を算出し、当該第１の積分信号に基づいて第１の目標情報（Ｄｉ）を検出する全域探索部（３２）と、当該複数の周波数領域信号の位相を、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるようにシフトすることにより複数の位相シフト信号を生成し、当該複数の位相シフト信号を積分することにより第２の積分信号を算出し、当該第２の積分信号に基づいて第２の目標情報（Ｄｊ）を検出する限定域探索部（３３）と、第１の目標情報（Ｄｉ）及び第２の目標情報（Ｄｊ）のうちの少なくとも一方を出力する情報出力部（３４）とを備える。

Description

信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム
　本発明は、レーダ技術に関し、特に、アレイアンテナを用いて目標物体で反射された反射信号を受信し、その受信反射信号を基に当該目標物体に関する情報を検出するレーダ技術に関する。
　目標物体との距離及び相対速度といった目標情報を検出するレーダ技術としては、時間とともに周波数が連続的に増加または減少する周波数変調信号を送信信号として外部空間に放射し、当該外部空間内に存在する目標物体で反射された当該送信信号を受信して当該目標情報を検出するレーダ技術が知られている。この種のレーダ技術では、周波数変調連続波（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ，ＦＭＣＷ）方式及び高速チャープ変調（Ｆａｓｔ　Ｃｈｉｒｐ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＦＣＭ）方式などの周波数変調方式が広く採用されている。
　ＦＭＣＷ方式は、送信信号の周波数を一定の時間変化率で増加させるアップチャープと、送信信号の周波数を一定の時間変化率で減少させるダウンチャープとを実行し、アップチャープとダウンチャープとにそれぞれ由来するビート周波数（送信信号と受信信号との周波数差）の組み合わせに基づいて、目標物体までの距離及び当該目標物体の相対速度を算出することができる方式である。このため、ビート周波数の組み合わせが正確ではないと、距離及び相対速度を正確に検出することが難しい。一方、ＦＣＭ方式は、ＦＭＣＷ方式よりも送信信号の周波数を高速に変化させることで目標物体の検出精度を向上させる方式である。たとえば、特許文献１（特開２０１６－００３８７３号公報）には、ＦＭＣＷ方式とＦＣＭ方式という２種類の周波数変調方式を用いたレーダ装置が開示されている。
特開２０１６－００３８７３号公報 米国特許出願公開２０１７／０１１５３８６号明細書（特許文献１に係る日本国特許出願に対応する米国特許出願の公開公報）
　しかしながら、複数の受信アンテナからなるアレイアンテナを使用するレーダシステムに上記の周波数変調方式が適用されると、複数の受信チャンネルの受信信号を信号処理しなければならないため、処理すべきデータ量と演算量とが膨大になる。このため、演算時間が増大するという課題、あるいは、短い演算時間で処理可能な回路構成を実現しようとするときに回路規模の増大及び製造コストの増大が生ずるという課題がある。
　上記に鑑みて本発明の目的は、アレイアンテナを利用する周波数変調方式のレーダシステムにおいて演算負荷の軽減を実現することができ、高い精度で目標情報を検出することができる信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステムを提供することにある。
　本発明の一態様による信号処理装置は、時間とともに上昇または下降するように変調された周波数を有する送信信号を外部空間に放射する送信アンテナと、前記外部空間内に存在する目標物体で反射された当該送信信号を同時に受信する複数の受信チャンネルを有する受信アレイアンテナとを備えたレーダシステムにおいて、前記複数の受信チャンネルから供給された複数の受信信号に対して信号処理を行う信号処理装置であって、前記複数の受信信号と前記送信信号の一部とを混合することにより、前記送信信号と前記複数の受信信号との間の周波数差をそれぞれ表す複数のビート信号を生成する受信部と、前記複数のビート信号をそれぞれ複数の周波数領域信号に変換する領域変換部と、前記複数の周波数領域信号を積分することにより第１の積分信号を算出し、前記第１の積分信号に基づいて第１の目標情報を検出する全域探索部と、前記複数の周波数領域信号の位相を、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるようにシフトすることにより複数の位相シフト信号を生成し、前記複数の位相シフト信号を積分することにより第２の積分信号を算出し、前記第２の積分信号に基づいて第２の目標情報を検出する限定域探索部と、前記第１の目標情報及び前記第２の目標情報のうちの少なくとも一方を出力する情報出力部とを備えることを特徴とする。
　本発明によれば、演算負荷の軽減と目標情報の高精度検出とを実現することができる。
本発明に係る実施の形態１のレーダシステムの概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１における領域変換部の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１における限定域積分部の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１のレーダ装置のハードウェア構成例の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る送受信処理及び信号処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。 図５に示したフローチャートのうちの限定域積分の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。 実施の形態１に係る送信信号及び受信信号の周波数の時間変化の例を示すグラフである。 実施の形態１における複数の受信アンテナの配列状態の一例を示す図である。 実施の形態１のレーダシステムを搭載する移動体と目標物体との配置を例示する図である。 本発明に係る実施の形態２のレーダシステムの概略構成を示すブロック図である。 実施の形態２における限定域積分部の概略構成を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態３のレーダシステムの概略構成を示すブロック図である。 実施の形態３に係る送受信処理及び信号処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。 図１３に示したフローチャートのうちの情報選択処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。 本発明に係る実施の形態４のレーダシステムの概略構成を示すブロック図である。 実施の形態４のレーダシステムを搭載する移動体の構成例を概略的に示す図である。 実施の形態４に係る送受信処理及び信号処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。
　以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。
実施の形態１．
　図１は、本発明に係る実施の形態１であるレーダシステム１の概略構成を示すブロック図である。図１に示されるようにこのレーダシステム１は、送信アンテナ１０、送信回路１１、受信アレイアンテナ２０、受信部２１及び信号処理装置３０を備えて構成されている。また、信号処理装置３０は、領域変換部３１、全域探索部３２、限定域探索部３３、情報出力部３４及び制御部３５を備えて構成されている。制御部３５は、送信回路１１、受信部２１、領域変換部３１、全域探索部３２、限定域探索部３３及び情報出力部３４のそれぞれの動作を制御する機能を有する。この制御部３５と、送信回路１１、受信部２１、領域変換部３１、全域探索部３２、限定域探索部３３及び情報出力部３４の各々との間は、システムバス及び制御信号線などの信号路を介して接続されている。
　図２は、実施の形態１における領域変換部３１の概略構成を示すブロック図である。図３は、実施の形態１の限定域探索部３３を構成する限定域積分部５３の概略構成を示すブロック図である。
　先ず、図１を参照すると、送信回路１１は、所定の周波数変調方式に従い、時間とともに上昇または下降するように変調された周波数を有する周波数変調信号を生成し、当該周波数変調信号を送信信号として送信アンテナ１０に出力する。送信アンテナ１０は、送信回路１１から入力された送信信号を外部空間に放射する。送信回路１１は、当該送信信号の一部を受信回路２１０，２１１，２１２，２１３に供給している。
　受信アレイアンテナ２０は、当該外部空間に存在する目標物体（図示せず。）で反射されて戻ってきた当該送信信号（反射信号）を同時に受信する４つの受信チャンネルＣＨ０，ＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３を有する４本の受信アンテナ２００，２０１，２０２，２０３で構成されている。
　受信部２１は、受信アンテナ２００，２０１，２０２，２０３からそれぞれ供給された受信信号を入力とする４個の受信回路２１０，２１１，２１２，２１３で構成されている。これら受信回路２１０，２１１，２１２，２１３は、４受信チャンネル分の受信信号と送信回路１１から供給された当該送信信号の一部とを混合（ミキシング）することで、当該受信信号と送信信号との間の周波数差（ビート周波数）を有するアナログビート信号を生成する。また、受信回路２１０，２１１，２１２，２１３は、当該アナログビート信号にフィルタ処理及びＡ／Ｄ変換を施すことにより４受信チャンネル分のディジタルビート信号Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を生成し、これらディジタルビート信号Ｓ０～Ｓ３からなるビート信号群ＲＳを信号処理装置３０に出力する。
　信号処理装置３０は、ビート信号群ＲＳにディジタル信号処理を施して、目標物体との距離及び目標物体の相対速度を含む目標情報Ｄｃを算出することができる。信号処理装置３０のハードウェア構成は、たとえば、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ），ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）などの半導体集積回路を有するプロセッサで実現されればよい。あるいは、信号処理装置３０のハードウェア構成は、メモリから読み出された信号処理用のソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコード（命令群）を実行する、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）またはＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃｓ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）などの演算装置を含むプロセッサで実現されてもよい。前記半導体集積回路と前記演算装置との組合せを有するプロセッサで信号処理装置３０のハードウェア構成を実現することも可能である。
　図４は、信号処理装置３０のハードウェア構成例を概略的に示すブロック図である。信号処理装置３０は、プロセッサ７１、メモリ７２、入出力インタフェース部７３及び信号路７４を含んで構成されている。信号路７４は、プロセッサ７１、メモリ７２及び入出力インタフェース部７３を相互に接続するためのバスである。入出力インタフェース部７３は、受信部２１から入力されたビート信号群ＲＳを信号路７４を介してプロセッサ７１に転送する機能を有する。プロセッサ７１は、転送されたビート信号群ＲＳにディジタル信号処理を施して目標情報Ｄｃを算出する。プロセッサ７１は、その目標情報Ｄｃを信号路７４及び入出力インタフェース部７３を介して外部機器に出力することができる。
　メモリ７２は、本実施の形態の信号処理装置３０の機能を実現するための信号処理プログラムを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ７１がディジタル信号処理を実行する際に使用されるワークメモリ、及び、当該ディジタル信号処理で使用されるデータが展開されるメモリを含む。メモリ７２としては、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）及びＳＤＲＡＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｄｙｎａｍｉｃ　Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）などの半導体メモリが使用されればよい。
　なお、図４の例では、プロセッサ７１の個数は１つであるが、これに限定されるものではない。互いに連携して動作する複数個のプロセッサを用いて信号処理装置３０のハードウェア構成が実現されてもよい。
　次に、図５及び図６を参照しつつ、本実施の形態のレーダシステム１の動作及び構成を詳細に説明する。図５は、レーダシステム１における送受信処理及び信号処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。また、図６は、ステップＳＴ２０の限定域積分の手順の一例を示すフローチャートである。
　先ず、送信回路１１は、制御部３５から送信開始命令の供給を受けると、この送信開始命令に応じて、所定の周波数変調方式に従い、予め設定されたＭ個の時間区間（Ｍは正整数）でそれぞれ周波数変調された信号を送信信号として生成し、送信アンテナ１０を介して、当該送信信号を送信する（ステップＳＴ１０）。その後、受信回路２１０，２１１，２１２，２１３は、外部空間内に存在する目標物体で反射された送信信号（反射信号）を受信する（ステップＳＴ１１）。
　図７は、周波数変調方式として高速チャープ変調（ＦＣＭ）方式が採用された場合の送信信号の周波数Ｔｆ及び受信信号の周波数Ｒｆのそれぞれの時間変化の例を示すグラフである。図７に示されるように、送信信号の周波数Ｔｆは、ノコギリ波のように変化し、指定された下限周波数ｆ１の始点から、指定された上限周波数ｆ２の終点まで、時間とともに連続的に変化するように直線状に変調されている。受信信号は、送信信号に対して遅延時間Δｔだけ遅れて受信される。本実施の形態では、図７に示されるように、チャープ番号０，１，…，Ｍ－１で示されたＭ個の時間区間で、それぞれＭ個の受信チャープが観測されるものとする。
　受信回路２１ｃｈ（ｃｈは、受信チャンネル番号）は、図７のチャープ番号０，１，…，Ｍ－１で示されたＭ個の時間区間に対応するＭ個のサンプリング区間の各々で、アナログビート信号をディジタルビート信号に変換する（図５のステップＳＴ１２）。具体的には、受信回路２１ｃｈは、先ず、アナログビート信号から不要な信号成分を除去するため、アナログビート信号にフィルタ処理を行うことによりフィルタ信号を生成する。次いで、受信回路２１ｃｈは、各サンプリング区間で、フィルタ信号をＮ点（Ｎは正整数）サンプリングすることでフィルタ信号をディジタルビート信号ＳｃｈにＡ／Ｄ変換する。このディジタルビート信号Ｓｃｈは、Ｓｃｈ（ｍ，ｎ）と表現することができる。ここで、ｍは、受信チャープに割り当てられたチャープ番号であり、０～Ｍ－１の範囲内の整数である。また、ｎは、サンプリング時間（離散時間）を示す番号であり、０～Ｎ－１の範囲内の整数である。
　次に、領域変換部３１は、各受信チャンネル（各受信チャンネル番号ｃｈ）について、時間領域におけるＭ×Ｎ点のディジタルビート信号Ｓｃｈ（ｍ，ｎ）をＭ×Ｎ点の周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）に変換する（ステップＳＴ１３）。周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）について、ｒは、目標物体との距離に対応するビート周波数（以下「距離周波数」という。）の信号成分からなる周波数ビンに割り当てられた番号（以下「距離周波数ビン番号」ともいう。）である。距離周波数ビン番号ｒは、０～Ｎ－１の範囲内の整数値をとる。また、ｖは、当該目標物体の相対速度に対応する周波数（以下「速度周波数」という。）の信号成分からなる周波数ビンに割り当てられた番号（以下「速度周波数ビン番号」ともいう。）である。速度周波数ビン番号ｖは、０～Ｍ－１の範囲内の整数値をとる。したがって、周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）は、各受信チャンネル番号ｃｈごとに、距離周波数及び速度周波数に関する振幅を有する３次元的なデータ信号である。
　具体的には、領域変換部３１は、図２に示されるように、窓関数処理部４１０，４１１，４１２，４１３からなる第１前処理部４１と、チャープ内直交変換部４２０，４２１，４２２，４２３からなる第１直交変換部４２と、窓関数処理部４３０，４３１，４３２，４３３からなる第２前処理部４３と、チャープ間直交変換部４４０，４４１，４４２，４４３からなる第２直交変換部４４とを有している。
　窓関数処理部４１ｃｈは、各受信チャンネル及び各受信チャープ（各受信チャンネル番号ｃｈ及び各チャープ番号ｍ）について入力されたＮ点のディジタルビート信号Ｓｃｈ（ｍ，ｎ）（ｎ＝０～Ｎ－１）に対して窓関数処理を実行することにより、Ｎ点の出力信号ＷＳｃｈ（ｍ，ｎ）（ｎ＝０～Ｎ－１）を生成する。この窓関数処理では、たとえば、ハミング窓（ｈａｍｍｉｎｇ　ｗｉｎｄｏｗ）関数またはブラックマン・ハリス窓（Ｂｌａｃｋｍａｎ－Ｈａｒｒｉｓ　ｗｉｎｄｏｗ）関数などの公知の窓関数が使用されればよい。
　チャープ内直交変換部４２ｃｈは、各受信チャンネル及び各受信チャープ（各受信チャンネル番号ｃｈ及び各チャープ番号ｍ）について、窓関数処理部４１ｃｈのＮ点の出力信号ＷＳｃｈ（ｍ，ｎ）（ｎ＝０～Ｎ－１）に直交変換を施すことにより、Ｎ点の第１の周波数領域信号Ｄｔ（ｃｈ，ｒ，ｍ）（ｒ＝０～Ｎ－１）を生成する。直交変換としては、高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）などの離散フーリエ変換が使用可能である。また、前述の窓関数処理部４１ｃｈにおける窓関数処理は、直交変換の際に生じるスペクトルの歪みを抑制してスペクトル分解能の向上とダイナミックレンジの拡大とを両立させるためのものである。
　次に、窓関数処理部４３ｃｈは、各受信チャンネル（各受信チャンネル番号ｃｈ）について入力されたＮ×Ｍ点の第１の周波数領域信号Ｄｔ（ｃｈ，０，ｍ）～Ｄｔ（ｃｈ，Ｎ－１，ｍ）（ｍ＝０～Ｍ－１）に対して窓関数処理を実行することにより、Ｎ×Ｍ点の出力信号ＷＤｔ（ｃｈ，０，ｍ）～ＷＤｔ（ｃｈ，Ｎ－１，ｍ）（ｍ＝０～Ｍ－１）を生成する。この窓関数処理では、たとえば、ハミング窓関数またはブラックマン・ハリス窓関数などの公知の窓関数が使用されればよい。
　チャープ間直交変換部４４ｃｈは、各受信チャンネル（各受信チャンネル番号ｃｈ）について、窓関数処理部４３ｃｈのＮ×Ｍ点の出力信号ＷＤｔ（ｃｈ，０，ｍ）～ＷＤｔ（ｃｈ，Ｎ－１，ｍ）（ｍ＝０～Ｍ－１）に直交変換を施すことにより、第２の周波数領域信号として周波数領域信号Ｎ×Ｍ点のｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）（ｒ＝０～Ｎ－１；ｖ＝０～Ｍ－１）を生成する。周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）は、各受信チャンネルごとに、距離周波数及び速度周波数に関する振幅を有する３次元的なデータ信号である。直交変換としては、高速フーリエ変換などの離散フーリエ変換が使用可能である。また、前述の窓関数処理部４３ｃｈにおける窓関数処理は、直交変換の際に生じるスペクトルの歪みを抑制してスペクトル分解能の向上とダイナミックレンジの拡大とを両立させるためのものである。
　上記ステップＳＴ１３（図５）の実行後、全域探索部３２は、全域探索処理（図５のステップＳＴ１４，ＳＴ１５）を実行する。具体的には、先ず、全域探索部３２は、領域変換部３１から入力された周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ），ｄａｔ（１，ｒ，ｖ），ｄａｔ（２，ｒ，ｖ），ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）を受信チャンネル方向にインコヒーレント積分する（ステップＳＴ１４）。図１に示されるように全域探索部３２は、全域積分部５１と目標情報検出部５２とを有している。全域積分部５１は、各距離周波数ビン番号ｒ及び各速度周波数ビン番号ｖについて、周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ），ｄａｔ（１，ｒ，ｖ），ｄａｔ（２，ｒ，ｖ），ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）を受信チャンネル方向にインコヒーレント積分することで積分信号Ｐｉ（ｒ，ｖ）を算出することができる（ステップＳＴ１４）。
　周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）は、受信チャンネル数を４チャンネルとし、距離周波数ビン数をＮ点とし、速度周波数ビン数をＭ点とする３次元的なデータ信号である。全域積分部５１は、距離周波数ビン番号ｒを同一とし、かつ速度周波数ビン番号ｖを同一とする周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ）～ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の絶対値または電力値（＝絶対値の二乗）を、受信チャンネルが異なる方向に加算することでインコヒーレント積分を行うことができる。積分信号Ｐｉ（ｒ，ｖ）は、たとえば、次式（１）で表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　式（１）において、周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）は、同相（Ｉｎ－ｐｈａｓｅ）成分及び直交（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ－ｐｈａｓｅ）成分を有する複素信号である。
　次に、目標情報検出部５２は、積分信号Ｐｉ（ｒ，ｖ）に基づいて目標物体までの距離（測距値）及び当該目標物体の相対速度などの第１の目標情報Ｄｉの検出を試みる（図５のステップＳＴ１５）。第１の目標情報Ｄｉの検出に成功した場合、目標情報検出部５２は、この第１の目標情報Ｄｉを情報出力部３４に出力する。具体的には、目標情報検出部５２は、積分信号Ｐｉ（ｒ，ｖ）のスペクトル分布からピーク値を検出し、当該検出されたピーク値に対応する周波数ビン番号の組（ｒｉ，ｖｉ）を取得することができる。目標情報検出部５２は、距離周波数ビン番号ｒｉから当該目標物体との距離（測距値）Ｒｉを算出することができ、速度周波数ビン番号ｖｉから当該目標物体の相対速度Ｖｉを算出することができる。そして、目標情報検出部５２は、距離周波数ビン番号ｒｉ，測距値Ｒｉ，速度周波数ビン番号ｖｉ，相対速度Ｖｉ及び積分信号Ｐｉ（ｒ，ｖ）を含む情報を、第１の目標情報Ｄｉとして情報出力部３４に出力することができる。
　たとえば、目標情報検出部５２は、積分信号Ｐｉ（ｒ，ｖ）のスペクトル分布から、閾値ｔｈ０より大きく、かつ、極大値となるようなピーク値Ｐｉ（ｒｉ，ｖｉ）を検出し、当該ピーク値Ｐｉ（ｒｉ，ｖｉ）に対応する周波数ビン番号の組（ｒｉ，ｖｉ）を得ることができる。具体的には、次の条件式（２）～（６）を全て満たすようなピーク値Ｐｉ（ｒｉ，ｖｉ）を検出することができる。ここで、閾値ｔｈ０は、ノイズレベル相当の電力の信号を除外することを可能とする閾値である。
　　Ｐｉ（ｒ－１，ｖ）　＜　Ｐｉ（ｒ，ｖ）　　　　　　　　　　（２）
　　Ｐｉ（ｒ，ｖ）　＞　Ｐｉ（ｒ＋１，ｖ）　　　　　　　　　　（３）
　　Ｐｉ（ｒ，ｖ－１）　＜　Ｐｉ（ｒ，ｖ）　　　　　　　　　　（４）
　　Ｐｉ（ｒ，ｖ）　＞　Ｐｉ（ｒ，ｖ＋１）　　　　　　　　　　（５）
　　ｔｈ０　＜　Ｐｉ（ｒ，ｖ）　　　　　　　　　　　　　　　　（６）
　閾値ｔｈ０の算出方法としては、公知の方法が使用されればよく、特に制限されるものではない。また、閾値ｔｈ０は、状況に応じて動的に変更されてもよい。
　上記した全域探索処理（図５のステップＳＴ１４，ＳＴ１５）の後、限定域探索部３３は、限定域探索処理（ステップＳＴ２０，ＳＴ２５）を実行する。なお、図５のフローチャートでは、全域探索処理の後に、限定域探索処理が実行されているが、この代わりに、全域探索処理と限定域探索処理とが同時並列に実行されてもよいし、あるいは、限定域探索処理の後に全域探索処理が実行されてよい。
　図１に示されるように、限定域探索部３３は、限定域積分部５３及び目標情報検出部５４を有している。限定域積分部５３は、図３に示されるように、第１位相変更部６１、コヒーレント積分部６２、第２位相変更部６３及びコヒーレント積分部６４を有する。図５のステップＳＴ２０において限定域積分部５３は、領域変換部３１から入力された周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ），ｄａｔ（１，ｒ，ｖ），ｄａｔ（２，ｒ，ｖ），ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）に対して限定域積分を行う。
　図６を参照すると、第１位相変更部６１は、第１の特定方位の領域に目標検出範囲（探索範囲）を限定させるように周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ），ｄａｔ（１，ｒ，ｖ），ｄａｔ（２，ｒ，ｖ），ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相をシフトすることで、位相シフト信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ），Ｄ１（１，ｒ，ｖ），Ｄ１（２，ｒ，ｖ），Ｄ１（３，ｒ，ｖ）を生成する（ステップＳＴ２１）。位相シフト信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ）～Ｄ１（３，ｒ，ｖ）は、たとえば、次式（７Ａ）～（７Ｄ）で表現することができる。
　Ｄ１（０，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ１））０×ｄａｔ（０，ｒ，ｖ）　　　　（７Ａ）
　Ｄ１（１，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ１））１×ｄａｔ（１，ｒ，ｖ）　　　　（７Ｂ）
　Ｄ１（２，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ１））２×ｄａｔ（２，ｒ，ｖ）　　　　（７Ｃ）
　Ｄ１（３，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ１））３×ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）　　　　（７Ｄ）
　式（７Ａ）～（７Ｄ）において、ｉは虚数単位である。また、Δφ１は、当該第１の特定方位に対して隣り合う受信チャンネル間の受信位相差である。式（７Ａ）～（７Ｄ）によれば、周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）の位相は、受信位相差Δφ１のｃｈ倍（ｃｈ＝０，１，２，３）に比例する位相変更量－ｃｈ×Δφ１だけシフトさせられる。なお、変数ｘ，ｙについて、（ｅｘｐ（ｘ））ｙ＝ｅｘｐ（ｙｘ）が一般に成立する。
　次に、コヒーレント積分部６２は、第１位相変更部６１から入力された位相シフト信号Ｄ１（ｃｈ，ｒ，ｖ）を受信チャンネル方向にコヒーレント積分することにより第１の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）を算出する（ステップＳＴ２２）。この第１の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）は目標情報検出部５４に供給される。より具体的には、コヒーレント積分部６２は、位相シフト信号Ｄ１（ｃｈ，ｒ，ｖ）（ｃｈ＝０～３）をすべて加算するとともに当該加算結果の絶対値または電力値を算出することでコヒーレント積分を実行することができる。第２の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）は、たとえば、次式（８）で表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　一方、第２位相変更部６３は、前記第１の特定方位とは異なる第２の特定方位の領域に目標検出範囲（探索範囲）を限定させるように周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ），ｄａｔ（１，ｒ，ｖ），ｄａｔ（２，ｒ，ｖ），ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相をシフトすることで、位相シフト信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ），Ｄ２（１，ｒ，ｖ），Ｄ２（２，ｒ，ｖ），Ｄ２（３，ｒ，ｖ）を生成する（ステップＳＴ２３）。位相シフト信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ）～Ｄ２（３，ｒ，ｖ）は、たとえば、次式（９Ａ）～（９Ｄ）で表現することができる。
　Ｄ２（０，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ２））０×ｄａｔ（０，ｒ，ｖ）　　　　（９Ａ）
　Ｄ２（１，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ２））１×ｄａｔ（１，ｒ，ｖ）　　　　（９Ｂ）
　Ｄ２（２，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ２））２×ｄａｔ（２，ｒ，ｖ）　　　　（９Ｃ）
　Ｄ２（３，ｒ，ｖ）
＝（ｅｘｐ（－ｉΔφ２））３×ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）　　　　（９Ｄ）
　式（９Ａ）～（９Ｄ）において、Δφ２は、当該第２の特定方位に対して隣り合う受信チャンネル間の受信位相差である。式（９Ａ）～（９Ｄ）によれば、周波数領域信号ｄａｔ（ｃｈ，ｒ，ｖ）の位相は、受信位相差Δφ２のｃｈ倍（ｃｈ＝０，１，２，３）に比例する位相変更量－ｃｈ×Δφ２（ｃｈ＝０，１，２，３）だけシフトさせられる。
　次に、コヒーレント積分部６４は、第２位相変更部６３から入力された位相シフト信号Ｄ２（ｃｈ，ｒ，ｖ）を受信チャンネル方向にコヒーレント積分することにより第２の積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）を算出する（ステップＳＴ２４）。この第２の積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）は目標情報検出部５４に供給される。より具体的には、コヒーレント積分部６４は、位相シフト信号Ｄ２（ｃｈ，ｒ，ｖ）（ｃｈ＝０～３）をすべて加算するとともに当該加算結果の絶対値または電力値を算出することでコヒーレント積分を行う。第２の積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）は、たとえば、次式（１０）で表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　図８は、ｘ軸（ベースライン）に沿って配列された受信アンテナ２００，２０１，２０２，２０３と、或る方位から角度θで入射する反射波との関係を例示する図である。当該反射波は、送信アンテナ１０から出力された送信波が目標物体で反射するときに生じた信号である。受信アンテナ２００，２０１，２０２，２０３は、ｘ軸に沿って等間隔ｄで配列されおり、リニアアレイアンテナを構成している。また受信アンテナ２０３の位置が基準点に設定されている。更に角度θの値は、正面方向（ｙ軸正方向）に対して０度とし、時計回りで正の値とされる。このとき、一般に、受信波の、隣り合う受信アンテナ２０２，２０３間の位相差（受信チャンネルＣＨ２，ＣＨ３間の受信位相差）Δφは、次式（１１）で表現可能である。
Δφ＝２πｄ×ｓｉｎ（θ）／λ　　　　　　　　　　　　　　（１１）
　式（１１）において、λは、受信波の波長である。一般に、間隔ｄに対して、受信アンテナ２００～２０３と目標物体との間の距離は非常に大きく、受信アンテナ２００～２０３の各々への受信波の到来方向は同じとみなすことができる。このため、受信アンテナ２００，２０１間の位相差（受信チャンネルＣＨ０，ＣＨ１間の受信位相差）及び受信アンテナ２０１，２０２間の位相差（受信チャンネルＣＨ１，ＣＨ２間の受信位相差）も、Δφとみなされる。
　位相差Δφが＋πを超過（１８０度を超過）しもしくは－π未満（－１８０度未満）になると、アンビギュイティと呼ばれる角度の折り返しが発生するので、受信波の到来方向、すなわち目標物体の方位を確定することが難しくなる。このため、レーダシステム１が有効に機能するための目標検出範囲（探索範囲）は、次式（１２）を満たすθで示される範囲であることが望ましい。
－π＜２πｄ×ｓｉｎ（θ）／λ＜＋π　　　　　　　　　　　（１２）
　本実施の形態の受信アレイアンテナ２０が、図８に示すようなリニアアレイアンテナとして構成されている場合を想定する。この場合、上式（７Ａ）～（７Ｄ）の受信位相差Δφ１が＋π／２（＋９０度）に設定されたとき、ｅｘｐ（－ｉΔφ１）＝－ｉ、となる。このとき、積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）は、次式（１３）に示すように表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
　式（１３）は、物理的には、図８の右斜め前方から到来する受信波（受信ビーム）を検出できるように位相シフトされた位相シフト信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ）～Ｄ１（３，ｒ，ｖ）の総和の電力値を定めるものである。
　一方、上式（９Ａ）～（９Ｄ）の受信位相差Δφ２が－π／２（＋９０度）に設定されたとき、ｅｘｐ（－ｉΔφ２）＝＋ｉ、となる。このとき、積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）は、次式（１４）に示すように表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
　式（１４）は、物理的には、図８の左斜め前方から到来する受信波（受信ビーム）を検出できるように位相シフトされた位相シフト信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ）～Ｄ２（３，ｒ，ｖ）の総和の電力値を定めるものである。
　このように式（１３），（１４）は、それぞれ、図８の正面方向に対して斜め右方の領域及び斜め左方の領域に目標検出範囲を限定することを意味している。
　また、式（１３），（１４）は、虚数単位ｉを含む複素信号の乗算処理を含み、それぞれ－９０度及び＋９０度だけ位相回転をさせる位相変更量を含む。よって、式（１３），（１４）に基づく実質的な演算は、加算処理のみで構成できる。このため、通常のＤＢＦ（Ｄｉｔａｌ Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ）の処理を行う場合と比べて、演算量を少なくすることが可能である。
　上記した限定域探索処理（図５のステップＳＴ２０，ＳＴ２５）の後、目標情報検出部５４は、限定域積分部５３から入力された積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）に基づいて、目標物体までの距離（測距値）及び当該目標物体の相対速度などの第２の目標情報Ｄｊの検出を試みる（ステップＳＴ２５）。第２の目標情報Ｄｊの検出に成功した場合、目標情報検出部５４は、第２の目標情報Ｄｊを情報出力部３４に出力する。
　具体的には、目標情報検出部５４は、積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）のスペクトル分布からそれぞれピーク値Ｐｒ（ｒｒ，ｖｒ），Ｐｌ（ｒｌ，ｖｌ）を検出し、当該検出されたピーク値Ｐｒ（ｒｒ，ｖｒ），Ｐｌ（ｒｌ，ｖｌ）に対応する周波数ビン番号の組（ｒｒ，ｖｒ），（ｒｌ，ｖｌ）を取得することができる。目標情報検出部５２は、距離周波数ビン番号ｒｒ，ｒｌから、異なる目標物体との距離（測距値）Ｒｒ，Ｒｌをそれぞれ算出することができ、速度周波数ビン番号ｖｒ，ｖｌから当該異なる目標物体の相対速度Ｖｒ，Ｖｌをそれぞれ算出することができる。そして、目標情報検出部５４は、距離周波数ビン番号ｒｒ，ｒｌ、測距値Ｒｒ，Ｒｌ、速度周波数ビン番号ｖｒ，ｖｌ、相対速度Ｖｒ，Ｖｌ及び積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）を含む情報を、第２の目標情報Ｄｊとして情報出力部３４に出力することができる。
　目標情報検出部５４は、目標情報検出部５２と同様の方法でピーク値を検出すればよい。ただし、目標情報検出部５２で設定される閾値ｔｈ０とは異なる閾値が設定されてよい。
　その後、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊのうちの少なくとも一方の目標情報が検出された場合（ステップＳＴ２６のＹＥＳ）、情報出力部３４は、当該検出された目標情報Ｄｃを出力する（図５のステップＳＴ２７）。全域探索部３２及び限定域探索部３３の双方から第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊが供給された場合には、情報出力部３４は、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊを統合して目標情報Ｄｃを生成し、この目標情報Ｄｃを出力する。一方、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊのいずれの目標情報も検出されなかった場合（ステップＳＴ２６のＮＯ）、信号処理は終了する。
　図９は、レーダシステム１を搭載する移動体である車両ＶＣＬと目標物体ＴＧ１，ＴＧ２との配置例を示す図である。目標物体ＴＧ１は、車両ＶＣＬに搭載されたレーダシステム１の前方の領域に位置し、目標物体ＴＧ２は、レーダシステム１の斜め右方の領域に位置している。車両ＶＣＬに搭載されたレーダシステム１では、全域探索部３２が正面方向の領域を探索して目標物体ＴＧ１を検出し、距離周波数ビン番号ｒｉに相当する、目標物体ＴＧ１との距離Ｒ０を算出するとともに、速度周波数ビン番号ｖｉに相当する相対速度Ｖ０を算出することができる。また、限定域探索部３３は、斜め右方の領域に目標検出範囲を限定して目標物体ＴＧ２を検出し、距離周波数ビン番号ｒｒに相当する、目標物体ＴＧ２との距離Ｒ１を算出するとともに、速度周波数ビン番号ｖｒに相当する相対速度Ｖ１を算出することができる。
　ここで、目標物体ＴＧ１と比べると、目標物体ＴＧ２のサイズが小さい、もしくは電波を反射しにくい材質で構成されているので、目標物体ＴＧ２のレーダ反射面積は目標物体ＴＧ１のそれよりも小さいものとする。このとき、全域探索部３２の目標情報検出部５２は、積分信号Ｐｉ（ｒ，ｖ）のスペクトル分布から、目標物体ＴＧ１を示す強いピークを検出することができるが、目標物体ＴＧ２を示す弱いピークを検出することができないおそれがある。特に、目標物体ＴＧ１，ＴＧ２の相対速度Ｖ０，Ｖ１が等しく、かつ目標物体ＴＧ１，ＴＧ２の位置が互いに近いと、当該スペクトル分布における目標物体ＴＧ１を示すピーク位置と目標物体ＴＧ２を示すピーク位置とが互いに近くなるため、目標情報検出部５２は、レーダ反射面積の小さな目標物体ＴＧ２を示す弱いピークを検出することに失敗することがある。これに対し、限定域探索部３３は、目標検出範囲を斜め右方の領域に限定することができるので、積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）のスペクトル分布から、目標物体ＴＧ２を示すピークを高い確率で検出することができる。
　なお、目標情報検出部５２，５４で使用される目標検出方法は、上記した方法でもよいが、これに限定されるものではない。上記した方法に代えて、レーダ技術分野で従来より広く使用されているＣＦＡＲ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ　ｆａｌｓｅ　ａｌａｒｍ　ｒａｔｅ）技術が採用されてもよい。
　以上に説明した実施の形態１の効果は以下のとおりである。実施の形態１によれば、限定域探索部３３は、領域変換部３１から入力された周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ）～ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相を、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるようにシフトすることにより位相シフト信号を生成し、これら位相シフト信号を積分して積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）を算出する。限定域探索部３３は、第１及び第２の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）に基づいて第２の目標情報を検出することができる。このため、全域探索部３２では検出不能な目標物体であっても、限定域探索部３３は高い確率で検出することができる。更に、周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ）～ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相シフトと積分処理との組合せを採用したことにより、限定域探索部３３は、全域探索部３２では検出不能な目標物体を小さな演算負荷で検出することができる。したがって、従来技術と比べると、目標検出性能の向上と演算時間の短縮化との両立を実現することができる。あるいは、目標検出性能の向上と、レーダシステム１の小型軽量化及び低コスト化とを実現することができる。
実施の形態２．
　図１０は、本発明に係る実施の形態２のレーダシステム２の概略構成を示すブロック図である。このレーダシステム２は、送信アンテナ１０、送信回路１１、受信アレイアンテナ２０、受信部２１及び信号処理装置３０Ａを備えて構成されている。信号処理装置３０Ａの構成は、上記実施の形態１の限定域探索部３３に代えて図１０の限定域探索部３３Ａを有する点を除いて、実施の形態１の信号処理装置３０の構成と同じである。
　図１０に示されるように限定域探索部３３Ａは、限定域積分部５３Ａと目標情報検出部５４とを有する。限定域探索部３３Ａの構成は、実施の形態１の限定域積分部５３に代えて図１０の限定域積分部５３Ａを有する点を除いて、実施の形態１の限定域探索部３３の構成と同じである。
　図１１は、実施の形態２における限定域積分部５３Ａの概略構成を示すブロック図である。図１１に示されるように限定域積分部５３Ａは、第１位相変更部６１、第２位相変更部６３、コヒーレント積分部６５Ａ，６５Ｂ，６７Ａ，６７Ｂ及びインコヒーレント積分部６６，６８を有する。
　本実施の形態の第１位相変更部６１は、上記実施の形態１の第１位相変更部６１と同様に、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるように周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ），ｄａｔ（１，ｒ，ｖ），ｄａｔ（２，ｒ，ｖ），ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相をシフトすることで、位相シフト信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ），Ｄ１（１，ｒ，ｖ），Ｄ１（２，ｒ，ｖ），Ｄ１（３，ｒ，ｖ）を生成する。これら位相シフト信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ），Ｄ１（１，ｒ，ｖ），Ｄ１（２，ｒ，ｖ），Ｄ１（３，ｒ，ｖ）は、上式（７Ａ）～（７Ｄ）で表現される。次いで、第１位相変更部６１は、位相シフト信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ），Ｄ１（１，ｒ，ｖ）をコヒーレント積分部６５Ａに出力し、位相シフト信号Ｄ１（２，ｒ，ｖ），Ｄ１（３，ｒ，ｖ）をコヒーレント積分部６５Ｂに出力する。
　コヒーレント積分部（加算部）６５Ａは、入力された位相シフト信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ），Ｄ１（１，ｒ，ｖ）を加算することによりコヒーレント積分を実行し、その加算信号Ｄ１（０，ｒ，ｖ）＋Ｄ１（１，ｒ，ｖ）をインコヒーレント積分部６６に出力する。一方、コヒーレント積分部（加算部）６５Ｂは、入力された位相シフト信号Ｄ１（２，ｒ，ｖ），Ｄ１（３，ｒ，ｖ）を加算することによりコヒーレント積分を実行し、その加算信号Ｄ１（２，ｒ，ｖ）＋Ｄ１（３，ｒ，ｖ）をインコヒーレント積分部６６に出力する。
　インコヒーレント積分部６６は、コヒーレント積分部６５Ａ，６５Ｂから入力された加算信号を受信チャンネル方向にインコヒーレント積分することにより第１の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）を算出し、この第１の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）を目標情報検出部５４に供給する。ここで、インコヒーレント積分部６６は、入力された加算信号の絶対値または電力値を示すスペクトル信号をすべて加算することでインコヒーレント積分を行う。第１の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）は、たとえば、次式（１５）で表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
　本実施の形態の受信アレイアンテナ２０が、図８に示したようなリニアアレイアンテナとして構成されている場合、受信位相差Δφ１が＋π／２（＋９０度）に設定されたとき、ｅｘｐ（－ｉΔφ１）＝－ｉ、となる。このとき、第１の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ）は、次式（１６）に示すように表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　一方、本実施の形態の第２位相変更部６３は、上記実施の形態１の第２位相変更部６３と同様に、他の特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるように周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ），ｄａｔ（１，ｒ，ｖ），ｄａｔ（２，ｒ，ｖ），ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相をシフトすることで、位相シフト信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ），Ｄ２（１，ｒ，ｖ），Ｄ２（２，ｒ，ｖ），Ｄ２（３，ｒ，ｖ）を生成する。これら位相シフト信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ），Ｄ２（１，ｒ，ｖ），Ｄ２（２，ｒ，ｖ），Ｄ２（３，ｒ，ｖ）は、上式（９Ａ）～（９Ｄ）で表現される。次いで、第２位相変更部６３は、位相シフト信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ），Ｄ２（１，ｒ，ｖ）をコヒーレント積分部６７Ａに出力し、位相シフト信号Ｄ２（２，ｒ，ｖ），Ｄ２（３，ｒ，ｖ）をコヒーレント積分部６７Ｂに出力する。
　コヒーレント積分部（加算部）６７Ａは、入力された位相シフト信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ），Ｄ２（１，ｒ，ｖ）を加算することによりコヒーレント積分を実行し、その加算信号Ｄ２（０，ｒ，ｖ）＋Ｄ２（１，ｒ，ｖ）をインコヒーレント積分部６８に出力する。コヒーレント積分部（加算部）６７Ｂは、入力された位相シフト信号Ｄ２（２，ｒ，ｖ），Ｄ２（３，ｒ，ｖ）を加算することによりコヒーレント積分を実行し、その加算信号Ｄ２（２，ｒ，ｖ）＋Ｄ２（３，ｒ，ｖ）をインコヒーレント積分部６８に出力する。
　インコヒーレント積分部６８は、コヒーレント積分部６７Ａ，６７Ｂから入力された加算信号を受信チャンネル方向にインコヒーレント積分することにより第２の積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）を算出し、この第２の積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）を目標情報検出部５４に供給する。ここで、インコヒーレント積分部６８は、入力された加算信号の絶対値または電力値を示すスペクトル信号をすべて加算することでインコヒーレント積分を行う。第２の積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）は、たとえば、次式（１７）で表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　受信位相差Δφ２が－π／２（－９０度）に設定されたとき、ｅｘｐ（－ｉΔφ２）＝＋ｉ、となる。このとき、第２の積分信号Ｐｌ（ｒ，ｖ）は、次式（１８）に示すように表現可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　本実施の形態の限定域積分部５３Ａは、特定方位に対して隣り合う受信チャンネルの位相シフト信号のＤ１（０，ｒ，ｖ），Ｄ１（１，ｒ，ｖ）を加算（コヒーレント積分）し、隣り合う受信チャンネルの位相シフト信号のＤ１（２，ｒ，ｖ），Ｄ１（３，ｒ，ｖ）を加算（コヒーレント積分）した後で、加算信号をインコヒーレント積分する。また、限定域積分部５３Ａは、別の特定方位に対して隣り合う受信チャンネルの位相シフト信号のＤ２（０，ｒ，ｖ），Ｄ２（１，ｒ，ｖ）を加算（コヒーレント積分）し、隣り合う受信チャンネルの位相シフト信号のＤ２（２，ｒ，ｖ），Ｄ２（３，ｒ，ｖ）を加算（コヒーレント積分）した後に、加算信号をインコヒーレント積分する。このため、実施の形態１の限定域積分部５３の目標検出範囲よりも広い範囲を網羅しつつ、限定域積分部５３Ａの目標検出範囲を限定することができる。
　以上に説明したように実施の形態２では、限定域探索部３３Ａは、領域変換部３１から入力された周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ）～ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相を、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるようにシフトすることにより位相シフト信号を生成し、これら位相シフト信号を積分して第１及び第２の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）を算出する。限定域探索部３３Ａは、第１及び第２の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）に基づいて第２の目標情報を検出することができる。このため、全域探索部３２では検出不能な目標物体であっても、限定域探索部３３Ａは高い確率で検出することができる。更に、周波数領域信号ｄａｔ（０，ｒ，ｖ）～ｄａｔ（３，ｒ，ｖ）の位相シフトと積分処理（加算処理及びインコヒーレント積分）との組合せを採用したことにより、限定域探索部３３Ａは、全域探索部３２では検出不能な目標物体を小さな演算負荷で検出することができる。したがって、従来技術と比べると、目標検出性能の向上と演算時間の短縮化との両立を実現することができる。あるいは、目標検出性能の向上と、レーダシステム２の小型軽量化及び低コスト化とを実現することができる。
　更に、実施の形態２では、加算処理（コヒーレント積分）とインコヒーレント積分との組合せで第１及び第２の積分信号Ｐｒ（ｒ，ｖ），Ｐｌ（ｒ，ｖ）が算出されるので、限定域積分部５３Ａの目標検出範囲を比較的広い範囲に限定することができる。これにより、目標検出性能の向上が可能である。
実施の形態３．
　図１２は、本発明に係る実施の形態３のレーダシステム３の概略構成を示すブロック図である。このレーダシステム３は、送信アンテナ１０、送信回路１１、受信アレイアンテナ２０、受信部２１及び信号処理装置３０Ｂを備えて構成されている。信号処理装置３０Ｂの構成は、上記実施の形態１の情報出力部３４に代えて図１２の情報出力部３４Ｂを有する点を除いて、実施の形態１の信号処理装置３０の構成と同じである。
　本実施の形態の情報出力部３４Ｂは、全域探索部３２から入力された第１の目標情報Ｄｉと限定域探索部３３から入力された第２の目標情報Ｄｊとを互いに比較し、当該比較結果に応じて、第１の目標情報Ｄｉのみ、あるいは、第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊの組合せのいずれか一方の情報を出力する機能を有する。具体的には、情報出力部３４Ｂは、当該比較結果に基づいて第２の目標情報Ｄｊが第１の目標情報Ｄｉと一致すると判定したときは、第１の目標情報Ｄｉのみを出力し、第２の目標情報Ｄｊが第１の目標情報Ｄｉと一致しないと判定したときは、第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊを統合して出力することができる。
　たとえば、第１の目標情報Ｄｉと第２の目標情報Ｄｊとの間で距離周波数ビン番号及び速度周波数ビン番号が一致するとき、情報出力部３４Ｂは、第１の目標情報Ｄｉのみを優先して出力すればよい。これにより、同一の目標物体が検出されていた場合には、不要な情報の出力を回避することができる。
　また、本実施の形態の情報出力部３４Ｂは、第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊの合計データ量を閾値ＴＨＤと比較し、当該比較結果に応じて、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊのうちのいずれか一方の情報を選択し出力する機能を有する。具体的には、情報出力部３４Ｂは、当該比較結果に基づいてその合計データ量が閾値ＴＨＤを超過すると判定したときは、第１の目標情報Ｄｉで示される測定値と前記第２の目標情報で示される測定値との大小関係に基づいて、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊのうちのいずれか一方の情報を選択することができる。これにより、出力側の通信負荷などの処理負荷を下げることができる。
　たとえば、情報出力部３４Ｂは、第１の目標情報Ｄｉで示される測距値が第２の目標情報Ｄｊで示される測距値未満であれば、第１の目標情報Ｄｉを選択し、第２の目標情報Ｄｊで示される測距値が第１の目標情報Ｄｉで示される測距値未満であれば、第２の目標情報Ｄｊを選択することができる。これにより、検出された目標物体が多数存在し、想定される出力側の通信性能を超えるデータを出力しなければならなくなった場合、もしくは、合計データ量が通信フォーマットで規定されている許容データ量を超えるような場合でも、情報出力部３４Ｂは、レーダシステム３との距離が近い目標物体に関する情報を優先的に出力することができる。よって、情報出力部３４Ｂの出力情報に基づいて、レーダシステム３に近い目標物体の挙動を優先的に検出すること、及び、その目標物体との接触の可能性を早期に検出することが可能となる。
　また、情報出力部３４Ｂは、第１の目標情報Ｄｉで示される相対速度が第２の目標情報Ｄｊで示される相対速度を超えていれば、第１の目標情報Ｄｉを選択し、第２の目標情報Ｄｊで示される相対速度が第１の目標情報Ｄｉで示される相対速度を超えていれば、第２の目標情報Ｄｊを選択することができる。これにより、検出された目標物体が多数存在し、想定される出力側の通信性能を超えるデータを出力しなければならなくなった場合、もしくは、合計データ量が通信フォーマットで規定されている許容データ量を超えるような場合でも、情報出力部３４Ｂは、危険性の高い目標物体に関する情報を優先的に出力することができる。よって、情報出力部３４Ｂの出力情報に基づいて、その目標物体との接触の可能性などを早期に検出することができる。
　次に、図１３及び図１４を参照しつつ、上記した信号処理装置３０Ｂの動作について説明する。図１３及び図１４は、実施の形態３に係る送受信処理及び信号処理の手順の例を示すフローチャートである。図１３に示されるステップＳＴ１０～ＳＴ２６の処理内容は、図５に示したステップＳＴ１０～ＳＴ２６の処理内容と同じであるため、詳細な説明を省略する。
　図１３を参照すると、ステップＳＴ２６で第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊのうちの少なくとも一方の目標情報が検出された後は（ステップＳＴ２６のＹＥＳ）、情報出力部３４は、更に、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊの双方が検出されたか否かを判定する（ステップＳＴ２８）。第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊの双方が検出されない場合（ステップＳＴ２８のＮＯ）、情報出力部３４は、当該検出された目標情報Ｄｃを出力する（ステップＳＴ２９）。一方、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊの双方が検出された場合（ステップＳＴ２８のＹＥＳ）、情報出力部３４は、ステップＳＴ３０の情報選択処理を実行する。図１４は、ステップＳＴ３０の情報選択処理の手順の例を示すフローチャートである。
　図１４を参照すると、情報出力部３４Ｂは、全域探索部３２及び限定域探索部３３から入力された第１の目標情報Ｄｉと第２の目標情報Ｄｊとを互いに比較し（ステップＳＴ４１）、第２の目標情報Ｄｊは第１の目標情報Ｄｉと一致するか否かを判定する（ステップＳＴ４２）。たとえば、全域探索部３２及び限定域探索部３３が同一目標物体を検出していた場合、第２の目標情報Ｄｊが第１の目標情報Ｄｉと一致する。このような場合（ステップＳＴ４２のＹＥＳ）、情報出力部３４Ｂは、第１の目標情報Ｄｉを選択し（ステップＳＴ４３）、当該選択された第１の目標情報Ｄｉを目標情報Ｄｃとして出力する（図１３のステップＳＴ３１）。
　一方、第２の目標情報Ｄｊが第１の目標情報Ｄｉと一致しないと判定した場合（ステップＳＴ４２のＮＯ）、情報出力部３４Ｂは、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊの双方を選択する（ステップＳＴ４４）。次いで、情報出力部３４Ｂは、選択された第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊの合計データ量を閾値ＴＨＤと比較する（ステップＳＴ４５）。選択された第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊの合計データ量が閾値ＴＨＤを超過していない場合（ステップＳＴ４６のＮＯ）、情報出力部３４Ｂは、ステップＳＴ４４で選択された第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊを目標情報Ｄｃとして出力する（図１３のステップＳＴ３１）。
　選択された第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊの合計データ量が閾値ＴＨＤを超過している場合には（ステップＳＴ４６のＹＥＳ）、情報出力部３４Ｂは、上記したように、第１の目標情報Ｄｉで示される測定値と第２の目標情報Ｄｊで示される測定値との大小関係に基づいて、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊのうちのいずれか一方の情報を選択し（ステップＳＴ４７）、当該選択された情報を目標情報Ｄｃとして出力する（図１３のステップＳＴ３１）。
　以上に説明したように実施の形態３では、情報出力部３４Ｂは、第１の目標情報Ｄｉと第２の目標情報Ｄｊとを互いに比較し、当該比較結果に応じて、第１の目標情報Ｄｉのみ、あるいは、第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊの組合せのいずれか一方の情報を出力する機能を有する。また、情報出力部３４Ｂは、第１及び第２の目標情報Ｄｉ，Ｄｊの合計データ量を閾値ＴＨＤと比較し、当該比較結果に応じて、第１の目標情報Ｄｉ及び第２の目標情報Ｄｊのうちのいずれか一方の情報を選択し出力する機能を有している。これら機能により、不要な情報の出力を回避すること、及び、出力側の通信負荷などの処理負荷を下げることが可能となる。
　なお、信号処理装置３０Ｂの構成は、限定域探索部３３に代えて実施の形態２の限定域探索部３３Ａ（図１０）を有するように変更されてもよい。
実施の形態４．
　図１５は、本発明に係る実施の形態４のレーダシステム４の概略構成を示すブロック図である。このレーダシステム４は、送信アンテナ１０、送信回路１１、受信アレイアンテナ２０、受信部２１及び信号処理装置３０Ｃを備えて構成されている。信号処理装置３０Ｃの構成は、上記実施の形態３の制御部３５に代えて、図１５の制御部３５Ｃ及びセンサ情報取得部３６を有する点を除いて、実施の形態３の信号処理装置３０Ｂの構成と同じである。
　センサ情報取得部３６は、レーダシステム４の外部に存在する各種センサ（図示せず）から出力されたセンサ信号群からなるセンサ情報ＳＤを取得し、このセンサ情報ＳＤを制御部３５Ｃに供給する。当該各種センサはレーダシステム４の外部の状況を検出する。センサ情報取得部３６は、通信機能を有し、この通信機能を利用して外部装置（当該各種センサまたは当該各種センサに接続された外部装置）からセンサ情報ＳＤを取得することができる。
　図１６は、本実施の形態のレーダシステム４を搭載する移動体である車両ＶＣＬの構成例を示す概略図である。図１６の例では、車両ＶＣＬは、車両ＶＣＬの各種動作（たとえば、エンジン制御、運転支援制御及び危険回避制御）を制御する車両制御装置９と、各種センサＳＲ１，…，ＳＲｍ，…，ＳＲＭ（Ｍは正整数）と、レーダシステム４とを備えている。車両制御装置９は、各種センサＳＲ１～ＳＲＭから出力されたセンサ信号群とレーダシステム４から供給された目標情報Ｄｃとを用いて、各種制御を行う。各種センサＳＲ１～ＳＲＭとしては、たとえば、加速度センサ、車速センサ、ステアリングセンサ（ステアリング・ホイールすなわちハンドルの回転角を検出するセンサ）、レインセンサ及び撮像センサが挙げられる。車両制御装置９は、当該センサ信号群の全部または一部からなるセンサ情報ＳＤをレーダシステム４に供給することができる。車両制御装置９は、各種センサＳＲ１～ＳＲＭから取得した画像信号などのセンサ信号を解析し、その解析結果をセンサ情報ＳＤの一部としてレーダシステム４に供給してもよい。
　図１５を参照すると、本実施の形態の制御部３５Ｃは、上記実施の形態３の制御部３５と同様の制御機能を有し、更に、センサ情報取得部３６から供給されたセンサ情報ＳＤと情報出力部３４Ｂから供給された目標情報Ｄｃとを用い、車両ＶＣＬの状態もしくは挙動、または目標物体の状態もしくは挙動といった外部状況に応じて限定域探索部３３の動作を適応的に制御する機能を有している。具体的には、制御部３５Ｃは、センサ情報ＳＤ、及び情報出力部３４Ｂから以前に出力された目標情報Ｄｃ（たとえば、直近の目標情報Ｄｃ）に基づいて外部状況を評価し、その評価結果に基づいて限定域探索部３３における処理（限定域探索処理）が不要であるか否かを判定することが可能である。制御部３５Ｃは、限定域探索処理が不要であると判定した場合は、限定域探索処理を停止させることができる。
　次に、図１７を参照しつつ、上記した信号処理装置３０Ｃの動作について説明する。図１７は、実施の形態４に係る送受信処理及び信号処理の手順の例を概略的に示すフローチャートである。図１７に示されるステップＳＴ１０～ＳＴ１５，ＳＴ２０，ＳＴ２５，ＳＴ２６，ＳＴ２８，ＳＴ２９，ＳＴ３０，ＳＴ３１の処理内容は、図１３に示したステップＳＴ１０～ＳＴ１５，ＳＴ２０，ＳＴ２５，ＳＴ２６，ＳＴ２８，ＳＴ２９，ＳＴ３０，ＳＴ３１の処理内容と同じであるため、詳細な説明を省略する。
　図１７を参照すると、ステップＳＴ１５の後、制御部３５Ｃは、センサ情報取得部３６を介してセンサ情報ＳＤを取得する（ステップＳＴ１６）。次いで、制御部３５Ｃは、情報出力部３４Ｂから以前に出力された目標情報Ｄｃ及びセンサ情報ＳＤに基づいて外部状況を評価し（ステップＳＴ１７）、その評価結果に基づいて限定域探索処理の必要の有無を判定する（ステップＳＴ１８）。限定域探索処理の必要無しと判定した場合（ステップＳＴ１８のＮＯ）、制御部３５Ｃは、限定域探索部３３の動作を制御して限定域探索処理を停止させて、ステップＳＴ２６に手順を移行させる。このため、第２の目標情報Ｄｊは検出されない。第１の目標情報Ｄｉが検出されていた場合には（ステップＳＴ２６のＹＥＳ及びステップＳＴ２８のＮＯ）、制御部３５Ｃは、情報出力部３４Ｂから第１の目標情報Ｄｉのみを出力させる（ステップＳＴ２９）。
　一方、限定域探索処理の必要有りと判定した場合（ステップＳＴ１８のＹＥＳ）、制御部３５Ｃは、限定域探索処理（ステップＳＴ２０，ＳＴ２５）を限定域探索部３３に実行させる。
　たとえば、１時刻前の目標検出処理で目標物体が何も検出されていない状況の場合、制御部３５Ｃは、限定域探索部３３の動作を制御して次の時刻での限定域探索処理を停止させることができる。また、センサ情報ＳＤ及び目標情報Ｄｃを解析して、レーダシステム１を搭載する移動体がその正面方向をそのまま直進していることを検出し、斜め方向の領域に目標物体が現れないと評価できる場合には、制御部３５Ｃは、限定域探索部３３の動作を制御して限定域探索処理を停止させることができる。また、センサ情報ＳＤ及び目標情報Ｄｃを解析して、目標物体が全く検出される見込みがないと評価できる場合にも、制御部３５Ｃは、限定域探索処理を停止させることができる。更には、センサ情報ＳＤ及び目標情報Ｄｃを解析して、目標物体が何も検出されない状況で、同じような距離及び相対速度の目標物体が複数検出される可能性が低いと評価できる場合にも、制御部３５Ｃは、限定域探索処理を停止させることができる。
　以上に説明したように実施の形態４は、外部状況に応じて限定域探索部３３の動作を実行させ、または停止させることができるので、信号処理装置３０Ｃにおける演算負荷を抑制することができる。
　なお、信号処理装置３０Ｃの構成は、限定域探索部３３に代えて実施の形態２の限定域探索部３３Ａ（図１０）を有するように変更されてもよい。
実施の形態１～４の変形例．
　以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。たとえば、上記実施の形態１～４の受信チャンネル数は４チャンネルであるが、本発明の受信チャンネル数は、４チャンネルに限定されるものではない。２チャンネルまたは５チャンネル以上の受信チャンネルを有し、かつこれら受信チャンネルから供給された受信信号を信号処理することができるように上記実施の形態１～４の構成を適宜変更することが可能である。
　また、上記実施の形態１～４で使用される周波数変調方式としては、目標物体との距離及び目標物体の相対速度を分離して検出し易いＦＣＭ方式が好適であるが、ＦＣＭ方式に代えて、周波数変調連続波（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　Ｗａｖｅ，ＦＭＣＷ）方式などの他の周波数変調方式を使用することも可能である。
　また、実施の形態２，３，４の信号処理装置３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃのハードウェア構成は、実施の形態１の信号処理装置３０と同様に、ＤＳＰ，ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどの半導体集積回路を有するプロセッサで実現されればよい。あるいは、信号処理装置３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃのハードウェア構成は、メモリから読み出された信号処理用のソフトウェアまたはファームウェアのプログラムコード（命令群）を実行する、ＣＰＵまたはＧＰＵなどの演算装置を含むプロセッサで実現されてもよい。前記半導体集積回路と前記演算装置との組合せを有するプロセッサで信号処理装置３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃのハードウェア構成を実現することも可能である。
　なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態１～４の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。
　本発明に係る信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステムは、車載レーダ装置などのレーダシステムに用いられるのに適している。
　１～４　レーダシステム、９　車両制御装置、１０　送信アンテナ、１１　送信回路、２０　受信アレイアンテナ、２００～２０３　受信アンテナ、２１　受信部、２１０～２１３　受信回路、３０，３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ　信号処理装置、３１　領域変換部、３２　全域探索部、３３，３３Ａ　限定域探索部、３４，３４Ｂ　情報出力部、３５，３５Ｃ　制御部、３６　センサ情報取得部、４１　第１前処理部、４１０～４１３　窓関数処理部、４２　第１直交変換部、４２０～４２３　チャープ内直交変換部、４３　第２前処理部、４３０～４３３　窓関数処理部、４４　第２直交変換部、４４０～４４３　チャープ間直交変換部、５１　全域積分部（インコヒーレント積分部）、５２　目標情報検出部、５３，５３Ａ　限定域積分部、５４　目標情報検出部、６１　第１位相変更部、６２，６４，６５Ａ，６５Ｂ，６７Ａ，６７Ｂ　コヒーレント積分部、６６，６８　インコヒーレント積分部、６３　第２位相変更部、７１　プロセッサ、７２　メモリ、７３　入出力インタフェース部、７４　信号路、Ｄｉ　第１の目標情報、Ｄｊ　第２の目標情報、ＳＲ１～ＳＲＭ　センサ、ＶＣＬ　移動体（車両）。

Claims (17)

  1. 　時間とともに上昇または下降するように変調された周波数を有する送信信号を外部空間に放射する送信アンテナと、前記外部空間内に存在する目標物体で反射された当該送信信号を同時に受信する複数の受信チャンネルを有する受信アレイアンテナとを備えたレーダシステムにおいて、前記複数の受信チャンネルから供給された複数の受信信号に対して信号処理を行う信号処理装置であって、
    　前記複数の受信信号と前記送信信号の一部とを混合することにより、前記送信信号と前記複数の受信信号との間の周波数差をそれぞれ表す複数のビート信号を生成する受信部と、
    　前記複数のビート信号をそれぞれ複数の周波数領域信号に変換する領域変換部と、
    　前記複数の周波数領域信号を積分することにより第１の積分信号を算出し、前記第１の積分信号に基づいて第１の目標情報を検出する全域探索部と、
    　前記複数の周波数領域信号の位相を、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるようにシフトすることにより複数の位相シフト信号を生成し、前記複数の位相シフト信号を積分することにより第２の積分信号を算出し、前記第２の積分信号に基づいて第２の目標情報を検出する限定域探索部と、
    　前記第１の目標情報及び前記第２の目標情報のうちの少なくとも一方を出力する情報出力部と
    を備えることを特徴とする信号処理装置。
  2. 　請求項１記載の信号処理装置であって、前記限定域探索部は、前記複数の周波数領域信号の位相を、前記特定方位に対して前記複数の受信チャンネルの隣り合う受信チャンネル間の受信位相差の倍数に比例する位相変更量だけシフトすることにより前記複数の位相シフト信号を生成する位相変更部を含むことを特徴とする信号処理装置。
  3. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、前記限定域探索部は、前記複数の位相シフト信号をコヒーレント積分することにより前記第２の積分信号を生成するコヒーレント積分部を含むことを特徴とする信号処理装置。
  4. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、
    　前記限定域探索部は、
    　前記複数の位相シフト信号のうち当該隣り合う受信チャンネルの位相シフト信号を加算することにより複数の加算信号を生成する加算部と、
    　前記複数の加算信号をインコヒーレント積分することにより前記第２の積分信号を生成するインコヒーレント積分部と
    を含むことを特徴とする信号処理装置。
  5. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、
    　前記領域変換部は、
    　前記複数のビート信号を直交変換することにより、前記目標物体との距離に対応する周波数に関する複数の第１の周波数領域信号を算出する第１直交変換部と、
    　前記複数の第１の周波数領域信号を直交変換することにより、前記目標物体との距離に対応する周波数と前記目標物体の相対速度に対応する周波数とに関する複数の第２の周波数領域信号を前記複数の周波数領域信号として算出する第２直交変換部と
    を含むことを特徴とする信号処理装置。
  6. 　請求項５記載の信号処理装置であって、
    　前記領域変換部は、前記複数のビート信号に対して窓関数処理を実行する窓関数処理部を更に含み、
    　前記第１直交変換部は、前記窓関数処理部の出力を直交変換することにより前記複数の第１の周波数領域信号を算出する
    ことを特徴とする信号処理装置。
  7. 　請求項５記載の信号処理装置であって、
    　前記領域変換部は、前記複数の第１の周波数領域信号に対して窓関数処理を実行する窓関数処理部を更に含み、
    　前記第２直交変換部は、前記窓関数処理部の出力を直交変換することにより前記複数の第２の周波数領域信号を算出する
    ことを特徴とする信号処理装置。
  8. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、前記情報出力部は、前記第１の目標情報と前記第２の目標情報とを統合して出力することを特徴とする信号処理装置。
  9. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、前記情報出力部は、前記第１の目標情報と前記第２の目標情報とを互いに比較し、当該比較結果に基づいて前記第２の目標情報が前記第１の目標情報と一致すると判定したときは、前記第１の目標情報を出力し、当該比較結果に基づいて前記第２の目標情報が前記第１の目標情報と一致しないと判定したときは、前記第１の目標情報及び前記第２の目標情報を統合して出力することを特徴とする信号処理装置。
  10. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、前記情報出力部は、前記第１及び第２の目標情報のデータ量を閾値と比較し、当該比較結果に基づいて当該データ量が前記閾値を超過すると判定したときは、前記第１の目標情報で示される測定値と前記第２の目標情報で示される測定値との大小関係に基づいて前記第１及び第２の目標情報のうちのいずれか一方の情報を選択し、当該選択された情報を出力することを特徴とする信号処理装置。
  11. 　請求項１０記載の信号処理装置であって、前記情報出力部は、当該比較結果に基づいて当該データ量が前記閾値を超過すると判定したとき、前記第１の目標情報で示される測距値が前記第２の目標情報で示される測距値未満であれば、前記第１の目標情報を選択し、前記第２の目標情報で示される測距値が前記第１の目標情報で示される測距値未満であれば、前記第２の目標情報を選択することを特徴とする信号処理装置。
  12. 　請求項１０記載の信号処理装置であって、前記情報出力部は、当該比較結果に基づいて当該データ量が前記閾値を超過すると判定したとき、前記第１の目標情報で示される相対速度が前記第２の目標情報で示される相対速度を超えていれば、前記第１の目標情報を選択し、前記第２の目標情報で示される相対速度が前記第１の目標情報で示される相対速度を超えていれば、前記第２の目標情報を選択することを特徴とする信号処理装置。
  13. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、
    　外部状況を示すセンサ情報を取得するセンサ情報取得部と、
    　前記センサ情報取得部で取得された当該センサ情報に基づいて前記外部状況を評価し、当該評価結果に基づいて前記限定域探索部における処理が不要であるか否かを判定する制御部と
    を更に備え、
    　前記制御部は、前記限定域探索部における処理が不要であると判定したときは、前記限定域探索部における処理を停止させることを特徴とする信号処理装置。
  14. 　請求項１または２記載の信号処理装置であって、前記情報出力部から以前に出力された情報に基づいて外部状況を評価し、当該評価結果に基づいて前記限定域探索部における処理が不要であるか否かを判定する制御部を更に備え、
    　前記制御部は、前記限定域探索部における処理が不要であると判定したときは、前記限定域探索部における処理を停止させることを特徴とする信号処理装置。
  15. 　時間とともに上昇または下降するように変調された周波数を有する送信信号を外部空間に放射する送信アンテナと、
     前記外部空間内に存在する目標物体で反射された当該送信信号を同時に受信する複数の受信チャンネルを有する受信アレイアンテナと、
    　前記複数の受信チャンネルから供給された複数の受信信号に対して信号処理を行う請求項１から請求項１４のうちのいずれか１項記載の信号処理装置と
    を備えることを特徴とするレーダシステム。
  16. 　時間とともに上昇または下降するように変調された周波数を有する送信信号を外部空間に放射する送信アンテナと、前記外部空間内に存在する目標物体で反射された当該送信信号を同時に受信する複数の受信チャンネルを有する受信アレイアンテナとを備えたレーダシステムにおいて、前記複数の受信チャンネルから供給された複数の受信信号に対して信号処理を行う信号処理方法であって、
    　前記複数の受信信号と前記送信信号の一部とを混合することにより、前記送信信号と前記複数の受信信号との間の周波数差をそれぞれ表す複数のビート信号を生成するステップと、
    　前記複数のビート信号をそれぞれ複数の周波数領域信号に変換するステップと、
    　前記複数の周波数領域信号を積分することにより第１の積分信号を算出するステップと、
    　前記第１の積分信号に基づいて第１の目標情報を検出するステップと、
    　前記複数の周波数領域信号の位相を、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるようにシフトすることにより複数の位相シフト信号を生成するステップと、
    　前記複数の位相シフト信号を積分することにより第２の積分信号を算出するステップと、
    　前記第２の積分信号に基づいて第２の目標情報を検出するステップと、
    　前記第１の目標情報及び前記第２の目標情報のうちの少なくとも一方を出力するステップと
    を備えることを特徴とする信号処理方法。
  17. 　時間とともに上昇または下降するように変調された周波数を有する送信信号を外部空間に放射する送信アンテナと、前記外部空間内に存在する目標物体で反射された当該送信信号を同時に受信する複数の受信チャンネルを有する受信アレイアンテナと、メモリと、プロセッサとを備えたレーダシステムにおいて、前記プロセッサによって前記メモリから読み出されて実行される信号処理プログラムであって、
    　前記複数の受信チャンネルから供給された複数の受信信号と前記送信信号の一部とを混合することにより、前記送信信号と前記複数の受信信号との間の周波数差をそれぞれ表す複数のビート信号を生成するステップと、
    　前記複数のビート信号をそれぞれ複数の周波数領域信号に変換するステップと、
    　前記複数の周波数領域信号を積分することにより第１の積分信号を算出するステップと、
    　前記第１の積分信号に基づいて第１の目標情報を検出するステップと、
    　前記複数の周波数領域信号の位相を、特定方位の領域に目標検出範囲を限定させるようにシフトすることにより複数の位相シフト信号を生成するステップと、
    　前記複数の位相シフト信号を積分することにより第２の積分信号を算出するステップと、
    　前記第２の積分信号に基づいて第２の目標情報を検出するステップと、
    　前記第１の目標情報及び前記第２の目標情報のうちの少なくとも一方を出力するステップと
    を前記プロセッサに実行させることを特徴とする信号処理プログラム。
PCT/JP2017/024361 2017-07-03 2017-07-03 信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム WO2019008640A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2017/024361 WO2019008640A1 (ja) 2017-07-03 2017-07-03 信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2017/024361 WO2019008640A1 (ja) 2017-07-03 2017-07-03 信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019008640A1 true WO2019008640A1 (ja) 2019-01-10

Family

ID=64949775

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2017/024361 WO2019008640A1 (ja) 2017-07-03 2017-07-03 信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2019008640A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020031689A1 (ja) * 2018-08-09 2020-02-13 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 情報処理装置及び情報処理方法、コンピュータプログラム、情報処理システム、並びに移動体装置
US11885874B2 (en) * 2018-12-19 2024-01-30 Semiconductor Components Industries, Llc Acoustic distance measuring circuit and method for low frequency modulated (LFM) chirp signals

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11133142A (ja) * 1997-10-31 1999-05-21 Toyota Motor Corp Ｆｍ−ｃｗレーダ
JP2009069124A (ja) * 2007-09-18 2009-04-02 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
JP2010271115A (ja) * 2009-05-20 2010-12-02 Toshiba Corp レーダ装置
JP2014169922A (ja) * 2013-03-04 2014-09-18 Denso Corp 物標認識装置
US20160131752A1 (en) * 2014-11-11 2016-05-12 Nxp, B.V. Mimo radar system
US20160377711A1 (en) * 2015-06-26 2016-12-29 Delphi Technologies, Inc. Radar signal processing for automated vehicles
JP2017058291A (ja) * 2015-09-17 2017-03-23 富士通テン株式会社 レーダ装置、レーダ装置用の信号処理装置及び測速方法
JP2017090138A (ja) * 2015-11-06 2017-05-25 住友電気工業株式会社 電波センサおよび検知プログラム

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11133142A (ja) * 1997-10-31 1999-05-21 Toyota Motor Corp Ｆｍ−ｃｗレーダ
JP2009069124A (ja) * 2007-09-18 2009-04-02 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
JP2010271115A (ja) * 2009-05-20 2010-12-02 Toshiba Corp レーダ装置
JP2014169922A (ja) * 2013-03-04 2014-09-18 Denso Corp 物標認識装置
US20160131752A1 (en) * 2014-11-11 2016-05-12 Nxp, B.V. Mimo radar system
US20160377711A1 (en) * 2015-06-26 2016-12-29 Delphi Technologies, Inc. Radar signal processing for automated vehicles
JP2017058291A (ja) * 2015-09-17 2017-03-23 富士通テン株式会社 レーダ装置、レーダ装置用の信号処理装置及び測速方法
JP2017090138A (ja) * 2015-11-06 2017-05-25 住友電気工業株式会社 電波センサおよび検知プログラム

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020031689A1 (ja) * 2018-08-09 2020-02-13 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 情報処理装置及び情報処理方法、コンピュータプログラム、情報処理システム、並びに移動体装置
JPWO2020031689A1 (ja) * 2018-08-09 2021-08-12 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 情報処理装置及び情報処理方法、コンピュータプログラム、情報処理システム、並びに移動体装置
JP7374098B2 (ja) 2018-08-09 2023-11-06 ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 情報処理装置及び情報処理方法、コンピュータプログラム、情報処理システム、並びに移動体装置
US11885874B2 (en) * 2018-12-19 2024-01-30 Semiconductor Components Industries, Llc Acoustic distance measuring circuit and method for low frequency modulated (LFM) chirp signals

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108885254B (zh) 物体检测装置
US8947293B2 (en) Radar apparatus
JP6331195B2 (ja) レーダ装置
US10234541B2 (en) FMCW radar device
JP3821688B2 (ja) レーダ装置
JP5701083B2 (ja) レーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法
JP2009162688A (ja) 電子走査型レーダ装置、受信波方向推定方法及び受信波方向推定プログラム
JP2009216470A (ja) レーダ装置、及び、車両制御システム
US20140028493A1 (en) On-board radar apparatus, object detection method, and object detection program
JP2006308542A (ja) 電子走査型ミリ波レーダ装置およびコンピュータプログラム
US20130229300A1 (en) On-board radar apparatus, object detection method, and object detection program
JP2005121581A (ja) レーダ装置
JP5184196B2 (ja) レーダ装置、レーダ装置の信号処理方法及び、車両制御システム
US11002850B2 (en) Radar device
WO2023003017A1 (ja) 水位検出装置
WO2019008640A1 (ja) 信号処理装置、信号処理方法、信号処理プログラム及びレーダシステム
JP3505441B2 (ja) Ｆｆｔ信号処理でのピーク周波数算出方法
JP2018115930A (ja) レーダ装置および物標検出方法
JP7160561B2 (ja) 方位演算装置及び方位演算方法
JP6980979B2 (ja) レーダ装置および物標検知方法
JP7067974B2 (ja) レーダ装置およびレーダ装置の制御方法
WO2020246002A1 (ja) レーダ信号処理装置、レーダシステム及び信号処理方法
JP2019158797A (ja) レーダ装置およびレーダ装置の制御方法
JP3865761B2 (ja) レーダ装置
WO2021230368A1 (ja) 軸ずれ推定装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 17917041

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 17917041

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP