JP2010098892A

JP2010098892A - 交流−交流直接変換装置

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Publication number: JP2010098892A
Application number: JP2008269117A
Authority: JP
Inventors: Akira Sato; 佐藤　　明
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2008-10-17
Filing date: 2008-10-17
Publication date: 2010-04-30
Anticipated expiration: 2028-10-17
Also published as: JP5293072B2

Abstract

【課題】２７通りの出力電圧ベクトルを選択することができる交流−交流直接変換装置。
【解決手段】仮想直流リンクの端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、三相交流電源の異なる３つの入力相の内の最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように第１スイッチング関数を生成する仮想入力コンバータと、端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように第２スイッチング関数を生成する仮想出力インバータと、仮想入力コンバータで生成された第１スイッチング関数と仮想出力インバータで生成された第２スイッチング関数とを合成したスイッチング関数で三相交流電源と負荷との間に設けられるマトリックスコンバータ用の各スイッチを制御する制御部とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流から交流の順に変換して交流を別の交流に直接的に変換する交流−交流直接変換装置に関する。

図８にマトリックスコンバータを用いた電力変換装置の構成図を示す。電力変換装置は、三相交流電源１と負荷６との間に設けられたＬＣフィルタ２と９つのスイッチ(双方向スイッチ)Ｓru〜Ｓtwによって構成されたマトリックスコンバータ１０からなる。ＬＣフィルタ２は、スイッチＳru〜Ｓtwのオン／オフ動作によって生ずる高調波電流が三相交流電源１側に流出しないように抑制する働きをする。

マトリックスコンバータの制御方式は、大きく２つの方式（ａ）、（ｂ）に分けることができる。方式（ａ）は、図８に示すように、１つの回路で直接周波数変換を行う交流−交流直接変換方式であり、入力電圧から出力電圧指令値と入力電流指令値とに見合ったＰＷＭパターンを生成する方式である。方式（ａ）は、出力電圧ベクトル２７通りを全て選択できるため、スイッチング自由度があるが、制御アルゴリズムが複雑になる。

一方、方式（ｂ）は、図９に示すように、仮想電力変換方式であり、マトリックスコンバータを仮想的に一般的なＰＷＭ整流器・インバータシステムと考え、ＰＷＭパターンを生成する方式である。図９の方式（ｂ）は、原理的にスイッチング自由度が２１通りとなるが、扱い慣れたＰＷＭ整流器・インバータシステムに基づいて制御を行うため、その延長線で考えることができる。以下、方式（ｂ）の概略について説明する。

まず、図８に示す方式（ａ）のマトリックスコンバータ１０の入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtと出力電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwとの関係は、スイッチング関数Ｓru〜Ｓtw（スイッチに対応）を用いて表すと、式（１）となる。

また、図９に一般的に用いられている仮想ＰＷＭ整流器・インバータの構成図を示す。図９に示す方式（ｂ）の仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１は、６つのスイッチＳrp〜Ｓtnからなる仮想ＰＷＭ整流器と６つのスイッチＳup〜Ｓwnからなる仮想ＰＷＭインバータとを有する。

図９に示す方式（ｂ）の仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１の入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtと出力電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwとの関係は、スイッチング関数Ｓrp〜Ｓtn，Ｓup〜Ｓwn（スイッチに対応）を用いて表すと、式（２）となる。

図８に示すマトリックスコンバータ１０と図９に示す仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１とにおいて、同一の入出力特性を得るためには式（１）と式（２）が等しくなれば良く、式（３）として表現することができる。

図８に示すマトリックスコンバータ１０は、三相交流電源１の短絡及び負荷端を開放しないようにスイッチングする必要がある。このため、入力側は電流形変換器、出力側は電圧形変換器と同様の制約条件と考えることができる。この制約条件を考慮すると、図９では、三相交流電源１側に電流形整流器を、負荷６側に電圧形インバータを設けた仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１と捉えることができる。

図１０は仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１に基づくマトリックスコンバータ１０の制御ブロック図である。図９に示す仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１は、図１０に示す電流形整流器（仮想整流器）制御３０と電圧形インバータ（仮想インバータ）制御５０とを同時に行い、式（３）に基づいてスイッチングモード合成７０を行うことにより、図８に示すマトリックスコンバータ１０のスイッチングモードを得ている。

なお、この種の従来の技術としては、特許文献１，２が知られている。
特開２００７−３０６６７８号公報特開２００７−２０９１０９号公報

しかしながら、図９の仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１においては、整流器側は電流形であるため、上・下アームそれぞれ１つのスイッチしかオンすることができない。このため、仮想直流リンクに接続される入力電圧の相は最大で２つとなる。これにより、インバータ側は２つの相しか選択することはできなくなり、出力可能な電圧ベクトルに制約がかかる。

このため、本来のマトリックスコンバータ１０の出力電圧ベクトルは２７通りあるのに対して、仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１は、原理的に２１通りとなる（各出力にそれぞれ異なる入力相を出力できない）。これは式（２）からもわかるように、マトリックスコンバータのスイッチング関数を（３行２列）×（２行３列）で算出し得ているためである。図９は整流器側で三相入力−二相出力、インバータ側で二相入力−三相出力となる回路構成である。

以上のことから、従来の仮想ＰＷＭ整流器・インバータシステムに基づくマトリックスコンバータ１０の制御方式では、本来のマトリックスコンバータ１０のスイッチング自由度が生かされず、具体的には図１１に示すスイッチングモードが選択されない。

本発明は、２７通りの出力電圧ベクトルを選択することができる交流−交流直接変換装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、仮想直流リンクの端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、三相交流電源の異なる３つの入力相の内の最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように第１スイッチング関数を生成する仮想入力コンバータと、前記端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された前記最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように第２スイッチング関数を生成する仮想出力インバータと、前記仮想入力コンバータで生成された第１スイッチング関数と前記仮想出力インバータで生成された第２スイッチング関数とを合成したスイッチング関数で前記三相交流電源と負荷との間に設けられるマトリックスコンバータ用の各スイッチを制御する制御部とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の交流−交流直接変換装置において、前記仮想入力コンバータは、各入力相毎に３つのスイッチを設け、各入力相に３つのスイッチの入力端子を接続し、各入力相の３つのスイッチの出力端子を端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとに対応させて接続し、各入力相の電圧の符号に基づき端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように前記第１スイッチング関数を生成することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の交流−交流直接変換装置において、前記仮想出力インバータは、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎ毎に３つのスイッチを設け、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎに３つのスイッチの入力端子を接続し、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎの３つのスイッチの出力端子を３つの出力相に対応させて接続し、端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の交流−交流直接変換装置において、前記仮想出力インバータは、３つの出力相の出力電流と出力電流指令値との偏差に基づく出力電圧指令値を算出し、前記出力電流に基づき出力中間相電流を算出し、算出された出力中間相電流に入力中間相電流を加算し、得られた加算出力と出力電圧指令値とに基づき前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする。

本発明によれば、仮想入力コンバータは、仮想直流リンクの端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、三相交流電源の異なる３つの入力相の内の最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように第１スイッチング関数を生成するので、９つのスイッチング関数が生成され、仮想出力インバータは、端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように第２スイッチング関数を生成するので、９つのスイッチング関数が生成され、制御部は、第１スイッチング関数と第２スイッチング関数とを合成したスイッチング関数でマトリックスコンバータ用の各スイッチを制御するので、９つのスイッチング関数が生成される。

従って、合計で、２７通りの出力電圧ベクトルを選択することができる交流−交流直接変換装置を提供できる。

以下、本発明の実施の形態に係る交流−交流直接変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１に係る仮想電力変換回路を示す回路図である。仮想電力変換回路は、交流−交流直接変換装置であり、スイッチング行列の合成を行うことで２７通りの出力電圧ベクトルを生成し、図９に示す従来の仮想電力変換方式と比べてスイッチング自由度を６つ増加する方式である。即ち、本来の図８に示すマトリックスコンバータ１０が有しているスイッチングモードを全て利用できる方式である。

図１に示す仮想電力変換回路は、ＬＣフィルタ２を介する三相交流電源１と負荷６との間に、仮想整流器３、仮想３レベルインバータ５が設けられて構成される。

仮想整流器３は、本発明の仮想入力コンバータに対応し、９つのスイッチＳrmax〜Ｓtmin(双方向スイッチ)を有し、スイッチＳrmax〜ＳtminによりＬＣフィルタ２を介する三相交流電源１の三相交流電圧を整流することにより仮想直流バス電圧を生成して仮想直流リンクの３つの端子Ｐ，Ｏ，Ｎに出力する。即ち、仮想整流器３は、３レベルコンバータ機能を有する。スイッチＳrmax,Ｓrmid，Ｓrminの入力端子は、ＬＣフィルタ２を介して入力電圧Ｖrを供給する端子に接続されている。スイッチＳsmax,Ｓsmid，Ｓsminの入力端子は、ＬＣフィルタ２を介して入力電圧Ｖsを供給する端子に接続されている。スイッチＳtmax,Ｓtmid，Ｓtminの入力端子は、ＬＣフィルタ２を介して入力電圧Ｖtを供給する端子に接続されている。

スイッチＳrmax,Ｓsmax，Ｓtmaxの出力端子は、端子Ｐに接続されている。スイッチＳrmax,Ｓsmax，Ｓtmaxのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチは、入力電圧(入力相)を整流した仮想直流バス電圧を端子Ｐに最大相電圧Ｖmaxとして出力する。

スイッチＳrmid,Ｓsmid，Ｓtmidの出力端子は、端子Ｏに接続されている。スイッチＳrmid,Ｓsmid，Ｓtmidのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチは、入力電圧を整流した仮想直流バス電圧を端子Ｏに中間相電圧Ｖmidとして出力する。

スイッチＳrmin,Ｓsmin，Ｓtminの出力端子は、端子Ｎに接続されている。スイッチＳrmin,Ｓsmin，Ｓtminのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチは、入力電圧を整流した仮想直流バス電圧を端子Ｎに最小相電圧Ｖminとして出力する。

仮想３レベルインバータ５は、本発明の仮想出力インバータに対応し、スイッチＳup,Ｓvp，Ｓwp，Ｓuo,Ｓvo，Ｓwo，Ｓun,Ｓvn，Ｓwn(双方向スイッチ)を有し、３レベルインバータ機能を有する。端子ＰにはスイッチＳup,Ｓvp，Ｓwpの一端が接続され、端子ＯにはスイッチＳuo,Ｓvo，Ｓwoの一端が接続され、端子ＮにはスイッチＳun,Ｓvn，Ｓwnの一端が接続されている。

スイッチＳupの他端とスイッチＳuoの他端とスイッチＳunの他端が共通接続され、スイッチＳup，Ｓuo，Ｓunのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチに対応する最大相電圧Ｖmax又は中間相電圧Ｖmid又は最小相電圧Ｖminを電圧Ｖuとして出力する。

スイッチＳvpの他端とスイッチＳvoの他端とスイッチＳvnの他端が共通接続され、スイッチＳvp，Ｓvo，Ｓvnのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチに対応する最大相電圧Ｖmax又は中間相電圧Ｖmid又は最小相電圧Ｖminを電圧Ｖvとして出力する。

スイッチＳwpの他端とスイッチＳwoの他端とスイッチＳwnの他端が共通接続され、スイッチＳwp，Ｓwo，Ｓwnのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチに対応する最大相電圧Ｖmax又は中間相電圧Ｖmid又は最小相電圧Ｖminを電圧Ｖwとして出力する。

また、図１に示す仮想電力変換回路は、マトリックスコンバータの出力端に着目した場合、仮想３レベルインバータ５にエネルギー蓄積要素がない３レベルインバータと考えることができる。即ち、仮想３レベルインバータ５は、最大相電圧Ｖmaxと中間相電圧Ｖmidと最小相電圧Ｖminとの３レベルを出力することができる。

図１に示す仮想整流器３において、入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtと仮想直流バス電圧（最大相電圧Ｖmax、中間相電圧Ｖmid、最小相電圧Ｖmin）との関係は、スイッチング関数Ｓrmax〜Ｓtmin（スイッチに対応）を用いて表すと、式（４）となる。仮想直流バス電圧と出力電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwとの関係は、スイッチング関数Ｓup〜Ｓwn（スイッチに対応）を用いて表すと、式（５）となる。

さらに、式（４）と式（５）とにより、入出力電圧の関係を求めると、式（６）が得られる。

図８に示すマトリックスコンバータ１０と図１に示す仮想電力変換回路とが同一の入出力特性を得るためには、式（１）と式（６）が等しくなれば良い。このため、式（７）が成立すれば良い。

図２は図１に示す仮想電力変換回路に基づくマトリックスコンバータの制御ブロック図である。図１に示す仮想電力変換回路は、図２に示す仮想整流器３による仮想整流制御３ａと仮想３レベルインバータ５による仮想インバータ制御５ａ（仮想３レベルインバータ制御）とを同時に行い、式（７）に基づいてスイッチングモード合成７を行うことにより、図８に示すマトリックスコンバータ１０のスイッチングモードを得ている。

即ち、仮想整流器３による仮想整流制御３ａで３行×３列の９つのスイッチング関数を生成し、仮想３レベルインバータ５による仮想インバータ制御５ａで３行×３列の９つスイッチング関数を生成する。そして、式（７）に基づいて第１スイッチング関数と第２スイッチング関数とを合成した合成スイッチング関数を用いて制御部（本発明の制御部に対応）により、ＬＣフィルタ２と負荷６との間に設けられるマトリクスコンバータ１０の９つのスイッチ（９つのスイッチング関数）を制御する。

従って、２７通りの出力電圧ベクトルを選択することができる交流−交流直接変換装置を提供することができる。即ち、仮想電力変換方式でありながらスイッチング自由度を２１通りから２７通りにすることができる。このスイッチング自由度を生かすことにより、様々な評価関数、例えば出力電圧高調波の低減や中性点電位の変動抑制などの性能を向上できる。

次に、仮想整流器３内の各スイッチＳrmax〜Ｓtminをオン／オフ制御するパルス生成方法について説明する。仮想整流器３は、検出した入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtの大きさと正負の符号とに基づき、スイッチＳrmax〜Ｓtminを選択することにより、最大相電圧Ｖmaxを端子Ｐ、中間相電圧Ｖmidを端子０、最小相電圧Ｖminを端子Ｎに接続するように動作させる。

即ち、検出した入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtの符号から図３に示すテーブルを参照し、電源接続モードが決定され、最大相電圧Ｖmax，中間相電圧Ｖmid，最小相電圧Ｖmin（Ｖmax＞Ｖmid＞Ｖmin）が得られる。そして、図３に示すテーブルの各モードとなるように端子Ｐ，Ｏ，Ｎに各入力相を接続するように、スイッチング関数、即ち、スイッチＳrmax，Ｓrmid，Ｓrmin，Ｓsmax，Ｓsmid，Ｓsmin，Ｓtmax，Ｓtmid，Ｓtminを決定する。

図４は図１に示す仮想電力変換回路内の仮想整流器の各モードにおけるスイッチング関数を示す図である。図４において、各モードにおけるスイッチング関数は、スイッチがオンのときには“１”であり、スイッチがオフのときは“０”である。

次に、仮想３レベルインバータ５内の各スイッチＳup〜Ｓwnをオン／オフ制御するパルス生成方法について説明する。図７は図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータの制御ブロック図である。

仮想３レベルインバータ５は、基本的には一般的に知られている電流フィードバック制御法を採用する。図７に示すように、出力電流ｉu，ｉv，ｉwと、その指令値ｉu^*，ｉv^* ，ｉw^*との偏差を加算器１３ａ〜１３ｃで求め、この偏差をＰ補償器（比例補償器）１４ａ〜１４ｃに入力し、Ｐ補償器１４ａ〜１４ｃによりインバータ出力電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^* ，Ｖw^* が得られる。

そして、インバータ出力電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^* ，Ｖw^* は、加算器１９ａ〜１９ｃを介してコンパレータ２０ａ〜２０ｆに送られる。コンパレータ２０ａ，２０ｃ，２０ｅは、加算器１９ａ〜１９ｃの出力と第１キャリア信号とを比較し、コンパレータ２０ｂ，２０ｄ，２０ｆは、加算器１９ａ〜１９ｃの出力と第２キャリア信号とを比較する。

アンド回路２２ａは、コンパレータ２０ａの出力とコンパレータ２０ｂの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓupとして出力する。アンド回路２２ｂは、コンパレータ２０ａの反転出力とコンパレータ２０ｂの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓuoとして出力する。アンド回路２２ｃは、コンパレータ２０ａの反転出力とコンパレータ２０ｂの反転出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓunとして出力する。

アンド回路２２ｄは、コンパレータ２０ｃの出力とコンパレータ２０ｄの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓvpとして出力する。アンド回路２２ｅは、コンパレータ２０ｃの反転出力とコンパレータ２０ｄの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓvoとして出力する。アンド回路２２ｆは、コンパレータ２０ｃの反転出力とコンパレータ２０ｄの反転出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓvnとして出力する。

アンド回路２２ｇは、コンパレータ２０ｅの出力とコンパレータ２０ｆの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓwpとして出力する。アンド回路２２ｈは、コンパレータ２０ｅの反転出力とコンパレータ２０ｆの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓwoとして出力する。アンド回路２２ｉは、コンパレータ２０ｅの反転出力とコンパレータ２０ｆの反転出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓwnとして出力する。

また、マトリックスコンバータの回路損失を無視すると、入出力電力は常に等しいので、式（８）が成立する。

また、入力力率１を実現するために、式（９）が成立すれば良く、

となる。

ここで、ｉimaxは、端子Ｐに流れる入力最大相電流であり、ｉimidは、端子Ｏに流れる入力中間相電流であり、ｉiminは、端子Ｎに流れる入力最小相電流であり、ｉimax＞ｉimid＞ｉiminの関係がある。

式（９）を式（８）に代入し、係数ｋについて解くと、式（１０）が求められる。

なお、中間相電圧算出部１２は、入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtに基づき中間相電圧Ｖmidを算出する。乗算器１６は、中間相電圧算出部１２からの中間相電圧Ｖmidと係数ｋとを乗算して入力中間相電流ｉimidを求め、加算器１７に出力する。

仮想３レベルインバータ５において、制御可能な電流は、中間相に流入する入力中間相電流ｉimidである。そこで、入力中間相電流ｉimidを式（８）となるように制御するため、入力中間相電流ｉimidを加算器１９ａ〜１９ｃによりインバータ出力電圧指令値Ｖu^*，Ｖv^* ，Ｖw^* に重畳させる。

ここで、入力中間相電流ｉimidは、入力電流ｉr，ｉs，ｉtの正負の符号により決定され、図５に示すテーブルの入力電流ｉr，ｉs，ｉtの各モードにより決定される。

しかし、出力中間相電流ｉomidの周波数成分の影響を受け、入力電流ｉr，ｉs，ｉtに低歪みが発生する。そこで、図７に示す中間相電流算出部１５は、検出した出力電流ｉu，ｉv，ｉwに基づき出力中間相電流ｉomidを算出する。加算器１７は、中間相電流算出部１５で算出された出力中間相電流ｉomidを乗算器１６からの入力中間相電流ｉimidに重畳して加算器１９ａ〜１９ｃに出力する。

これにより、出力中間相電流ｉomidの入力電流ｉr，ｉs，ｉtへの影響を抑制することができる。なお、出力中間相電流ｉomidは、出力電流ｉu，ｉv，ｉwの正負の符号により決定され、図６に示すテーブルの出力電流ｉu，ｉv，ｉwの各モードにより決定される。

このように、実施例１の交流−交流直接変換装置によれば、仮想電力変換方式でありながらスイッチング自由度を２１通りから２７通りにすることができる。このスイッチング自由度を生かすことにより、様々な評価関数、例えば出力電圧高調波の低減や中性点電位の変動抑制などの性能を向上できる。

本発明の実施例１に係る仮想電力変換回路を示す回路図である。図１に示す仮想電力変換回路に基づくマトリックスコンバータの制御ブロック図である。図１に示す仮想電力変換回路内の仮想整流器における入力電圧の大小関係を示す図である。図１に示す仮想電力変換回路内の仮想整流器の各モードにおけるスイッチング関数を示す図である。図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータにおける入力電流の大小関係を示す図である。図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータにおける出力電流の大小関係を示す図である。図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータの制御ブロック図である。マトリックスコンバータを用いた電力変換装置の構成図である。従来の一般的な仮想ＰＷＭ整流器・インバータの構成図である。図９に示す従来の仮想ＰＷＭ整流器・インバータに基づくマトリックスコンバータの制御ブロック図である。図９に示す従来の仮想ＰＷＭ整流器・インバータに基づくマトリックスコンバータの制御方式では選択されないスイッチングモードを示す図である。

符号の説明

１三相交流電源
２ＬＣフィルタ
３仮想整流器
５仮想３レベルインバータ
６負荷
１０マトリックスコンバータ
１１仮想ＰＷＭ整流器・インバータ
１２中間相電圧算出部
１３ａ〜１３ｃ，１７，１９ａ〜１９ｃ加算器
１５中間相電流算出部
１６乗算器
２０ａ〜２０ｆコンパレータ
２１ａ〜２１ｆインバータ
２２ａ〜２２ｉアンド回路
Ｓru〜Ｓtw，Ｓrp〜Ｓwn，Ｓrmax〜Ｓtmin，Ｓuo〜Ｓwo，Ｓup〜Ｓwnスイッチ

Claims

仮想直流リンクの端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、三相交流電源の異なる３つの入力相の内の最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように第１スイッチング関数を生成する仮想入力コンバータと、
前記端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された前記最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように第２スイッチング関数を生成する仮想出力インバータと、
前記仮想入力コンバータで生成された第１スイッチング関数と前記仮想出力インバータで生成された第２スイッチング関数とを合成したスイッチング関数で前記三相交流電源と負荷との間に設けられるマトリックスコンバータ用の各スイッチを制御する制御部と、
を備えることを特徴とする交流−交流直接変換装置。
前記仮想入力コンバータは、各入力相毎に３つのスイッチを設け、各入力相に３つのスイッチの入力端子を接続し、各入力相の３つのスイッチの出力端子を端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとに対応させて接続し、各入力相の電圧の符号に基づき端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように前記第１スイッチング関数を生成することを特徴とする請求項１記載の交流−交流直接変換装置。
前記仮想出力インバータは、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎ毎に３つのスイッチを設け、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎに３つのスイッチの入力端子を接続し、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎの３つのスイッチの出力端子を３つの出力相に対応させて接続し、端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の交流−交流直接変換装置。
前記仮想出力インバータは、３つの出力相の出力電流と出力電流指令値との偏差に基づく出力電圧指令値を算出し、前記出力電流に基づき出力中間相電流を算出し、算出された出力中間相電流に入力中間相電流を加算し、得られた加算出力と前記出力電圧指令値とに基づき前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする請求項３記載の交流−交流直接変換装置。