JP2010096652A - 抵抗測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】製品価格を高騰させることなく、外来ノイズの存在下においても測定精度の大幅な低下を防止する。
【解決手段】差動増幅部６７に入力される正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅ、並びに差動増幅部６７から出力される差分信号Ｖｆのうちのいずれか１つの信号（一例として差分信号Ｖｆ）の振幅が予め規定されたしきい値に達したときにレンジ切替信号Ｓ３の出力を開始する飽和監視部４５を備え、処理部４３は、所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号Ｓ３が出力されていないときには、差動増幅部６７の増幅率αを常用の所定の増幅率に規定し、この所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号Ｓ３が出力されたときには、増幅率αを所定の増幅率よりも低下させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、測定対象回路の抵抗値を測定する抵抗測定装置に関するものである。

この種の抵抗測定装置として、下記の特許文献１に開示された抵抗測定装置が知られている。この抵抗測定装置は、測定回路網の接続導線をクリップして測定回路網（測定対象）に流れる第１周波数の電流と弁別し得る第２周波数の電流を測定回路網に注入する注入用変成器と、測定回路網に流れている上記の２種類の電流を接続導線にクリップして検出する検出用変成器と、検出用変成器の出力のうち第２周波数の成分を取り出す周波数選択増幅回路と、周波数選択増幅回路の出力を表示する表示手段を具備し、さらに、注入用変成器は、発振器の出力電圧が与えられて第２周波数の電流を測定回路網に注入する注入コイル、および帰還コイルを有し、帰還コイルに誘起する電圧が一定値に制御されるように注入コイルに供給される電圧を可変するようにした帰還ループを備えて構成されている。この抵抗測定装置では、帰還コイルに誘起する電圧を測定回路網の接続導線数（クリップされる本数。１本）に対する帰還コイルの巻線数の比で除算して得られる注入電圧についても一定値に制御されるため、検出用変成器に流れる電流に起因してこの検出用変成器に接続された抵抗に発生する電圧を検出することにより、この検出用変成器に接続された抵抗の抵抗値、この抵抗に発生する電圧、帰還コイルに発生する電圧、注入用変成器の巻数および検出用変成器の巻数に基づいて、測定回路網に接続された抵抗素子の値（被測定抵抗）を測定することが可能となっている。
特公平２−７０３１号公報（第１−４頁、第２図）

ところが、上記の抵抗測定装置には、以下の問題点が存在する。すなわち、この抵抗測定装置では、周波数選択増幅回路を使用することにより、第２の周波数の成分のみを増幅して測定するようにしているが、第２の周波数の成分のみを通過させ、この周波数成分以外の周波数成分については通過させない構成にするためには、例えば、急峻なバンドパスフィルタ（Ｑの高いバンドパスフィルタ）を含んで周波数選択増幅回路を構成する必要があるが、このような周波数選択増幅回路を実現するためには高精度の部品を使用しなければならない。この場合、このような高精度な部品は一般的に高価であるため、この抵抗測定装置には、製品コストが上昇するという問題点が存在している。また、このように第２の周波数の成分のみを増幅し得るように周波数選択増幅回路を構成したとしても、第２の周波数の成分と同じ周波数の外来ノイズが混入した場合には、これによって信号の振幅が増加して、周波数選択増幅回路における増幅回路の部分が飽和し、その飽和に起因して、測定精度が大幅に低下するという問題点も存在している。

本発明は、かかる問題点を解決すべくなされたものであり、製品価格を高騰させることなく、外来ノイズの存在下においても測定精度の大幅な低下を防止し得る抵抗測定装置を提供することを主目的とする。

上記目的を達成すべく請求項１記載の抵抗測定装置は、検査用交流信号を生成して測定対象回路に注入する電圧注入部と、前記検査用交流信号の注入に起因して前記測定対象回路に流れる交流電流を検出する検出コイルの一端に接続されて当該検出コイルに流れる電流を第１電圧信号に変換する第１増幅部、当該検出コイルの他端に接続されて当該検出コイルに流れる前記電流を前記第１電圧信号と逆位相の第２電圧信号に変換する第２増幅部、前記第１電圧信号および前記第２電圧信号に基づいて当該両信号のうちの正側波形のみで構成される正極性信号並びに負側波形のみで構成される負極性信号を抽出する抽出部、前記正極性信号および前記負極性信号の差分信号を第１増幅率で増幅して出力する差動増幅部、当該増幅された差動信号に含まれる直流成分を選択的に通過させる低域通過型フィルタ、当該直流成分を第２増幅率で増幅する直流増幅部、および当該増幅された直流成分の電圧値をデジタルデータに変換して出力するＡ／Ｄ変換部とを有する電流検出部と、当該電流検出部から出力された前記デジタルデータに基づいて前記第１増幅率および前記第２増幅率の乗算値で規定される当該電流検出部の現在の測定レンジについての適否を判別すると共に、当該現在の測定レンジが適切でないと判別したときに当該第１増幅率および当該第２増幅率の少なくとも一方を変更して適切な測定レンジに切り替えるレンジ切替処理、および当該適切な測定レンジで当該電流検出部において検出された当該デジタルデータと当該適切な測定レンジでの前記第１増幅率および前記第２増幅率とに基づいて前記交流電流の電流値を算出すると共に当該算出した電流値と前記検査用交流信号の電圧値とに基づいて前記測定対象回路の抵抗値を算出する抵抗値算出処理を実行する処理部とを備えた抵抗測定装置であって、前記処理部は、所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力していないときには、前記第１増幅率を常用の所定の増幅率に規定し、当該所定の測定レンジに切替制御されている状態において前記レンジ切替信号を入力したときには、前記第１増幅率を前記所定の増幅率よりも低下させる。

また、請求項２記載の抵抗測定装置は、請求項１記載の抵抗測定装置において、前記正極性信号、前記負極性信号および前記差動信号のうちのいずれか１つの信号の振幅が予め規定されたしきい値に達したときに前記レンジ切替信号の前記処理部への出力を開始する飽和監視部を備えている。

また、請求項３記載の抵抗測定装置は、請求項１または２記載の抵抗測定装置において、前記電圧注入部は、前記検査用交流信号を基準信号に同期して生成し、前記抽出部は、前記基準信号に同期して前記第１電圧信号および前記第２電圧信号を同期検波して前記正極性信号を抽出する第１抽出部、および前記基準信号に同期して前記第１電圧信号および前記第２電圧信号を同期検波して前記負極性信号を抽出する第２抽出部を備えて構成されている。

また、請求項４記載の抵抗測定装置は、検査用交流信号を生成して測定対象回路に注入する電圧注入部と、前記検査用交流信号の注入に起因して前記測定対象回路に流れる交流電流を検出する検出コイルの一端に接続されて当該検出コイルに流れる電流を第１電圧信号に変換する第１増幅部、当該検出コイルの他端に接続されて当該検出コイルに流れる前記電流を前記第１電圧信号と逆位相の第２電圧信号に変換する第２増幅部、前記第１電圧信号および前記第２電圧信号の差分信号を第１増幅率で増幅して出力する差動増幅部、前記増幅された差分信号を入力して当該差分信号の正側波形のみまたは負側波形のみで構成される片極性信号を抽出する抽出部、当該片極性信号に含まれる直流成分を選択的に通過させる低域通過型フィルタ、当該直流成分を第２増幅率で増幅する直流増幅部、および当該増幅された直流成分の電圧値をデジタルデータに変換して出力するＡ／Ｄ変換部とを有する電流検出部と、当該電流検出部から出力された前記デジタルデータに基づいて前記第１増幅率および前記第２増幅率の乗算値で規定される当該電流検出部の現在の測定レンジについての適否を判別すると共に、当該現在の測定レンジが適切でないと判別したときに当該第１増幅率および当該第２増幅率の少なくとも一方を変更して適切な測定レンジに切り替えるレンジ切替処理、および当該適切な測定レンジで当該電流検出部において検出された当該デジタルデータと当該適切な測定レンジでの前記第１増幅率および前記第２増幅率とに基づいて前記交流電流の電流値を算出すると共に当該算出した電流値と前記検査用交流信号の電圧値とに基づいて前記測定対象回路の抵抗値を算出する抵抗値算出処理を実行する処理部とを備えた抵抗測定装置であって、前記処理部は、所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力していないときには、前記第１増幅率を常用の所定の増幅率に規定し、当該所定の測定レンジに切替制御されている状態において前記レンジ切替信号を入力したときには、前記第１増幅率を前記所定の増幅率よりも低下させる。

また、請求項５記載の抵抗測定装置は、請求項４記載の抵抗測定装置において、前記片極性信号の振幅が予め規定されたしきい値に達したときに前記レンジ切替信号の前記処理部への出力を開始する飽和監視部を備えている。

また、請求項６記載の抵抗測定装置は、請求項４または５記載の抵抗測定装置において、前記電圧注入部は、前記検査用交流信号を基準信号に同期して生成し、前記抽出部は、前記基準信号に同期して前記増幅された差分信号を同期検波して前記片極性信号を抽出する。

また、請求項７記載の抵抗測定装置は、請求項１また４記載の抵抗測定装置において、操作内容に応じて前記レンジ切替信号の前記処理部への出力を開始する操作部を備えている。

また、請求項８記載の抵抗測定装置は、請求項１から７のいずれかに記載の抵抗測定装において、前記第１増幅部は、前記検出コイルの一端に反転入力端子が接続されると共に非反転入力端子に基準電圧が入力されて、当該検出コイルに流れる前記電流を前記第１電圧信号に変換して出力する第１演算増幅器を少なくとも有し、前記第２増幅部は、前記検出コイルの他端に反転入力端子が接続されると共に非反転入力端子に前記基準電圧が入力されて、当該検出コイルに流れる前記電流を前記第２電圧信号に変換して出力する第２演算増幅器を少なくとも有している。

また、請求項９記載の抵抗測定装置は、請求項８記載の抵抗測定装置において、前記第１演算増幅器の後段に配設されて前記第１電圧信号に含まれる直流成分を除去する第１容量性素子と、前記第２演算増幅器の後段に配設されて前記第２電圧信号に含まれる直流成分を除去する第２容量性素子とを備えている。

また、請求項１０記載の抵抗測定装置は、請求項１から９のいずれかに記載の抵抗測定装置において、前記第１電圧信号に含まれる前記検査用交流信号の高調波成分を除去する第１フィルタ部と、前記第２電圧信号に含まれる前記検査用交流信号の高調波成分を除去する第２フィルタ部とを備えている。

請求項１記載の抵抗測定装置では、処理部が、所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力していないときには、差動増幅部の第１増幅率を常用の所定の増幅率に規定し、この所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力したときには、この第１増幅率を所定の増幅率よりも低下させる。

したがって、この抵抗測定装置によれば、この所定の測定レンジにおいては、外来ノイズの存在下においても、レンジ切替信号を入力するすることにより、差動増幅部の第１増幅率を所定の増幅率よりも低下させて、外来ノイズが重畳することに起因した差動増幅部の飽和を回避することができるため、電流検出部全体として外来ノイズの影響による大幅な検出精度の低下を回避しつつ検出電流を検出でき、ひいては測定対象回路の抵抗値の大幅な検出精度の低下を回避することができる。また、高価な高精度の部品が必要となる急峻なバンドパスフィルタ（Ｑの高いバンドパスフィルタ）を不要にできるため、製品価格を高騰させることなく、測定対象回路の抵抗値の大幅な検出精度の低下を防止することができる。

また、請求項２記載の抵抗測定装置によれば、飽和監視部が、差動増幅部に入力される正極性信号および負極性信号、並びに差動増幅部から出力される差分信号のうちのいずれか１つの信号の振幅がしきい値に達したときにレンジ切替信号の処理部への出力を開始することにより、上記のいずれか１つの信号に外来ノイズが重畳しているとき、すなわち外来ノイズの存在下において、差動増幅部の飽和を自動的に回避して、大幅な検出精度の低下を自動的に回避することができる。

また、請求項３記載の抵抗測定装置によれば、電圧注入部は、検査用交流信号を基準信号に同期して生成し、抽出部が、基準信号に同期して第１電圧信号および第２電圧信号を同期検波して正極性信号を抽出する第１抽出部、および基準信号に同期して第１電圧信号および第２電圧信号を同期検波して負極性信号を抽出する第２抽出部を備えて、基準信号に同期して第１および第２電圧信号を同期検波して、正極性信号および負極性信号を抽出するため、検出コイルの電流にノーマルモードノイズが含まれている場合でも、このノーマルモードノイズを除去することができる。

請求項４記載の抵抗測定装置では、処理部が、所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力していないときには、差動増幅部の第１増幅率を常用の所定の増幅率に規定し、この所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力したときには、この第１増幅率を所定の増幅率よりも低下させる。

したがって、この抵抗測定装置によれば、この所定の測定レンジにおいては、外来ノイズの存在下においても、レンジ切替信号を入力するすることにより、差動増幅部の第１増幅率を所定の増幅率よりも低下させて、外来ノイズが重畳することに起因した差動増幅部の飽和を回避することができるため、電流検出部全体として外来ノイズの影響による大幅な検出精度の低下を回避しつつ検出電流を検出でき、ひいては測定対象回路の抵抗値の大幅な検出精度の低下を回避することができる。また、高価な高精度の部品が必要となる急峻なバンドパスフィルタ（Ｑの高いバンドパスフィルタ）を不要にできるため、製品価格を高騰させることなく、測定対象回路の抵抗値の大幅な検出精度の低下を防止することができる。

また、請求項５記載の抵抗測定装置によれば、飽和監視部が、片極性信号の振幅が予め規定されたしきい値に達したときにレンジ切替信号の処理部への出力を開始することにより、片極性信号に外来ノイズが重畳しているとき、すなわち外来ノイズの存在下において、差動増幅部の飽和を自動的に回避して、大幅な検出精度の低下を自動的に回避することができる。

また、請求項６記載の抵抗測定装置によれば、電圧注入部は、検査用交流信号を基準信号に同期して生成し、抽出部が、基準信号に同期して、増幅された差分信号を同期検波して片極信号を抽出するため、検出コイルの電流にノーマルモードノイズが含まれている場合でも、このノーマルモードノイズを除去することができる。

また、請求項７記載の抵抗測定装置によれば、操作内容に応じてレンジ切替信号を処理部に出力する操作部を備えたことにより、作業者が外来ノイズの影響を受けると判断したときに、操作部に対する操作により、レンジ切替信号の処理部への出力を開始させることができ、差動増幅部の飽和、ひいては大幅な検出精度の低下を手動で回避しつつ、抵抗測定を実施することができる。

また、請求項８記載の抵抗測定装置によれば、第１増幅部は、検出コイルの一端に反転入力端子が接続されると共に非反転入力端子に基準電圧が入力されて、検出コイルに流れる電流を第１電圧信号に変換して出力する第１演算増幅器を少なくとも有し、第２増幅部は、検出コイルの他端に反転入力端子が接続されると共に非反転入力端子に基準電圧が入力されて、検出コイルに流れる電流を第２電圧信号に変換して出力する第２演算増幅器を少なくとも有しているため、シングルエンドでの検出コイルの使用や、シャント抵抗の使用が回避できるため、十分な検出ゲインを維持しつつ良好な周波数特性を確保することができる。

また、請求項９記載の抵抗測定装置によれば、各演算増幅器の後段に容量性素子をそれぞれ配設したことにより、各演算増幅器のオフセット電圧がばらついていたとしても、このオフセット電圧（直流電圧）を除去することができるため、測定対象回路の抵抗値の測定精度を向上させることができる。

また、請求項１０記載の抵抗測定装置によれば、第１および第２フィルタ部を配設したことにより、第１電圧信号および第２電圧信号に含まれる高調波成分を除去できるため、測定対象回路の抵抗値の測定精度を一層向上させることができる。

以下、本発明に係る抵抗測定装置の最良の形態について、添付図面を参照して説明する。

最初に、本発明に係る抵抗測定装置１の構成について、図面を参照して説明する。

図１に示す抵抗測定装置１は、クランプ部２、およびクランプ部２とケーブル３を介して接続された装置本体部４を備え、測定対象回路５の抵抗（ループ抵抗）の抵抗値Ｒｘを測定可能に構成されている。

クランプ部２は、図１に示すように、注入クランプ部１１、検出クランプ部２１およびハウジング３１を備えて構成されている。一例として、本例では、注入クランプ部１１は、２つに分割された第１環状コア１２、および第１環状コア１２に巻回された注入コイルとしての第１巻線１３（既知のターン数：Ｎ１）を有している。また、検出クランプ部２１は、２つに分割された第２環状コア２２、および第２環状コア２２に巻回された第２巻線２３（本発明における検出コイル（既知のターン数：Ｎ２））を有している。また、注入クランプ部１１および検出クランプ部２１は、先端が開閉自在なクランプ型の樹脂製のハウジング３１に共に収容されて、このハウジング３１の開閉動作に伴い、それぞれの第１環状コア１２および第２環状コア２２が同時に開閉するように構成されている。この構成により、ハウジング３１を開状態としてその内側に測定対象回路５の一部を構成する配線５ａを導入することで、開状態となった第１環状コア１２および第２環状コア２２のそれぞれの内側にも配線５ａが導入され、この状態においてハウジング３１を閉状態とすることで、閉状態となった第１環状コア１２および第２環状コア２２によって配線５ａが同時にクランプされた状態、すなわちクランプ部２によって配線５ａがクランプされた状態となる。この場合、配線５ａは、第１環状コア１２および第２環状コア２２において１ターンの巻線として機能する。

装置本体部４は、図１に示すように、電圧注入部４１、電流検出部４２、処理部４３、出力部４４および飽和監視部４５を備えている。電圧注入部４１は、Ｄ／Ａ変換部５１、電力増幅部５２および注入クランプ部１１を備えて構成されている。この場合、Ｄ／Ａ変換部５１は、処理部４３から出力された交流波形データ（本例では一定の周期Ｔで値が一巡する正弦波波形データ）Ｄｖに基づいて、図３に示すように周期Ｔの交流電圧Ｖａ（周波数ｆ（＝１／Ｔ））を生成して出力する。電力増幅部５２は、この交流電圧Ｖａを所定の増幅率で増幅して予め規定された電圧値（本例では電圧実効値）の交流電圧Ｖ１を生成すると共に、生成した交流電圧Ｖ１を注入クランプ部１１の第１巻線１３に印加する。これにより、注入クランプ部１１を介して測定対象回路５に所定の電流値（本例では電流実効値）の検査用交流信号Ｖｘが注入される。この場合、上記したように配線５ａが第１環状コア１２において１ターンの巻線として機能するため、測定対象回路５に注入される検査用交流信号Ｖｘは、その電圧値が交流電圧Ｖ１をターン数Ｎ１で除算して得られる電圧値（Ｖｘ＝Ｖ１／Ｎ１）となる。また、検査用交流信号Ｖｘは交流電圧Ｖａに基づいて生成されるため、交流電圧Ｖａと同期した信号、つまり後述する基準信号Ｓｒに同期した信号となる。検出クランプ部２１は、第２環状コア２２において配線５ａが１ターンの巻線として機能するため、測定対象回路５に流れる交流電流Ｉｘを検出して、その第２巻線２３に検出電流（本発明における検出コイルに流れる電流）Ｉ１（＝Ｉｘ／Ｎ２）を出力する。

電流検出部４２は、検出クランプ部２１、第１増幅部６１、第１バンドパスフィルタ（以下、「第１ＢＰＦ」ともいう）６２、第１切替部６３、第２増幅部６４、第２バンドパスフィルタ（以下、「第２ＢＰＦ」ともいう）６５、第２切替部６６、差動増幅部６７、低域通過型フィルタ（以下、「ＬＰＦ」ともいう）６８、直流増幅部６９およびＡ／Ｄ変換部７０を備えている。この場合、第１増幅部６１は、第２巻線２３の一端に接続されて、この一端に発生する検出電流Ｉ１を第１電圧信号Ｖｂ１に変換して出力する。また、第１増幅部６１は、一例として、図２に示すように、第１演算増幅器６１ａ、抵抗６１ｂ，６１ｃ，６１ｄおよび第１コンデンサ６１ｅを備えて構成されている。この場合、第１演算増幅器６１ａは、その反転入力端子が第２巻線２３の一端に直接接続され、反転入力端子と出力端子との間に抵抗６１ｂが帰還抵抗として接続され、非反転入力端子が抵抗６１ｃを介して接地されて（基準電圧（グランド）が入力される一例）、入力した検出電流Ｉ１を電圧信号Ｖｂ（振幅が検出電流Ｉ１の電流値に比例して変化する信号）に変換して出力する。第１コンデンサ６１ｅは、本発明における第１容量性素子の一例であって、第１演算増幅器６１ａの後段に配設されて（本例では、その一端が第１演算増幅器６１ａの出力端子に直接接続されて）、電圧信号Ｖｂに含まれる直流成分を除去する。また、第１コンデンサ６１ｅは、その他端が抵抗６１ｄを介して接地されている。これにより、第１コンデンサ６１ｅにおいて直流成分が除去された電圧信号Ｖｂは、その直流レベルが接地電位（ゼロボルト）に規定されて、ゼロボルトを中心として変化する交流信号である第１電圧信号Ｖｂ１として第１増幅部６１から出力される。

第１ＢＰＦ６２は、本発明における第１フィルタ部であって、一例としてバンドパスフィルタに構成されて、入力した第１電圧信号Ｖｂ１に含まれている交流電圧Ｖａの高調波成分を除去して（フィルタリング処理して）、第１電圧信号Ｖｂ２として出力する。具体的には、第１ＢＰＦ６２は、第１電圧信号Ｖｂ１に含まれている交流電圧Ｖａの基本周波数成分（周波数ｆの成分。検査用交流信号Ｖｘの基本周波数成分でもある）を選択的に（主として）通過させることで、第１電圧信号Ｖｂ２を出力する。この場合、第１ＢＰＦ６２は交流電圧Ｖａの基本周波数成分以外の不要帯域を除去可能とすべく、急峻な特性のバンドパスフィルタ（Ｑの極めて高いバンドパスフィルタ）として構成するのが好ましい。しかしながら、この構成を実現するためには、高精度で高価な部品の使用が必須となって、第１ＢＰＦ６２のコストが上昇する。このため、本例の第１ＢＰＦ６２では、高精度で高価な部品の使用を不要とするため、一例として、Ｑがそれ程高くなく、交流電圧Ｖａの基本周波数を中心周波数とする所定の幅の帯域に含まれる信号の通過（交流電圧Ｖａの基本周波数成分のみならず、この基本周波数成分以外の周波数成分の通過）を許容する構成としている。

第１切替部６３は、本発明における第１抽出部の一例であって、第１電圧信号Ｖｂ２の正側波形および第２ＢＰＦ６５から出力される後述の第２電圧信号Ｖｃ２の正側波形で構成される脈流信号である正極性信号Ｖｄを抽出して出力する。具体的には、第１切替部６３は、例えばアナログスイッチで構成されて、処理部４３から出力される基準信号Ｓｒ（図３に示すように交流電圧Ｖａに同期し、かつデューティ比が０．５のクロック信号）に同期して、同図に示すように、第１電圧信号Ｖｂ２と第２電圧信号Ｖｃ２とを半周期ずつ切り替えて出力する（同期検波動作する）ことにより、正極性信号Ｖｄを出力する。

第２増幅部６４は、第２巻線２３の他端に接続されて、この他端に発生する検出電流Ｉ１を第２電圧信号Ｖｃ１に変換して出力する。また、第２増幅部６４は、一例として、図２に示すように、第２演算増幅器６４ａ、抵抗６４ｂ，６４ｃ，６４ｄおよび第２コンデンサ６４ｅを備えて、第１増幅部６１と同一に構成されている。この場合、第２演算増幅器６４ａは、その反転入力端子が第２巻線２３の他端に直接接続され、反転入力端子と出力端子との間に抵抗６４ｂが帰還抵抗として接続され、非反転入力端子が抵抗６４ｃを介して接地されて（基準電圧（グランド）が入力される一例）、入力した検出電流Ｉ１を電圧信号Ｖｃ（振幅が検出電流Ｉ１の電流値に比例して変化し、かつ電圧信号Ｖｂと逆極性の信号）に変換して出力する。第２コンデンサ６４ｅは、本発明における第２容量性素子の一例であって、第２演算増幅器６４ａの後段に配設されて（本例では、その一端が第２演算増幅器６４ａの出力端子に直接接続されて）、電圧信号Ｖｃに含まれる直流成分を除去する。また、第２コンデンサ６４ｅは、その他端が抵抗６４ｄを介して接地されている。これにより、第２コンデンサ６４ｅにおいて直流成分が除去された電圧信号Ｖｃは、その直流レベルが接地電位（ゼロボルト）に規定されて、ゼロボルトを中心として変化する交流信号である第２電圧信号Ｖｃ１として第２増幅部６４から出力される。ここで、第２巻線２３の他端に発生する検出電流Ｉ１は、一端に発生する検出電流Ｉ１と位相が反転したものとなる。このため、第２演算増幅器６４ａは、入力した検出電流Ｉ１を電圧信号Ｖｂと位相が反転した電圧信号Ｖｃに変換して出力する。これにより、第２増幅部６４は、ゼロボルトを中心として変化し、かつ第１電圧信号Ｖｂ１と位相が反転した交流信号である第２電圧信号Ｖｃ１を生成して出力する。

第２ＢＰＦ６５は、本発明における第２フィルタ部であって、一例として第１ＢＰＦ６２と同様のバンドパスフィルタに構成されて、入力した第２電圧信号Ｖｃ１に含まれている交流電圧Ｖａの高調波成分を除去して（フィルタリング処理して）、第２電圧信号Ｖｃ２として出力する。第２切替部６６は、本発明における第２抽出部の一例であって、第１切替部６３と同一の構成を備えて、第１電圧信号Ｖｂ２の負側波形および第２電圧信号Ｖｃ２の負側波形で構成される脈流信号である負極性信号Ｖｅを抽出して出力する。具体的には、第２切替部６６は、例えばアナログスイッチで構成されて、基準信号Ｓｒに同期して、図３に示すように、第１電圧信号Ｖｂ２と第２電圧信号Ｖｃ２とを半周期ずつ切り替えて出力する（同期検波動作する）ことにより、負極性信号Ｖｅを出力する。

差動増幅部６７は、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅを入力して、これらの信号Ｖｄ，Ｖｅの差分を演算すると共に、設定された増幅率（本発明における第１増幅率）αでこの差分を増幅して差分信号Ｖｆとして出力する。本例では、差動増幅部６７は、一例として、図２に示すように、演算増幅器６７ａ、第１切替部６３と演算増幅器６７ａの非反転入力端子との間に接続された抵抗６７ｂ、第２切替部６６と演算増幅器６７ａの反転入力端子との間に接続された抵抗６７ｃ、演算増幅器６７ａの非反転入力端子と基準電圧（この例ではグランド）との間に接続された抵抗６７ｄ、互いに直列に接続されて演算増幅器６７ａの反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗６７ｅおよびスイッチ６７ｆ、並びに互いに直列に接続されて抵抗６７ｅとスイッチ６７ｆとで構成される直列回路に対して並列接続された抵抗６７ｇ（抵抗６７ｅの抵抗値よりも低い抵抗値）およびスイッチ６７ｈを備えている。また、各スイッチ６７ｆ，６７ｈは、処理部４３から出力される制御信号Ｓ１によって選択された一方がオン状態となり、他方がオフ状態に切替制御される。したがって、本例の差動増幅部６７は、一例としてその増幅率αを制御信号Ｓ１によって２段階で変更可能な差動増幅部として機能する。また、差分信号Ｖｆは、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの差分が増幅されたものであるため、図３に示すように、各極性信号Ｖｄ，Ｖｅに同期する脈流信号（本例では一例として正側波形で構成される脈流信号であるが、負側波形で構成される脈流信号でもよい）となる。このため、このような信号Ｖｄ，Ｖｅの差分の演算および増幅を行う差動増幅部６７は、上記の構成を備えて、広帯域増幅器として機能する。この場合、差分信号Ｖｆは、検出電流Ｉ１の電流値に振幅がそれぞれ比例する電圧信号Ｖｂ，Ｖｃに基づいて上記のように生成されるため、差分信号Ｖｆの振幅も検出電流Ｉ１の電流値に比例したものとなっている。

ＬＰＦ６８は、差分信号Ｖｆに含まれている交流成分のほとんどを除去して、直流成分Ｖｄｃ（図３参照）を選択的に通過させる。直流増幅部６９は、複数の増幅率のうちから選択された１つの増幅率（本発明における第２増幅率）βで直流成分Ｖｄｃを増幅して直流電圧Ｖｄｃ１として出力する。この場合、直流増幅部６９は、処理部４３から出力される制御信号Ｓ２によって増幅率βが切替制御される。また、直流増幅部６９が増幅する信号は直流成分Ｖｄｃであるため、直流増幅部６９は、差動増幅部６７とは異なり広帯域増幅器としては構成されておらず、直流成分を主として増幅する狭帯域増幅器として構成されている。Ａ／Ｄ変換部７０は、この直流電圧Ｖｄｃ１をデジタルデータに変換して電流データＤｉとして出力する。したがって、Ａ／Ｄ変換部７０から出力される電流データＤｉは検出電流Ｉ１の電流値に比例したデータとなり、この電流データＤｉに第２巻線２３のターン数（Ｎ２）が乗算され、かつこの乗算値が上記の差動増幅部６７および直流増幅部６９の各増幅率α，βで除算されることにより、測定対象回路５に流れる交流電流Ｉｘの電流値が算出される。

処理部４３は、ＣＰＵおよびメモリ（いずれも図示せず）を備えて構成されて、抵抗測定処理を実行する。出力部４４は、一例としてモニタ装置などで構成されて、抵抗測定処理の結果を表示する。飽和監視部４５は、正極性信号Ｖｄ、負極性信号Ｖｅおよび差分信号Ｖｆのうちのいずれか１つの信号（本例では差分信号Ｖｆ）の振幅（電圧値）が図３に示すように予め規定されたしきい値Ｖｔｈに達したときにレンジ切替信号Ｓ３の出力を開始すると共に、レンジ切替信号Ｓ３の出力状態を所定期間Ｔａだけ維持する。したがって、この所定期間Ｔａよりも短い時間間隔で、差分信号Ｖｆの振幅がしきい値Ｖｔｈに達する状態が繰り返し発生する場合には、飽和監視部４５はレンジ切替信号Ｓ３を連続して出力することになる。一方、差分信号Ｖｆの振幅がしきい値Ｖｔｈ未満となった状態が所定期間Ｔａ続いたときには、飽和監視部４５は、レンジ切替信号Ｓ３の出力を停止する。このような飽和監視部４５は、一例として、差分信号Ｖｆの振幅がしきい値Ｖｔｈに達したことを検出してパルス信号を出力するコンパレータ、およびこのパルス信号をトリガとして所定期間のパルス信号を出力する単安定マルチバイブレータ（いずれも図示せず）で構成することができ、この単安定マルチバイブレータから出力されるパルス信号がレンジ切替信号Ｓ３として機能する。この場合、しきい値Ｖｔｈは、差動増幅部６７が飽和したときの差分信号Ｖｆの電圧値を基準として、この電圧値に達する若干手前の電圧値に規定する。例えば、図３に示すように、差分信号Ｖｆが正極性の信号の場合には、差動増幅部６７の出力の最大電圧値Ｖｍａｘよりも若干低い電圧値にしきい値Ｖｔｈを規定する。

次に、抵抗測定装置１による抵抗測定処理１００について、図４を参照して説明する。なお、一例として、差動増幅部６７は、その増幅率αが３倍（「×３」：抵抗６７ｅのときの倍率）および１／２倍（「×１／２」：抵抗６７ｇのときの倍率）の２段階に切替制御可能に構成され、直流増幅部６９は、その増幅率βが２倍（「×２」）、２０倍（「×２０」）および２００倍（「×２００」）の３段階に切替制御可能に構成されているものとする（図５参照）。これにより、電流検出部４２全体での増幅率は、図５に示すように、１倍（「×１」）から６００倍（「×６００」）までの６種類のうちのいずれか１つに選択的に設定可能となっている。本例では、処理部４３は、飽和監視部４５からレンジ切替信号Ｓ３が出力されていないときには、「６００倍（低レンジ）、６０倍（第１中レンジ）、６倍（第２中レンジ）、１倍（高レンジ）」の各増幅率で規定される４つの測定レンジ（第１の測定レンジ系）を自動的に切り替えながら検出電流Ｉ１を検出する。したがって、この抵抗測定装置１では、後述する非常用の第２の測定レンジ系に優先して第１の測定レンジ系が常用されている。一方、飽和監視部４５からレンジ切替信号Ｓ３が出力されている場合（本発明における「レンジ切替信号Ｓ３が出力された」ときの一例）には、６００倍の低レンジおよび１倍の高レンジのときはそのままの測定レンジで、６０倍（第１中レンジ。本発明における所定の測定レンジの一つ）のときには、増幅率αを３倍（常用の所定の増幅率）から１／２倍に低下させることでその測定レンジに代えて１００倍（第１中レンジ）を、また６倍（第２中レンジ。本発明における所定の測定レンジの他の一つ）のときには、増幅率αを３倍（常用の所定の増幅率）から１／２倍に低下させることでその測定レンジに代えて１０倍（第２中レンジ）をそれぞれ使用する「６００倍、１００倍、１０倍、１倍」の各増幅率で規定される４つの測定レンジ（第２の測定レンジ系）を自動的に切り替えながら検出電流Ｉ１を検出する。

この抵抗測定処理１００では、処理部４３は、まず、所定の周波数ｆの検査用交流信号Ｖｘを測定対象回路５に注入する注入処理を実行する（ステップ１０１）。具体的には、この注入処理において、処理部４３は、周波数ｆの交流電圧Ｖａを生成させるための交流波形データＤｖの電圧注入部４１への出力を開始する。これにより、電圧注入部４１では、Ｄ／Ａ変換部５１が、この交流波形データＤｖを交流電圧（アナログ信号）Ｖａに変換して出力し、電力増幅部５２が、この交流電圧Ｖａを交流電圧Ｖ１に増幅して注入クランプ部１１の第１巻線１３に印加する。これにより、注入クランプ部１１から測定対象回路５に検査用交流信号Ｖｘ（周波数ｆ）が注入される。このため、測定対象回路５には、検査用交流信号Ｖｘの注入に起因して、周波数ｆの交流電流Ｉｘが流れる。また、処理部４３は、交流波形データＤｖの出力開始と同時に、交流波形データＤｖの一巡するタイミングに同期し、かつ周波数がｆに規定された基準信号Ｓｒの各切替部６３，６６への出力も開始する。

この周波数ｆの検査用交流信号Ｖｘが測定対象回路５へ注入されている状態において、飽和監視部４５は、電流検出部４２において生成される差分信号Ｖｆの振幅がしきい値Ｖｔｈに達したか否かの検出を実行する。また、電流検出部４２は、現在の測定レンジで交流電流Ｉｘを検出して、電流データＤｉを生成する。具体的には、電流検出部４２では、検出クランプ部２１が、測定対象回路５に流れる交流電流Ｉｘを検出して、その第２巻線２３から検出電流Ｉ１を出力し、第１および第２増幅部６１，６４が、この検出電流Ｉ１を第１および第２電圧信号Ｖｂ１，Ｖｃ１に変換して出力する。この場合、この電流検出部４２では、従来の構成（検出コイルとしての第２巻線２３をシングルエンドで使用し、電流検出のための抵抗を直列に接続する構成）とは異なり、第２巻線２３の各端部を演算増幅器６１ａ，６４ａの反転入力端子に接続する構成としたことにより、ゲインの低下や周波数特性の劣化を招くおそれのある電流検出用の抵抗（シャント抵抗）を不要とすることができ、十分な検出ゲインを維持しつつ良好な周波数特性が確保されている。

次いで、第１および第２ＢＰＦ６２，６５が、対応する電圧信号Ｖｂ１，Ｖｃ１に含まれている高調波成分を除去して、第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２として出力し、各切替部６３，６６が、この第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２を基準信号Ｓｒに同期して切り替えることにより、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅを生成して出力する。この場合、ノーマルモードノイズが検出電流Ｉ１に含まれていたとしても、各切替部６３，６６による基準信号Ｓｒに同期した各信号Ｖｂ２，Ｖｃ２に対する上記の切替動作により、このノーマルモードノイズが除去される。

続いて、差動増幅部６７が、この正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの差分を演算すると共に、現在の測定レンジに対応する増幅率αでこの差分を増幅して差分信号Ｖｆとして出力する。次いで、ＬＰＦ６８が差分信号Ｖｆに含まれている直流成分Ｖｄｃを選択的に通過させ、直流増幅部６９が、この直流成分Ｖｄｃを現在の測定レンジに対応する増幅率βで増幅して直流電圧Ｖｄｃ１として出力する。最後に、Ａ／Ｄ変換部７０が、この直流電圧Ｖｄｃ１をデジタルデータに変換して電流データＤｉとして処理部４３に出力する。この場合、電流検出部４２では、第２巻線２３の各端部に接続された第１増幅部６１と第２増幅部６４とが、それぞれが接続された第２巻線２３の端部に発生する検出電流Ｉ１に基づいて、互いの位相が反転する第１電圧信号Ｖｂ１と第２電圧信号Ｖｃ１とを出力し、差動増幅部６７が、これらの信号Ｖｂ１，Ｖｃ１に基づいて各切替部６３，６６で生成される正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの差分を演算して差分信号Ｖｆを生成する。このため、検出電流Ｉ１にコモンモードノイズが重畳していたとしても、差動増幅部６７が差分演算を行うことにより、このノイズがキャンセルされる。

次いで、処理部４３は、電流データＤｉに基づいて検出電流Ｉ１の電流値（本例では電流実効値）を算出する算出処理を実行する（ステップ１０２）。この電流値の算出処理では、処理部４３は、電流データＤｉと現在の電流検出部４２の測定レンジ（具体的には各増幅率α，β）に基づいて、検出電流Ｉ１の電流値を算出する。続いて、処理部４３は、レンジ切替処理を実行する（ステップ１０３）。このレンジ切替処理では、処理部４３は、算出した検出電流Ｉ１の電流値と、電流検出部４２に対して現在設定している測定レンジについて予め規定されたレンジ切替用の上限しきい値および下限しきい値とを比較して、算出した検出電流Ｉ１の電流値が上限しきい値以上のときには電流検出部４２の現在の測定レンジを１つ上の測定レンジに切り替える切替制御を、また算出した検出電流Ｉ１の電流値が上限しきい値より小さく下限しきい値よりも大きいときには電流検出部４２に対して現在の測定レンジを維持する切替制御を、また算出した検出電流Ｉ１の電流値が下限しきい値以下のときには電流検出部４２の現在の測定レンジを１つ下の測定レンジに切り替える切替制御を電流検出部４２に対して各制御信号Ｓ１，Ｓ２を出力することによってそれぞれ実行する。

具体的には、図３に示す期間Ｔ１のときのように、広帯域増幅器として構成された差動増幅部６７が外来ノイズの影響をほとんど受けることなく非飽和領域内で正常動作しているときには、差分信号Ｖｆにこの外来ノイズがほとんど重畳せず、この結果、差分信号Ｖｆがしきい値Ｖｔｈに達しないため、飽和監視部４５はレンジ切替信号Ｓ３を出力しない。この場合には、上記したように、処理部４３は、「６００倍、６０倍、６倍、１倍」の各増幅率で規定される４つの測定レンジを自動的に切り替えながら検出電流Ｉ１を検出する。

一方、図３に示す期間Ｔ２のときのように、差動増幅部６７が外来ノイズの影響を受けて、差分信号Ｖｆにこの外来ノイズが重畳しているときには、外来ノイズが重畳した部分において差分信号Ｖｆがしきい値Ｖｔｈに達することがあり、この場合には、飽和監視部４５は、差動増幅部６７が飽和している可能性があるため、レンジ切替信号Ｓ３を出力する。この状態では、処理部４３は、上記したように「６００倍、１００倍、１０倍、１倍」の各増幅率で規定される４つの測定レンジを自動的に切り替えながら検出電流Ｉ１を検出する。この構成では、高レンジおよび低レンジを除く２つの中位の測定レンジ「１００倍、１０倍」において、外来ノイズの影響を受けにくい直流増幅部６９の増幅率βを、「１００倍」については対応する第１中レンジの「６０倍」における×２０の倍率から×２００の倍率に、また「１０倍」については対応する第２中レンジの「６倍」における×２の倍率から×２０の倍率にそれぞれ上げることで、直流増幅部６９を構成する演算増幅器のオフセットなどの影響が増加して、この点において検出の確度は若干低下するものの、広帯域増幅器として構成されて外来ノイズの影響を受けやすい差動増幅部６７の増幅率αを、第１中レンジの「１００倍」および第２中レンジの「１０倍」の双方について対応する第１中レンジの「６０倍」および対応する第２中レンジの「６倍」における×３の倍率から×１／２の倍率に低下させて、より大きな影響を検出精度に対して及ぼす差動増幅部６７の飽和を回避することができる。このため、電流検出部４２全体として外来ノイズによる差動増幅部６７の飽和に起因する大幅な検出精度の低下を回避しつつ検出電流Ｉ１を検出可能となる。

処理部４３は、上記のレンジ切替処理の実行後に、電流検出部４２が適切な測定レンジに切替制御されたか否か、つまり電流検出部４２に対して現在の測定レンジを維持する切替制御を行ったか否かを判別しつつ（ステップ１０４）、適切でないと判別したときには、上記ステップ１０２〜１０４を繰り返し実行して、電流検出部４２の測定レンジを適切な測定レンジに切り替える。

次いで、処理部４３は、測定対象回路５の抵抗値Ｒｘの算出処理を実行する（ステップ１０５）。この算出処理では、処理部４３は、まず、交流電圧Ｖ１の電圧実効値および第１巻線１３のターン数（Ｎ１）に基づいて検査用交流信号Ｖｘの電圧実効値を算出すると共に、ステップ１０２において算出した検出電流Ｉ１の電流値（電流実効値）および第２巻線２３のターン数（Ｎ２）に基づいて交流電流Ｉｘの電流値（本例では電流実効値）を算出する。次いで、処理部４３は、算出した検査用交流信号Ｖｘおよび交流電流Ｉｘの各実効値に基づいて、交流電圧Ｖ１の周波数がｆのときの測定対象回路５の抵抗値Ｒｘを算出すると共に、算出した抵抗値Ｒｘを周波数ｆに対応させてメモリに記憶する。本例では一例として、処理部４３は、この抵抗値Ｒｘの算出に際して、抵抗値Ｒｘを複数回算出すると共に、これらの平均（一例として移動平均）を算出して、最終的な抵抗値Ｒｘとする。これにより、抵抗値Ｒｘの算出処理が完了する。最後に、処理部４３は、算出した抵抗値Ｒｘを出力部４４に出力させる（ステップ１０６）。これにより、抵抗測定処理が完了する。

このように、この抵抗測定装置１によれば、処理部４３が、所定の測定レンジ（２つの中レンジ）に切替制御されている状態においてレンジ切替信号Ｓ３を入力していないときには、増幅率（第１増幅率）αを常用の所定の増幅率（上記例では３倍）に規定し、所定の測定レンジ（２つの中レンジ）に切替制御されている状態においてレンジ切替信号Ｓ３を入力したときには、増幅率αを所定の増幅率（上記例では３倍）よりも低下させる（１／２倍にする）ことにより、この所定の測定レンジにおいては、差分信号Ｖｆに外来ノイズが重畳しているとき、すなわち外来ノイズの存在下において差動増幅部６７の飽和を回避することができるため、電流検出部４２全体として外来ノイズの影響による大幅な検出精度の低下を回避しつつ検出電流Ｉ１を検出でき、ひいては測定対象回路５の抵抗値Ｒｘの大幅な検出精度の低下を回避することができる。また、高価な高精度の部品が必要となる急峻なバンドパスフィルタ（Ｑの高いバンドパスフィルタ）を不要にできるため、製品価格を高騰させることなく、測定対象回路５の抵抗値の大幅な検出精度の低下を防止することができる。

また、この抵抗測定装置１によれば、差分信号Ｖｆの振幅がしきい値Ｖｔｈに達したときに飽和監視部４５がレンジ切替信号Ｓ３の処理部４３への出力を開始するため、差分信号Ｖｆに外来ノイズが重畳しているとき、すなわち外来ノイズの存在下において、差動増幅部６７の飽和を自動的に回避して、大幅な検出精度の低下を自動的に回避することができる。

また、この抵抗測定装置１によれば、第２巻線２３の一端が反転入力端子に接続された第１演算増幅器６１ａを有して第２巻線２３に流れる電流Ｉ１を第１電圧信号Ｖｂ１に変換して出力する第１増幅部６１と、第２巻線２３の他端が反転入力端子に接続された第２演算増幅器６４ａを有して第２巻線２３に流れる電流Ｉ１を第１電圧信号Ｖｂ１と位相が反転した（第１電圧信号Ｖｂ１と逆位相の）第２電圧信号Ｖｃ１に変換して出力する第２増幅部６４と、基準信号Ｓｒに同期して第１電圧信号Ｖｂ２および第２電圧信号Ｖｃ２を同期検波して（半周期ずつ切り替えて）第１電圧信号Ｖｂ２および第２電圧信号Ｖｃ２の正側波形のみで構成される正極性信号Ｖｄを出力する第１切替部６３と、基準信号Ｓｒに同期して第１電圧信号Ｖｂ２および第２電圧信号Ｖｃ２を同期検波して（半周期ずつ切り替えて）第１電圧信号Ｖｂ２および第２電圧信号Ｖｃ２の負側波形のみで構成される負極性信号Ｖｅを出力する第２切替部６６と、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの差分を演算して差分信号Ｖｆとして出力する差動増幅部６７とを備えて電流検出部４２が構成されている。

一方、従来の抵抗測定装置では、検出用変成器に形成されている検出用コイルが、一端が接地される構成（シングルエンド）となり、検出コイルに対して並列にシャント抵抗を接続する必要があると共に、外部からの誘導に起因してグランドに流れ込む誘導電流の影響を受け易く、この影響を低減するためには検出用変成器用にシールドを設けると共にこのシールドを接地する必要がある。しかしながら、このようにシールドを接地する構成を採用した場合には、安全規格（例えばＩＥＣ６１０１０国際安全規格などの安全規格）上、不利になるという問題点が存在している。したがって、この従来の抵抗測定装置と比較して、この抵抗測定装置１によれば、シングルエンドでの第２巻線２３の使用や、シャント抵抗の使用が回避できるため、安全規格をクリアしつつ、十分な検出ゲインを維持しつつ良好な周波数特性を確保することができる。

また、第２巻線２３の各端部に接続された第１増幅部６１と第２増幅部６４とが、第２巻線２３に発生する検出電流Ｉ１に基づいて、互いの位相が反転する第１電圧信号Ｖｂ１と第２電圧信号Ｖｃ１とを出力し、差動増幅部６７が、これらの信号Ｖｂ１，Ｖｃ１に基づいて各切替部６３，６６で生成される正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅの差分を演算して差分信号Ｖｆを生成する構成のため、検出電流Ｉ１にコモンモードノイズが重畳していたとしても、差動増幅部６７での差分演算において、コモンモードノイズをキャンセルすることができる。また、各切替部６３，６６が、第１および第２電圧信号Ｖｂ２，Ｖｃ２を基準信号Ｓｒに同期して切り替えて（同期検波して）、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅを生成して出力する構成のため、ノーマルモードノイズが検出電流Ｉ１に含まれている場合でも、このノーマルモードノイズを除去することができる。

また、この抵抗測定装置１によれば、各演算増幅器６１ａ，６４ａの後段にコンデンサ６１ｅ，６４ｅをそれぞれ配設したことにより、各演算増幅器６１ａ，６４ａのオフセット電圧がばらついていたとしても、このオフセット電圧（直流電圧）を除去することができるため、交流電流Ｉｘの電流実効値、ひいては抵抗値Ｒｘの測定精度を向上させることができる。

また、この抵抗測定装置１によれば、コンデンサ６１ｅ，６４ｅの各後段にＢＰＦ６２，６５をそれぞれ配設したことにより、第１電圧信号Ｖｂ１および第２電圧信号Ｖｃ１に含まれる高調波成分を除去できるため、交流電流Ｉｘの電流実効値、ひいては抵抗値Ｒｘの測定精度を一層向上させることができる。

なお、本発明は、上記の構成に限定されない。例えば、上記の構成では、電流検出部４２を２つの切替部６３，６６を有する構成としたが、図６に示す抵抗測定装置１Ａの電流検出部４２Ａのように、１つの切替部７１を有する構成を採用することもできる。以下、抵抗測定装置１Ａについて、図６〜図８を参照して説明する。なお、抵抗測定装置１Ａは、電流検出部４２Ａの切替部７１以外の構成については抵抗測定装置１と同一に構成されている。このため、同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略し、相違する電流検出部４２Ａの構成についてのみ説明する。

電流検出部４２Ａは、検出クランプ部２１、第１増幅部６１、第１ＢＰＦ６２、第２増幅部６４、第２ＢＰＦ６５、差動増幅部６７、切替部７１、ＬＰＦ６８、直流増幅部６９およびＡ／Ｄ変換部７０を備えている。差動増幅部６７は、第１ＢＰＦ６２から出力される第１電圧信号Ｖｂ２と第２ＢＰＦ６５から出力される第２電圧信号Ｖｃ２とを入力して、これらの信号Ｖｂ２，Ｖｃ２の差分信号Ｖｇを出力する。本例では、差動増幅部６７は、一例として、図７に示すように、抵抗測定装置１と同じ差動増幅部として構成されている。この構成により、差動増幅部６７は、同図に示すように、第１電圧信号Ｖｂ２と第２電圧信号Ｖｃ２の差分を検出して、差分信号Ｖｇとして出力する。この差分信号Ｖｇは、その振幅が検出電流Ｉ１の電流値に比例する交流信号となる。

切替部７１は、本発明における抽出部の一例であって、基準信号Ｓｒに同期して差分信号Ｖｇを同期検波して、差分信号Ｖｇの正側波形のみまたは負側波形のみ（本例では、図８に示すように一例として正側波形のみ）で構成される片極性信号Ｖｈを抽出して出力する。具体的には、切替部７１は、例えばアナログスイッチで構成されて、処理部４３から出力される基準信号Ｓｒに同期して、同図に示すように、差分信号Ｖｇと基準電圧（グランド電位）とを半周期ずつ切り替えて出力する（同期検波動作する）ことにより、正極性信号である片極性信号Ｖｈを出力する。ＬＰＦ６８は、片極性信号Ｖｈに含まれている交流成分のほとんどを除去して、直流成分Ｖｄｃ（図８参照）を選択的に通過させる。直流増幅部６９は、図６に示すように、増幅率βで直流成分Ｖｄｃを増幅して直流電圧Ｖｄｃ１として出力する。Ａ／Ｄ変換部７０は、この直流電圧Ｖｄｃ１をデジタルデータに変換して電流データＤｉとして出力する。この場合、この電流データＤｉは、検出電流Ｉ１を表すデータとなる。

したがって、この抵抗測定装置１Ａにおいても、抵抗測定装置１と同様にして、処理部４３が、電流データＤｉに基づいて検出電流Ｉ１の電流値（本例では電流実効値）を算出し、次いで、交流電圧Ｖ１の電圧実効値および第１巻線１３のターン数（Ｎ１）に基づいて検査用交流信号Ｖｘの電圧実効値を算出すると共に、算出した検出電流Ｉ１の電流実効値および第２巻線２３のターン数（Ｎ２）に基づいて交流電流Ｉｘの電流値（本例では電流実効値）を算出し、最後に、これら検査用交流信号Ｖｘおよび交流電流Ｉｘの各実効値に基づいて測定対象回路５の抵抗値Ｒｘを算出することができる。

このように、この抵抗測定装置１Ａによれば、片極性信号Ｖｈの振幅がしきい値Ｖｔｈに達したときに飽和監視部４５が図８に示すようにレンジ切替信号Ｓ３の出力を開始し、処理部４３は、レンジ切替信号Ｓ３が出力されているときに、所定の測定レンジ（２つの中レンジ）に切替制御されている状態においてレンジ切替信号Ｓ３が出力されていないときには、増幅率（第１増幅率）αを常用の所定の増幅率（上記例では３倍）に規定し、所定の測定レンジ（２つの中レンジ）に切替制御されている状態においてレンジ切替信号Ｓ３が出力されたときには、増幅率αを所定の増幅率（上記例では３倍）よりも低下させる（１／２倍にする）ことにより、この所定の測定レンジにおいては、片極性信号Ｖｈに外来ノイズが重畳しているとき、すなわち外来ノイズの存在下において差動増幅部６７の飽和を回避することができるため、電流検出部４２Ａ全体として外来ノイズの影響による大幅な検出精度の低下を回避しつつ検出電流Ｉ１を検出でき、ひいては測定対象回路５の抵抗値Ｒｘの大幅な検出精度の低下を回避することができる。

また、この抵抗測定装置１Ａも、片極性信号Ｖｈの振幅がしきい値Ｖｔｈに達したときに飽和監視部４５がレンジ切替信号Ｓ３の処理部４３への出力を開始するため、片極性信号Ｖｈに外来ノイズが重畳しているとき、すなわち外来ノイズの存在下において、差動増幅部６７の飽和を自動的に回避して、大幅な検出精度の低下を自動的に回避することができる。

また、この抵抗測定装置１Ａも、抵抗測定装置１と同様にして、シングルエンドでの第２巻線２３の使用や、シャント抵抗の使用が回避できるため、十分な検出ゲインを維持しつつ良好な周波数特性を確保することができる。また、差動増幅部６７が第１ＢＰＦ６２から出力される第１電圧信号Ｖｂ２と第２ＢＰＦ６５から出力される第２電圧信号Ｖｃ２との差分信号Ｖｇを算出して出力する構成のため、検出電流Ｉ１にコモンモードノイズが重畳していたとしても、差動増幅部６７での差分演算において、コモンモードノイズをキャンセルすることができる。また、切替部７１が差分信号Ｖｇを同期検波する構成のため、ノーマルモードノイズが検出電流Ｉ１に含まれている場合でも、このノーマルモードノイズを除去することができる。

また、増幅率αについては２段階に、増幅率βについては３段階に切り替える例について上記したが、各増幅率α，βの切り替え段数はこれに限定されず、増幅率αについては３，４・・・というようにさらに段数を増やしてもよいし、増幅率βについては、２段階に下げたり、４，５・・・というように段数を増やしてもよいのは勿論である。また、６００倍（低レンジ）および１倍（高レンジ）については、レンジ切替信号Ｓ３が出力されていないときと、出力されているときとの双方で共通に用いる構成を採用したが、これらについても各中レンジの組（６０倍および６倍の測定レンジの組と、これに対応する１００倍および１０倍の測定レンジの組）のように、増幅率αの切り替えによって各増幅率α，βの乗算値で規定される測定レンジの倍率が切り替わる構成としてもよいのは勿論である。また、抵抗測定装置１では、飽和監視部４５が、しきい値Ｖｔｈを差分信号Ｖｆと比較する構成としたが、差分信号Ｖｆに代えて、正極性信号Ｖｄおよび負極性信号Ｖｅのうちのいずれか１つと比較する構成を採用することもできる。

また、例えば、上記の抵抗測定装置１，１Ａでは、各演算増幅器６１ａ，６４ａの後段にコンデンサ６１ｅ，６４ｅをそれぞれ配設しているが、各演算増幅器６１ａ，６４ａのオフセット電圧が極めて小さなときには、コンデンサ６１ｅ，６４ｅを配設しない構成を採用することもできる。この構成では、各抵抗６１ｄ，６４ｄについても不要とすることができる。また、抵抗値Ｒｘの測定精度の向上のために第１および第２ＢＰＦ６２，６５を使用する構成について上記したが、必要とされる測定精度が確保できるときには、第１および第２ＢＰＦ６２，６５を配設しない構成を採用することもできる。また、本発明における抽出部の一例として、各切替部６３，６６や、切替部７１を使用した例について上記したが、乗算器を使用して同期検波する構成を採用することもできる。また、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としての電圧実効値と交流電流Ｉｘの電流値としての電流実効値とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する例について上記したが、電圧値は電圧実効値に限定されるものではなく、また電流値も電流実効値に限定されるものではない。具体的には、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としての電圧平均値と交流電流Ｉｘの電流値としての電流平均値とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する構成や、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としてのピークｔｏピーク値（電圧振幅）と交流電流Ｉｘの電流値としてのピークｔｏピーク値（電流振幅）とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する構成や、検査用交流信号Ｖｘの電圧値としての電圧ピーク値と交流電流Ｉｘの電流値としての電流ピーク値とに基づいて抵抗値Ｒｘを算出する構成を採用することもできる。

また、例えば、上記の抵抗測定装置１，１Ａでは、飽和監視部４５を備え、外来ノイズの存在下において差動増幅部６７の飽和を自動的に回避して、大幅な検出精度の低下を自動的に回避する構成を採用したが、飽和監視部４５に代えて、図１，６に示すように、操作内容に応じてレンジ切替信号Ｓ３を生成して処理部４３に出力する操作部４６を備える構成を採用することもできる。この構成の抵抗測定装置１，１Ａによれば、作業者が例えば出力部４４に出力されている抵抗値Ｒｘのばらつき状態や抵抗測定装置１，１Ａの使用環境などから外来ノイズの影響を受けると判断したときには、操作部４６に対する操作により、常用の第１の測定レンジ系から非常用の第２の測定レンジ系に手動で切り替えることができ、差動増幅部６７の飽和、ひいては大幅な検出精度の低下を回避しつつ、抵抗測定を実施することができる。

抵抗測定装置１の構成を示す構成図である。 ＬＰＦ６８、直流増幅部６９およびＡ／Ｄ変換部７０を除く電流検出部４２の回路図である。 電流検出部４２および飽和監視部４５の動作を説明するための波形図である。 抵抗測定装置１による抵抗測定処理を説明するためのフローチャートである。 抵抗測定装置１の各増幅率α，βと測定レンジとの関係を説明するための説明図である。 抵抗測定装置１Ａの構成を示す構成図である。 ＬＰＦ６８、直流増幅部６９およびＡ／Ｄ変換部７０を除く電流検出部４２Ａの回路図である。 電流検出部４２Ａおよび飽和監視部４５の動作を説明するための波形図である。

符号の説明

１，１Ａ 抵抗測定装置
５ 測定対象回路
２３ 第２巻線（検出コイル）
４１ 電圧注入部
４２，４２Ａ 電流検出部
４３ 処理部
４５ 飽和監視部
４６ 操作部
６１ 第１増幅部
６２ 第１ＢＰＦ
６３ 第１切替部
６４ 第２増幅部
６５ 第２ＢＰＦ
６６ 第２切替部
６７ 差動増幅部
７１ 切替部
Ｉｘ 交流電流
Ｒｘ 抵抗
Ｓ３ レンジ切替信号
Ｓｒ 基準信号
Ｖｂ１，Ｖｂ２ 第１電圧信号
Ｖｃ１，Ｖｃ２ 第２電圧信号
Ｖｄ 正極性信号
Ｖｅ 負極性信号
Ｖｆ，Ｖｇ 差分信号
Ｖｈ 片極性信号
Ｖｔｈ しきい値
Ｖｘ 検査用交流信号

Claims (10)

1. 検査用交流信号を生成して測定対象回路に注入する電圧注入部と、
   前記検査用交流信号の注入に起因して前記測定対象回路に流れる交流電流を検出する検出コイルの一端に接続されて当該検出コイルに流れる電流を第１電圧信号に変換する第１増幅部、当該検出コイルの他端に接続されて当該検出コイルに流れる前記電流を前記第１電圧信号と逆位相の第２電圧信号に変換する第２増幅部、前記第１電圧信号および前記第２電圧信号に基づいて当該両信号のうちの正側波形のみで構成される正極性信号並びに負側波形のみで構成される負極性信号を抽出する抽出部、前記正極性信号および前記負極性信号の差分信号を第１増幅率で増幅して出力する差動増幅部、当該増幅された差動信号に含まれる直流成分を選択的に通過させる低域通過型フィルタ、当該直流成分を第２増幅率で増幅する直流増幅部、および当該増幅された直流成分の電圧値をデジタルデータに変換して出力するＡ／Ｄ変換部とを有する電流検出部と、
   当該電流検出部から出力された前記デジタルデータに基づいて前記第１増幅率および前記第２増幅率の乗算値で規定される当該電流検出部の現在の測定レンジについての適否を判別すると共に、当該現在の測定レンジが適切でないと判別したときに当該第１増幅率および当該第２増幅率の少なくとも一方を変更して適切な測定レンジに切り替えるレンジ切替処理、および当該適切な測定レンジで当該電流検出部において検出された当該デジタルデータと当該適切な測定レンジでの前記第１増幅率および前記第２増幅率とに基づいて前記交流電流の電流値を算出すると共に当該算出した電流値と前記検査用交流信号の電圧値とに基づいて前記測定対象回路の抵抗値を算出する抵抗値算出処理を実行する処理部とを備えた抵抗測定装置であって、
   前記処理部は、所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力していないときには、前記第１増幅率を常用の所定の増幅率に規定し、当該所定の測定レンジに切替制御されている状態において前記レンジ切替信号を入力したときには、前記第１増幅率を前記所定の増幅率よりも低下させる抵抗測定装置。
2. 前記正極性信号、前記負極性信号および前記差動信号のうちのいずれか１つの信号の振幅が予め規定されたしきい値に達したときに前記レンジ切替信号の前記処理部への出力を開始する飽和監視部を備えている請求項１記載の抵抗測定装置。
3. 前記電圧注入部は、前記検査用交流信号を基準信号に同期して生成し、
   前記抽出部は、前記基準信号に同期して前記第１電圧信号および前記第２電圧信号を同期検波して前記正極性信号を抽出する第１抽出部、および前記基準信号に同期して前記第１電圧信号および前記第２電圧信号を同期検波して前記負極性信号を抽出する第２抽出部を備えて構成されている請求項１または２記載の抵抗測定装置。
4. 検査用交流信号を生成して測定対象回路に注入する電圧注入部と、
   前記検査用交流信号の注入に起因して前記測定対象回路に流れる交流電流を検出する検出コイルの一端に接続されて当該検出コイルに流れる電流を第１電圧信号に変換する第１増幅部、当該検出コイルの他端に接続されて当該検出コイルに流れる前記電流を前記第１電圧信号と逆位相の第２電圧信号に変換する第２増幅部、前記第１電圧信号および前記第２電圧信号の差分信号を第１増幅率で増幅して出力する差動増幅部、前記増幅された差分信号を入力して当該差分信号の正側波形のみまたは負側波形のみで構成される片極性信号を抽出する抽出部、当該片極性信号に含まれる直流成分を選択的に通過させる低域通過型フィルタ、当該直流成分を第２増幅率で増幅する直流増幅部、および当該増幅された直流成分の電圧値をデジタルデータに変換して出力するＡ／Ｄ変換部とを有する電流検出部と、
   当該電流検出部から出力された前記デジタルデータに基づいて前記第１増幅率および前記第２増幅率の乗算値で規定される当該電流検出部の現在の測定レンジについての適否を判別すると共に、当該現在の測定レンジが適切でないと判別したときに当該第１増幅率および当該第２増幅率の少なくとも一方を変更して適切な測定レンジに切り替えるレンジ切替処理、および当該適切な測定レンジで当該電流検出部において検出された当該デジタルデータと当該適切な測定レンジでの前記第１増幅率および前記第２増幅率とに基づいて前記交流電流の電流値を算出すると共に当該算出した電流値と前記検査用交流信号の電圧値とに基づいて前記測定対象回路の抵抗値を算出する抵抗値算出処理を実行する処理部とを備えた抵抗測定装置であって、
   前記処理部は、所定の測定レンジに切替制御されている状態においてレンジ切替信号を入力していないときには、前記第１増幅率を常用の所定の増幅率に規定し、当該所定の測定レンジに切替制御されている状態において前記レンジ切替信号を入力したときには、前記第１増幅率を前記所定の増幅率よりも低下させる抵抗測定装置。
5. 前記片極性信号の振幅が予め規定されたしきい値に達したときに前記レンジ切替信号の前記処理部への出力を開始する飽和監視部を備えている請求項４記載の抵抗測定装置。
6. 前記電圧注入部は、前記検査用交流信号を基準信号に同期して生成し、
   前記抽出部は、前記基準信号に同期して前記増幅された差分信号を同期検波して前記片極性信号を抽出する請求項４または５記載の抵抗測定装置。
7. 操作内容に応じて前記レンジ切替信号の前記処理部への出力を開始する操作部を備えている請求項１または４記載の抵抗測定装置。
8. 前記第１増幅部は、前記検出コイルの一端に反転入力端子が接続されると共に非反転入力端子に基準電圧が入力されて、当該検出コイルに流れる前記電流を前記第１電圧信号に変換して出力する第１演算増幅器を少なくとも有し、
   前記第２増幅部は、前記検出コイルの他端に反転入力端子が接続されると共に非反転入力端子に前記基準電圧が入力されて、当該検出コイルに流れる前記電流を前記第２電圧信号に変換して出力する第２演算増幅器を少なくとも有している請求項１から７のいずれかに記載の抵抗測定装置。
9. 前記第１演算増幅器の後段に配設されて前記第１電圧信号に含まれる直流成分を除去する第１容量性素子と、
   前記第２演算増幅器の後段に配設されて前記第２電圧信号に含まれる直流成分を除去する第２容量性素子とを備えている請求項８記載の抵抗測定装置。
10. 前記第１電圧信号に含まれる前記検査用交流信号の高調波成分を除去する第１フィルタ部と、
    前記第２電圧信号に含まれる前記検査用交流信号の高調波成分を除去する第２フィルタ部とを備えている請求項１から９のいずれかに記載の抵抗測定装置。

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