JP2007057340A - 発振回路及び角速度センサ - Google Patents

Abstract

【課題】 振動子の特性のばらつきに幅広く対応する安定度にすぐれた発振回路を実現すると共に、この発振回路を用いた高精度の角速度センサを提供する。
【解決手段】 駆動電極３，４を有する水晶振動子２と、この水晶振動子２の駆動電極からの出力電流を交流電圧に変換する電流／電圧変換回路７と、この電流／電圧変換回路７からの交流信号を増幅する利得可変増幅器１０と、電流／電圧変換回路７からの交流信号を増幅する利得固定増幅器１１と、水晶振動子からの出力電流を一定に制御するＡＧＣ回路９とを有し、利得固定増幅器１１は、少なくとも２つの利得を切り替える切替回路を設けた発振回路の構成とした。これにより、安定した発振回路を実現出来る。
【選択図】 図１

Description

本発明は、特性のばらついた水晶振動子等の圧電振動子を安定に発振させる発振回路と、この発振回路を用いた角速度センサに関する。

従来から圧電振動子等を用いた角速度センサは、カーナビゲーション・システムやロボットの姿勢制御等を行うために不可欠なセンサであり、カーナビゲーション・システムやロボット等の需要が増加するに従って、使用温度範囲が広く高精度の角速度センサが益々要求されている。これらの要求に対応するために、周囲温度が変化しても振動子の振動振幅を一定に制御する自動利得制御回路を備えた角速度センサとしての振動制御装置が開示されている（例えば特許文献１参照）。

以下、従来の技術である特許文献１を図面に基づいて説明する。図１０は角速度を検出する従来の振動制御装置のブロック図である。５０は振動制御装置であり、内蔵する駆動装置６０の出力信号Ｐ５０は、帰還増幅器５１、５２の非反転入力端子にそれぞれ接続され、帰還増幅器５１、５２の反転入力端子は、振動子５３に形成される圧電素子５３ａ、５３ｂの一方の電極にそれぞれ接続される。圧電素子５３ａ、５３ｂの他方の電極は、帰還抵抗５４ａを有する和動増幅器５４の反転入力端子に接続されて、その出力端子から圧電素子５３ａ、５３ｂを通過する合成電流と帰還抵抗５４ａとの積に対応する自励信号Ｐ５１が出力して駆動装置６０の入力端子６０ａに印加され、振動子５３は自励振動される。

図１１は駆動装置６０の一例の構成を示すものである。この駆動装置６０は、自動利得制御回路（以下、ＡＧＣ回路と略す）６１、利得固定増幅器としての非反転増幅器６４及び反転増幅器６５を有する。ＡＧＣ回路６１は比較器６２および振幅制御器６３を有し、比較器６２は入力端子６０ａからの自励信号Ｐ５１を直流化して基準レベルと比較し、その比較結果に応じた比較信号Ｐ５２を生成して、振幅制御器６３に供給する。

振幅制御器６３は、入力端子６０ａからの自励信号Ｐ５１を入力し、比較器６２からの比較信号Ｐ５２に基づいて自励信号Ｐ５１の振幅を制御してＡＧＣ信号Ｐ５３を出力する。ＡＧＣ信号Ｐ５３は、非反転増幅器６４で所定の大きさに増幅された後、反転増幅器６５で反転され出力端子６０ｂより出力信号Ｐ５０として出力される。

このようにして振動子５３は駆動装置６０によって振幅制御されながら自励振動を継続し、帰還増幅器５１、５２の反転入力端子には、それぞれの圧電素子５３ａ、５３ｂの等価抵抗等に流れる電流値に対応した電圧が印加されるので、帰還増幅器５１、５２の帰還抵抗５１ａ、５２ａには、コリオリの力に対応した電流のみが流れることになる。これにより、帰還増幅器５１、５２の出力を差動増幅器５５で増幅することにより、入力角速度に対応した位相成分を増幅できるので、出力端子５６より検出した角速度に応じた信号を出力出来る。

以上の構成により、振動子５３の等価抵抗が周囲温度変化によって変動しても、圧電素子５３ａ、５３ｂを通過する合成電流が一定に維持されるように動作するので、振動子５３は一定の振幅で自励振動を継続し、この結果、周囲温度変化の影響が少ない角速度検出が可能となる。

特開平８−１４９１３号公報（第４頁、第１図）

しかしながら、振動子５３は製品形状のばらつき等によって、等価抵抗値にばらつきが発生するが、その等価抵抗値のばらつき量は振動子５３の製造ロットによって様々に変化し、小さなばらつきのロットもあれば、大きくばらついてしまうロットもある。ここで、この振動子５３の等価抵抗値のばらつき量が小さい場合は、ＡＧＣ回路６１の動作によって吸収されるが、そのばらつき量が大きいと、ＡＧＣ回路６１の振幅制御器６３の増幅率の可変範囲には限界があるので、等価抵抗値のばらつきに対応出来ない状況が発生する。このような場合には、予め振動子５３の仕分け作業を行い、等価抵抗値のばらつき量が小さい振動子のみを使用することにして、適さない振動子は廃棄処分となっていた。

しかし、特に振動子が水晶振動子の場合には、形状の僅かなばらつきによって等価抵抗であるクリスタルインピーダンス（以下ＣＩ値と略す）が大きくばらつくので、従来技術の構成に適用すると、廃棄処分となる水晶振動子が大量に発生し、水晶振動子の量産効率が著しく低下して水晶振動子の大幅なコストアップという大きな問題が生じる。

また、振幅制御器６３の増幅率の可変範囲を最大限に大きくすれば、廃棄処分になる振動子をある程度少なく出来るが、増幅率の可変範囲を大きくすると振幅制御器６３の安定性が悪化し、また、ノイズの低減維持が出来なくなってしまうという新たな問題が発生する。

本発明の目的は上記課題を解決し、振動子の特性のばらつきに幅広く対応し安定度にすぐれた発振回路を実現すると共に、この発振回路を用いた高精度の角速度センサを提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の発振回路及び角速度センサは、下記記載の構成を採用する。

本発明の発振回路は、駆動電極を有し、この駆動電極に印加される駆動電圧によって励振する圧電振動子と、この圧電振動子の前記駆動電極からの出力電流を交流電圧に変換する電流／電圧変換回路と、この電流／電圧変換回路からの交流信号を増幅し増幅率を可変できる利得可変増幅器と、前記電流／電圧変換回路からの交流信号を増幅し増幅率が固定された利得固定増幅器と、前記駆動電極からの出力電流を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される信号と所定の基準信号とを比較し前記整流回路の出力信号の変動に応じて制御電圧を出力する比較回路とを備え、前記比較回路から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御すると共に、前記圧電振動子からの出力電流を一定に維持して制御する自動利得制御回路と、を有する発振回路であって、前記利得固定増幅器は少なくとも２つの利得を有し、この少なくとも２つの利得を所定の状況に応じて切り替え動作する切替手段を設けたことを特徴とする。

これにより、利得固定増幅器の利得を状況に応じて切り替えることによって、利得可変増幅器の可変範囲を最大限にする必要がなく、ノイズの少ない安定した発振回路を実現出来る。また、利得固定増幅器の利得を切り替えることにより、従来まで廃棄していた圧電振動子も使用することが出来るので、圧電振動子の大量生産、及び、生産効率のアップによるコストダウンを実現出来る。

また、前記切替手段は、抵抗素子とスイッチとを有することを特徴とする。

これにより、スイッチによって抵抗素子を切り替えることで、利得固定増幅器の利得を簡単に、また、確実に切り替えることが出来る。

また、前記切替手段は、コンデンサとスイッチとを有することを特徴とする。

これにより、ＩＣに内蔵されるコンデンサは、相対精度が良く、また、温度特性も優れているので、切替手段を発振回路と共にＩＣ化することが容易であり、高精度で温度特性にも優れた発振回路を実現出来る。

また、前記スイッチは、ＭＯＳ型トランジスタであることを特徴とする。

これにより、ＣＭＯＳ構造の発振回路のＩＣに、切替手段のスイッチをＭＯＳ型トランジスタとして内蔵させることが可能となり、小型で信頼性に優れた発振回路を実現出来る。

また、前記圧電振動子は、水晶振動子であることを特徴とする。

これにより、水晶振動子は、セラミック等を用いた振動子よりもＱ値が極めて高く温度特性も良好であるので、安定性に優れた高性能な発振回路を実現出来る。

本発明の角速度センサは、上記記載の発振回路と、圧電振動子に設けた検出電極により前記圧電振動子に生じたコリオリの力による応力を電荷として検出し、前記発振回路の電流／電圧変換回路からの交流信号、または前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、を備えたことを特徴とする。

これにより、発振回路の圧電振動子に設けた検出電極によって圧電振動子に生じるコリオリの力を検出し、効率良く同期検波するので、安定性に優れた高精度の角速度センサを実現することが出来る。

上記の如く本発明の発振回路は、利得固定増幅器の利得を状況に応じて切り替えるので、利得可変増幅器の可変範囲を最大限にする必要がなく、安定した発振回路を実現出来る。また、利得固定増幅器の利得を切り替えることにより、圧電振動子のばらつきに幅広く対応出来るので、従来まで廃棄していた圧電振動子も使用することが可能となり、圧電振動子の大量生産、及び、生産効率のアップによるコストダウンを実現出来る。

以下図面により本発明の実施の形態を詳述する。図１は本発明の発振回路の概略を示すブロック図である。図２は本発明の発振回路の水晶振動子の電極構造を示す断面図である。図３は本発明の発振回路の利得可変増幅器の増幅率特性を説明するグラフである。図４は本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器の抵抗とスイッチを用いた一例を示す回路図である。図５（ａ）は本発明の発振回路の利得固定増幅器の切替動作範囲の一例を示す表である。図５（ｂ）は従来の利得固定増幅器の動作範囲の一例を示す表である。

図６は本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器の抵抗とスイッチを用いた他の例を示す回路図である。図７は本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器のコンデンサとスイッチを用いた一例を示す回路図である。図８は本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器のコンデンサとスイッチを用いた他の例を示す回路図である。図９は本発明の角速度
センサの概略を示すブロック図である。

本発明の発振回路の構成を図１に基づいて説明する。図１に於いて、１は本発明の発振回路である。２は圧電振動子としての水晶振動子であり、対となる駆動電極３、４を備えている。７は電流電圧変換回路（以下、Ｉ／Ｖ変換回路と略す）であり、水晶振動子２の一方の駆動電極４からの流れ出す出力電流Ｉｏｕｔを入力して交流信号Ｖ１を出力する。

８はローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと略す）であり、交流信号Ｖ１を入力してフィルタ出力信号Ｖ２を出力する。９は自動利得制御回路（以下、ＡＧＣ回路と略す）であり、整流回路９ａ、基準信号源９ｂ、比較回路９ｃによって構成される。整流回路９ａは交流信号Ｖ１を入力して直流信号Ｖ３を出力し、比較回路９ｃは直流信号Ｖ３と基準信号源９ｂの出力である所定の基準信号Ｖ４を入力して制御電圧Ｖ５を出力する。

１０は利得可変増幅器であり、ＬＰＦ８からのフィルタ出力信号Ｖ２を入力し、制御電圧Ｖ５に基づいて増幅信号Ｖ６を出力する。１１は利得固定増幅器であり、増幅器１２と利得を切り替える切替手段としての切替回路１３によって構成される。増幅器１２は利得可変増幅器１０からの増幅信号Ｖ６を入力し、切替回路１３からの切替信号Ｖ７に基づいて増幅率を切り替え、駆動電圧Ｖｏｕｔを出力し、水晶振動子２の駆動電極３に印加する。

１４は不揮発性メモリ等によってなる記憶回路であり、切替制御信号Ｖ８を出力して切替回路１３に入力する。尚、切替制御信号Ｖ８は、発振回路の仕様に応じて１ビットでも２ビット以上の複数ビットでも良い。１５はオールパスフィルタ回路によって成る位相回路であり、Ｉ／Ｖ変換回路７の出力電圧である交流信号Ｖ１を入力して位相調整を行い、検波制御信号Ｖ９を出力する。尚、位相回路１５は駆動電圧Ｖｏｕｔを入力しても良い。

次に、水晶振動子２の電極構造の一例を図２の断面図に基づいて説明する。図２に於いて、水晶振動子２は共振周波数が数十ＫＨｚの振動子であり、二つの駆動用枝２ａ、２ｂと一つの検出用枝２ｃの３本の枝を有する三又振動子である。駆動用枝２ａ、２ｂには対となる駆動電極３、４が形成されており、駆動電極３は、駆動用枝２ａの対向する２面に形成される駆動電極３ａ、３ｂと、駆動用枝２ｂの対抗する２面に形成される駆動電極３ｃ、３ｄによって成る。

又、駆動電極４は、駆動用枝２ａの対向する他の２面に形成される駆動電極４ａ、４ｂと、駆動用枝２ｂの対抗する他の２面に形成される駆動電極４ｃ、４ｄによって成る。駆動電極３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄはそれぞれ電気的に接続されて駆動電極３として外部と接続され、駆動電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄもそれぞれ電気的に接続されて駆動電極４として外部と接続される。

検出用枝２ｃには、対となる検出電極５、６が形成されており、検出電極５は、検出用枝２ｃの対向する面の一部に形成される検出電極５ａ、５ｂによって成り、検出電極６も、検出用枝２ｃの対向する面の一部に形成される検出電極６ａ、６ｂによって成る。検出電極５ａ、５ｂはそれぞれ電気的に接続されて検出電極５として外部と接続され、また検出電極６ａ、６ｂもそれぞれ電気的に接続されて検出電極６として外部と接続される。尚、水晶振動子２の構造は、図２で示すような三又振動子には限定されず、例えば、二又の音叉型振動子でも良い。

次に、本発明の発振回路１の動作を図１と図２に基づいて説明する。水晶振動子２は、駆動電極３に印加される交流の駆動電圧Ｖｏｕｔによって励振し、駆動電極４からは交流の出力電流Ｉｏｕｔが流れ出る。Ｉ／Ｖ変換回路７は、水晶振動子２からの数十ＫＨｚの
出力電流Ｉｏｕｔを交流電圧に変換し、交流信号Ｖ１として出力する。ＬＰＦ８は交流信号Ｖ１の位相調整をして発振の位相条件を成立させると共に、高周波成分を除去する。

ＡＧＣ回路９の整流回路９ａは、交流信号Ｖ１の全波整流、または半波整流を行い、交流信号Ｖ１の大きさに準じた直流信号Ｖ３を出力する。比較回路９ｃは、直流信号Ｖ３と所定の大きさの基準信号Ｖ４を比較し、直流信号Ｖ３の変動に応じた制御電圧Ｖ５を出力する。利得可変増幅器１０は、制御電圧Ｖ５に基づいて増幅率を例えば、１〜５程度までに可変し、水晶振動子２からの交流信号Ｖ１に基づいたフィルタ出力信号Ｖ２を可変増幅する。

記憶回路１４は、使用する水晶振動子２のＣＩ値に基づいた情報を、例えば発振回路１の製造段階で記憶し、切替制御信号Ｖ８として利得固定増幅器１１に出力する。利得固定増幅器１１の切替回路１３は、切替制御信号Ｖ８に基づいて内部のスイッチを動作させ、増幅器１２の利得を切り替えるために切替信号Ｖ７を出力し、増幅器１２の利得を少なくても２段階に切り替える。尚、利得固定増幅器１１の詳細な構成と動作は後述する。

以上の動作により、水晶振動子２は利得固定増幅器１１の出力である駆動電圧Ｖｏｕｔによって駆動され、共振周波数に等しい周波数で自励発振が継続される。そして、水晶振動子２が発振を継続すると、図２で示す駆動用枝２ａ、２ｂは矢印Ｘ方向に振動し、また、検出用枝２ｃも駆動用枝２ａ、２ｂに同期して矢印Ｘ方向に振動する。

ここで、温度変化等によって水晶振動子２のＣＩ値が大きくなったとすると、水晶振動子２に流れる出力電流Ｉｏｕｔは減少するので、Ｉ／Ｖ変換回路７の出力である交流信号Ｖ１は小さくなる。これにより、整流回路９ａの出力である直流信号Ｖ３のレベルが下がり、この直流電圧Ｖ３と基準信号Ｖ４を比較する比較回路９ｃの出力である制御電圧Ｖ５のレベルが上昇する。この結果、利得可変増幅器１０の増幅率が上昇し、その出力である増幅信号Ｖ６が大きくなるので駆動電圧Ｖｏｕｔも大きくなり、水晶振動子２のＣＩ値の増加を補って、水晶振動子２に流れる出力電流Ｉｏｕｔの減少を防ぎ出力電流Ｉｏｕｔを一定に保つ。

また、同様に温度変化等によって水晶振動子２のＣＩ値が小さくなったとすると、水晶振動子２に流れる出力電流Ｉｏｕｔは増加するので、Ｉ／Ｖ変換回路７の出力である交流信号Ｖ１は大きくなる。これにより、整流回路９ａの出力である直流信号Ｖ３のレベルが上がり、この直流電圧Ｖ３と基準信号Ｖ４を比較する比較回路９ｃの出力である制御電圧Ｖ５のレベルが降下する。この結果、利得可変増幅器１０の増幅率が低下し、その出力である増幅信号Ｖ６が小さくなるので駆動電圧Ｖｏｕｔも小さくなり、水晶振動子２のＣＩ値の低下を補って、水晶振動子２に流れる出力電流Ｉｏｕｔの増加を防ぎ出力電流Ｉｏｕｔを一定に保つ。

図３は、利得可変増幅器１０の増幅率が制御電圧Ｖ５によって可変する増幅率特性を示しており、図３によって、利得可変増幅器１０の増幅率が水晶振動子のＣＩ値の変動によって、どのように推移するかの一例を説明する。ここで利得可変増幅器１０は、制御電圧Ｖ５が０ボルトのとき増幅率は約１倍であり、また、制御電圧Ｖ５が最大のＶｍａｘのとき増幅率は約５倍であるとする。

ここで例えば、標準的なＣＩ値の水晶振動子を用いて発振が継続され、そのときの利得可変増幅器１０の増幅率がＧ１（すなわち、約３倍）で発振回路１が安定動作しているとする。このとき、温度変化等で水晶振動子のＣＩ値が増加したとすると、前述した如く、ＡＧＣ回路９からの制御電圧Ｖ５は上昇するので利得可変増幅器１０の増幅率はＧ２（約４倍に近づく）となる。

また、同様に温度変化等で水晶振動子のＣＩ値が低下したとすると、前述した如く、ＡＧＣ回路９からの制御電圧Ｖ５は降下するので利得可変増幅器１０の増幅率はＧ３（約２倍に近づく）となる。このように、温度変化等によって水晶振動子２のＣＩ値が変動しても、ＡＧＣ回路９によって利得可変増幅回路１０の増幅率を可変し、水晶振動子２に流れる出力電流Ｉｏｕｔを一定に保つことが出来るので、水晶振動子２の振動振幅が常に一定となり、安定した発振を継続することが出来る。

尚、利得可変増幅回路１０は、前述した如く、１〜５倍程度の範囲で増幅率を可変することが出来るが、増幅率が低い領域や高い領域では、制御電圧Ｖ５に対してリニアリティが悪く、また、ＡＧＣ回路９のロック時間が長くなる、また、ノイズが発生しやすい等の不具合が生じるので、利得可変増幅回路１０の増幅率は、図３で示すように２〜４倍程度の増幅率範囲が推奨される動作範囲である。

次に、利得固定増幅器１１の詳細な回路構成を図４に基づいて説明する。図４に於いて、増幅器１２はプラス入力端子とマイナス入力端子を備えた差動増幅回路１２ａと、この差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子と出力端子とを結んだ抵抗素子としての帰還抵抗Ｒｆ、及び、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子に一端が接続された抵抗素子としての分割抵抗Ｒ１によって構成される。切替回路１３は、スイッチとしてのＭＯＳ型トランジスタＳＷ１と、このＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のドレイン端子Ｄ１とソース端子Ｓ１とを結ぶ抵抗素子としての分割抵抗Ｒ２によって構成される。

ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のドレイン端子Ｄ１は、切替信号Ｖ７として増幅器１２の分割抵抗Ｒ１の他端に接続され、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のソース端子Ｓ１は、回路のＧＮＤに接続され、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のゲート端子Ｇ１は、記憶回路１４からの切替制御信号Ｖ８に接続される。また、差動増幅回路１２ａのプラス入力端子は利得可変増幅器１０からの増幅信号Ｖ６を入力し、差動増幅回路１２ａの出力端子は、駆動電圧Ｖｏｕｔを出力する。

次に、固定利得増幅器１１の動作を説明する。切替制御信号Ｖ８は、論理“０”又は論理“１”によって成るデジタル信号であり、例えば、切替制御信号Ｖ８が論理“０”のとき、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１はＯＦＦとなるので、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の抵抗値は、Ｒ１＋Ｒ２となり、増幅器１２の利得Ｇは、図４に示す式１となる。また、切替制御信号Ｖ８が論理“１”のとき、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１はＯＮとなるので分割抵抗Ｒ２は電気的にシュート状態となり、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の抵抗値は分割抵抗Ｒ１となって、増幅器１２の利得Ｇは、図４に示す式２となる。

ここで一例として、帰還抵抗Ｒｆが４０ＫΩ、分割抵抗Ｒ１が１０ＫΩ、分割抵抗Ｒ２が３０ＫΩであるとすると、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１がＯＦＦのときの利得（式１）は２倍となり、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１がＯＮのときの利得（式２）は５倍となる。

以上の動作により、固定利得増幅器１１は切替制御信号Ｖ８の論理によって二つの利得を切り替えることが出来る。この固定利得増幅器１１の利得を切り替えることによって、水晶振動子２のＣＩ値のばらつきを吸収し、安定した発振回路を実現することが、本発明の主要な目的である。

次に、図５（ａ）に基づいて、利得固定増幅器１１の利得の切り替えと、水晶振動子２のＣＩ値の選択範囲との関係を説明する。ここで、水晶振動子２は、製造段階に於いて個々のＣＩ値を測定し、例えば、ＣＩ値が極端に小さい領域の水晶振動子をグループＡ、Ｃ
Ｉ値がやや小さい領域の水晶振動子をグループＢ、ＣＩ値がやや大きい領域の水晶振動子をグループＣ、ＣＩ値が極端に大きい領域の水晶振動子をグループＤとして、四つのグループに分類する。

そして、ＣＩ値が極端に小さいグループＡとＣＩ値が極端に大きいグループＤの水晶振動子については、発振回路の動作が不安定で、且つ、ノイズも増加するので破棄するが、ＣＩ値がやや小さいグループＢの水晶振動子と、ＣＩ値がやや大きいグループＣの水晶振動子については、利得固定増幅回路１１の利得を切り替えることによって対応する。

具体的には、ＣＩ値がやや小さいグループＢの水晶振動子を発振回路１に用いる場合は、記憶回路１４に論理“０”を記憶させて切替制御信号Ｖ８が論理“０”となるようにする。これにより、利得固定増幅器１１の切替回路１３のＭＯＳ型トランジスタＳＷ１はＯＦＦとなるので、利得固定増幅器１１の利得は小さい利得（例えば２倍）が選択される。

また、ＣＩ値がやや大きいグループＣの水晶振動子を発振回路１に用いる場合は、記憶回路１４に論理“１”を記憶させて切替制御信号Ｖ８が論理“１”となるようにする。これにより、利得固定増幅器１１の切替回路１３のＭＯＳ型トランジスタＳＷ１はＯＮとなるので、利得固定増幅器１１の利得は大きい利得（例えば５倍）が選択される。

この結果、水晶振動子でグループＢ、グループＣのどちらを採用しても、利得固定増幅器１１の利得を切り替えることによってＣＩ値の違いを見かけ上キャンセル出来るので、利得可変増幅器１０の増幅率は、図３で示した増幅率Ｇ１とほぼ等しい動作点となり、温度変化等によって水晶振動子のＣＩ値が変化しても、利得可変増幅器１０の増幅率は推奨動作範囲内に収まり、安定した発振を継続することが出来る。

次に、図５（ｂ）は、従来の利得固定増幅器を使用した場合の水晶振動子のＣＩ値の選択範囲例を説明している。この場合は、利得固定増幅器は利得を切り替えることが出来ないので、水晶振動子のＣＩ値のばらつき範囲が広いと、図３で示した利得可変増幅器１０の推奨動作範囲を超えてしまい、発振が不安定になる等の不具合が発生する。このため、水晶振動子はＣＩ値のばらつき範囲が狭い製品しか使用することが出来ず、例えば、図５（ｂ）で示すようにＣＩ値の範囲がグループＢだけしか使用することが出来ないので、グループＡ、Ｃ、及びグループＤは破棄されなければならず、廃棄処分となる水晶振動子が大量に発生してしまう。

以上のように、本発明の発振回路を採用することにより、利得固定増幅器の利得を使用する水晶振動子のＣＩ値に応じて切り替えるので、温度変化等によってＣＩ値が変動したとしても、利得可変増幅器１０の増幅率を推奨動作範囲内で動作させることが可能となり、この結果、水晶振動子２を駆動する出力電流Ｉｏｕｔの値が周囲温度等に影響されず常に一定となるので、水晶振動子２の振動振幅は変動することなく常に安定した発振を持続することが出来る。

また、利得固定増幅器の利得を切り替えることにより、水晶振動子のＣＩ値のばらつきに幅広く対応出来るので、従来まで廃棄していた水晶振動子も使用することが可能となり、水晶振動子の大量生産が容易で、また、生産効率のアップによる水晶振動子のコストダウンを実現出来る。また、切替回路１３のスイッチはＭＯＳ型トランジスタを用いているので、ＣＭＯＳ構造の発振回路のＩＣに利得固定増幅器１１の切替回路１３を内蔵させてワンチップＩＣを実現でき、小型で信頼性に優れた発振回路を提供出来る。更に、圧電振動子として、Ｑ値が極めて高い水晶振動子を用いているので、温度特性が良く、安定性に優れた高性能な発振回路を実現することが出来る。

次に、利得固定増幅器の他の実施例を図６に基づいて説明する。図６の利得固定増幅器１１は、切替回路１３のスイッチとしてのＭＯＳ型トランジスタを二個有しており、利得を３段階に切り替えられることが特徴である。尚、図４の利得固定増幅器と同一要素には同一番号を付し重複する説明は一部省略する。

図６に於いて、増幅器１２は図４で示した構成と同等であるので説明は省略する。切替回路１３は、スイッチとして二つのＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２を有している。ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のドレイン端子Ｄ１とソース端子Ｓ１は抵抗素子としての分割抵抗Ｒ３の両端に接続され、ソース端子Ｓ１は回路のＧＮＤに接続される。

ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２のドレイン端子Ｄ２は分割抵抗Ｒ２の一端と増幅器１２の分割抵抗Ｒ１の一端に接続され、ソース端子Ｓ２は回路のＧＮＤに接続される。ここで、ドレイン端子Ｄ２と分割抵抗Ｒ１の一端とを結ぶラインが切替信号Ｖ７として機能する。分割抵抗Ｒ２の他端は、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のドレイン端子Ｄ１に接続される。

この結果、増幅器１２の差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤの間は、分割抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３がシリーズに接続されることになる。尚、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２のゲート端子Ｇ１、Ｇ２は、記憶回路１４の出力である２ビット構成の切替制御信号Ｖ８ａ、Ｖ８ｂにそれぞれ接続される。

次に、図６に基づいて他の実施例である利得固定増幅器１１の動作を説明する。ここで、二つの切替制御信号Ｖ８ａ、Ｖ８ｂが共に論理“０”のときは、二つのＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２は共にＯＦＦとなるので、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の抵抗値は、Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３となり、増幅器１２の利得Ｇは、図６に示す式３となる。また、切替制御信号Ｖ８ａが論理“１”、切替制御信号Ｖ８ｂが論理“０”のときは、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１がＯＮ、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２がＯＦＦとなるので、分割抵抗Ｒ３のみがショート状態となって差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の抵抗値は、Ｒ１＋Ｒ２となり、増幅器１２の利得Ｇは、図６に示す式４となる。

また、切替制御信号Ｖ８ｂが論理“１”のときは、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２がＯＮとなるので、分割抵抗Ｒ２、Ｒ３は共にシュート状態となって差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の抵抗値は分割抵抗Ｒ１となり、増幅器１２の利得Ｇは、図６に示す式５となる。尚、切替制御信号Ｖ８ｂが論理“１”のときは、切替制御信号Ｖ８ａは論理“０”または論理“１”のどちらでも良い。

ここで一例として、帰還抵抗Ｒｆが５０ＫΩ、分割抵抗Ｒ１とＲ２が１０ＫΩ、分割抵抗Ｒ３が３０ＫΩであるとすると、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２が共にＯＦＦのときの利得（式３）は２倍となり、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１がＯＮ、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２がＯＦＦのときの利得（式４）は３．５倍となり、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２がＯＮのときの利得（式５）は６倍となる。

以上の動作により、図６で示す利得固定増幅器１１は２ビットの切替制御信号Ｖ８ａ、Ｖ８ｂの論理によって三つの利得を切り替えることが出来るので、水晶振動子のＣＩ値のばらつきを更に大きく吸収することが可能であり、廃棄処分となる水晶振動子を更に減らし、水晶振動子の生産効率を一層向上させることが出来る。

次に、利得固定増幅器の他の実施例を図７に基づいて説明する。図７の利得固定増幅器１１は、切替手段としての切替回路１３がコンデンサとＭＯＳ型トランジスタとを組み合わせて利得を切り替えことを特徴としている。尚、図４の利得固定増幅器と同一要素には
同一番号を付し重複する説明は一部省略する。図７に於いて、増幅器１２はプラス入力端子とマイナス入力端子を備えた差動増幅回路１２ａと、この差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子と出力端子とを結んだ帰還コンデンサＣｆ、及び、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子と回路のＧＮＤとを結んだ分割コンデンサＣ１によって構成される。

切替回路１３は、スイッチとしてのＭＯＳ型トランジスタＳＷ１と、このＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のドレイン端子Ｄ１と差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とを結ぶ分割コンデンサＣ２によって構成される。この分割コンデンサＣ２と差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とを結ぶラインが切替信号Ｖ７として機能する。また、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のソース端子Ｓ１は回路のＧＮＤに接続され、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のゲート端子Ｇ１は、記憶回路１４からの切替制御信号Ｖ８に接続される。

次に、図７に基づいて他の実施例である利得固定増幅器１１の動作を説明する。切替制御信号Ｖ８が論理“０”のとき、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１はＯＦＦとなるので、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の容量値は分割コンデンサＣ１のみとなり、増幅器１２の利得Ｇは図７に示す式６となる。また、切替制御信号Ｖ８が論理“１”のとき、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１はＯＮとなるので、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の容量値は分割コンデンサＣ１＋Ｃ２となり、増幅器１２の利得Ｇは図７に示す式７となる。

ここで一例として、帰還コンデンサＣｆが１００ｐＦ、分割コンデンサＣ１が１００ｐＦ、分割コンデンサＣ２が３００ｐＦであるとすると、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１がＯＦＦのときの利得（式６）は２倍となり、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１がＯＮのときの利得（式７）は５倍となる。

以上の動作により、利得固定増幅器１１は切替制御信号Ｖ８の論理によって二つの利得を切り替えることが出来るので、図４で示した利得固定増幅器１１と同様に水晶振動子のＣＩ値のばらつきを吸収し、安定した発振回路を実現すること出来る。また、ＩＣに内蔵されるコンデンサは、相対精度が良く、また、温度特性も優れているので、利得の精度が高く温度特性に優れた固定利得増幅器を発振回路に内蔵してＩＣ化することが容易に実現出来る。

次に、利得固定増幅器の他の実施例を図８に基づいて説明する。図８の利得固定増幅器１１は、切替回路が二つのコンデンサと二つのＭＯＳ型トランジスタを有しており、利得を３段階に切り替えられることが特徴である。尚、図７の利得固定増幅器と同一要素には同一番号を付し重複する説明は一部省略する。図８に於いて、増幅器１２は図７で示した構成と同等であるので説明は省略する。

切替回路１３は、スイッチとしてのＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２と、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１のドレイン端子Ｄ１と差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とを結ぶ分割コンデンサＣ２と、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２のドレイン端子Ｄ２と差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とを結ぶ分割コンデンサＣ３とによって構成される。この分割コンデンサＣ２、Ｃ３と差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とを結ぶ二つのラインが切替信号Ｖ７として機能する。

また、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２のそれぞれのソース端子Ｓ１、Ｓ２は回路のＧＮＤに接続され、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２のゲート端子Ｇ１、Ｇ２は、記憶回路１４からの出力である２ビット構成の切替制御信号Ｖ８ａ、Ｖ８ｂにそれぞれ接続される。

次に、図８に基づいて他の実施例である固定利得増幅器１１の動作を説明する。ここで、二つの切替制御信号Ｖ８ａ、Ｖ８ｂが共に論理“０”のときは、二つのＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２は共にＯＦＦとなるので、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の容量値は分割コンデンサＣ１のみとなり、増幅器１２の利得Ｇは図８に示す式８となる。また、切替制御信号Ｖ８ａが論理“１”、切替制御信号Ｖ８ｂが論理“０”のときは、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１はＯＮ、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２はＯＦＦとなるので、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の容量値は分割コンデンサＣ１＋Ｃ２となり、増幅器１２の利得Ｇは図８に示す式９となる。

また、切替制御信号Ｖ８ａ、Ｖ８ｂが共に論理“１”のときは、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２は共にＯＮとなるので、差動増幅回路１２ａのマイナス入力端子とＧＮＤ間の容量値は分割コンデンサＣ１＋Ｃ２＋Ｃ３となり、増幅器１２の利得Ｇは図８に示す式１０となる。

ここで一例として、帰還コンデンサＣｆが１００ｐＦ、分割コンデンサＣ１が１００ｐＦ、分割コンデンサＣ２が１５０ｐＦ、分割コンデンサＣ３が２５０ｐＦであるとすると、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２が共にＯＦＦのときの利得（式８）は２倍となり、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１がＯＮ、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ２がＯＦＦのときの利得（式９）は３．５倍となり、ＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２が共にＯＮのときの利得（式１０）は６倍となる。

以上の動作により、図８で示す利得固定増幅器１１は２ビットの切替制御信号Ｖ８ａ、Ｖ８ｂの論理によって三つの利得を切り替えることが出来るので、図６で示した抵抗の切り替えによる利得固定増幅器１１と同様に、水晶振動子のＣＩ値のばらつきを更に大きく吸収することが可能であり、廃棄処分となる水晶振動子を更に減らし、水晶振動子の生産効率を一層向上させることが出来る。

尚、図４、図６、図７、図８で示した切替回路１３のＭＯＳ型トランジスタＳＷ１、ＳＷ２は、電気的なスイッチであればどのような形態でも良く、例えば、バイポーラトランジスタや機械式スイッチ、またはプリント基板のパターンカット等でも良い。また、スイッチの数、及び分割抵抗や分割コンデンサの数は、発振回路の仕様によって任意に増減して良い。また、切替制御信号Ｖ８を出力する記憶回路１４も不揮発性メモリ等に限定されず、論理を記憶するものであれば、どのようなものを用いても良い。

次に、本発明の発振回路を用いた角速度センサについて図９に基づいて説明する。２０は本発明の角速度センサであり、発振回路１と、水晶振動子２の検出電極５、６からコリオリの力を検出する検出回路３０とによって構成される。発振回路１の構成及び動作は前述したので省略し、検出回路３０の構成と動作について以下説明する。

図９に於いて、３１と３２は二つのＩ／Ｖ変換回路であり、それぞれ水晶振動子２の検出電極５、６に接続され、検出電流Ｉ１、Ｉ２を入力して、検出電圧Ｖ１０、Ｖ１１を出力する。３３は差動増幅回路であり、Ｉ／Ｖ変換回路３１、３２からの検出電圧Ｖ１０、Ｖ１１を入力して差動出力Ｖ１２を出力する。３４は同期検波回路であり、差動出力Ｖ１２を入力して、発振回路１からの検波制御信号Ｖ９に基づいて同期検波を行い、検波出力Ｖ１３を出力する。３５はＬＰＦであり、検波出力Ｖ１３を入力して角速度検出信号Ｖ１４を出力する。

次に、角速度センサ２０の角速度検出動作を図２と図９に基づいて説明する。ここで、前述した如く、水晶振動子２は、発振回路１によって一定振幅で発振が継続されているが、このとき、水晶振動子２が角速度ωで回転されたとすると、図２で示すＸ方向の振動に
対して直角なＺ方向に角速度ωに比例したコリオリの力Ｆが働く。

このコリオリの力Ｆは、Ｆ＝２・ｍ・ω・Ｖで表され、ｍは駆動用枝２ａ、２ｂ、または検出用枝２ｃの等価質量であり、Ｖは共振周波数ｆ０（Ｈｚ）で振動する速度である。このコリオリの力Ｆによる応力によって水晶振動子２は、図２で示すＺ方向に共振周波数に等しい周波数で振動が励起され、この振動によって検出用枝２ｃに形成された検出電極５、６に圧電歪効果による電荷が発生する。

この発生した電荷により、検出電極５、６に微小な逆相の電流である検出電流Ｉ１、Ｉ２が流れる。検出回路３０のＩ／Ｖ変換回路３１、３２は、この検出電流Ｉ１、Ｉ２をそれぞれ電流電圧変換して検出電圧Ｖ１０、Ｖ１１を出力し、差動増幅器３３は、検出電圧Ｖ１０、Ｖ１１の差分を増幅して差動出力Ｖ１２を出力する。同期検波回路３４は、差動出力Ｖ１２を入力して発振回路１から出力される検波制御信号Ｖ９のタイミングに合わせて効率良く同期検波を行い、直流に変換された検波出力Ｖ１３を出力する。ＬＰＦ３５は、検波出力Ｖ１３の交流成分をカットし、角速度に応じた直流電圧である角速度検出信号Ｖ１４を出力する。

ここで、角速度検出信号Ｖ１４の検出精度を高めるには、前述したコリオリの力Ｆは水晶振動子の振動速度Ｖに依存するので、振動速度Ｖを安定化させることが極めて重要である。このため、本発明の発振回路１は、利得固定増幅器１１の利得を使用する水晶振動子のＣＩ値に応じて切り替えることにより、温度変化等によってＣＩ値が変動したとしても、利得可変増幅器１０の増幅率を推奨動作範囲内で動作させることが出来るので、水晶振動子２に流れる出力電流Ｉｏｕｔを常に一定に保つことが出来る。

この結果、水晶振動子２の振動振幅が常に一定となり、安定した振動速度Ｖを実現することが出来る。これにより、本発明の発振回路を用いた角速度センサは、極めて安定性に優れた高精度の角速度を検出することが出来る。尚、本発明の実施例で示した各ブロック図や回路図等は限定されるものではなく、機能を満たすものであれば任意に変更して良い。

本発明の発振回路の概略を示すブロック図である。 本発明の発振回路の水晶振動子の電極構造を示す断面図である。 本発明の発振回路の利得可変増幅器の増幅率特性を説明するグラフである。 本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器の抵抗とスイッチを用いた一例を示す回路図である。 本発明の発振回路の利得固定増幅器の切替動作範囲の一例を示す表である。 従来の利得固定増幅器の動作範囲の一例を示す表である。 本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器の抵抗とスイッチを用いた他の例を示す回路図である。 本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器のコンデンサとスイッチを用いた一例を示す回路図である。 本発明の発振回路を構成する利得固定増幅器のコンデンサとスイッチを用いた他の例を示す回路図である。 本発明の角速度センサの概略を示すブロック図である。 従来の角速度を検出する振動制御装置のブロック図である。 従来の振動制御装置に含まれる振動子を駆動する駆動装置のブロック図である。

符号の説明

１ 発振回路
２ 水晶振動子
２ａ、２ｂ 駆動用枝
２ｃ 検出用枝
３、４ 駆動電極
５、６ 検出電極
７、３１、３２ Ｉ／Ｖ変換回路
８、３５ ＬＰＦ
９、６１ ＡＧＣ回路
９ａ 整流回路
９ｂ 基準信号源
９ｃ 比較回路
１０ 利得可変増幅器
１１ 利得固定増幅器
１２ 増幅器
１２ａ、３３ 差動増幅回路
１３ 切替回路
１４ 記憶回路
１５ 位相回路
２０ 角速度センサ
３０ 検出回路
３４ 同期検波回路
５０ 振幅制御装置
５１、５２ 帰還増幅器
５３ 振動子
５４ 和動増幅器
５５ 差動増幅器
６０ 駆動装置
６２ 比較器
６３ 振幅制御器
６４ 非反転増幅器
６５ 反転増幅器
Ｒｆ 帰還抵抗
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３ 分割抵抗
Ｃｆ 帰還コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ 分割コンデンサ
ＳＷ１、ＳＷ２ ＭＯＳ型トランジスタ
Ｉｏｕｔ 出力電流
Ｉ１、Ｉ２ 検出電流
Ｖ１ 交流信号
Ｖ２ フィルタ出力信号
Ｖ３ 直流信号
Ｖ４ 基準信号
Ｖ５ 制御電圧
Ｖ６ 増幅信号
Ｖ７ 切替信号
Ｖ８ 切替制御信号
Ｖ９ 検波制御信号
Ｖ１０、Ｖ１１ 検出電圧
Ｖ１２ 差動出力
Ｖ１３ 検波出力
Ｖ１４ 角速度検出信号
Ｖｏｕｔ 駆動電圧

Claims (6)

1. 駆動電極を有し、この駆動電極に印加される駆動電圧によって励振する圧電振動子と、
   この圧電振動子の前記駆動電極からの出力電流を交流電圧に変換する電流／電圧変換回路と、
   この電流／電圧変換回路からの交流信号を増幅し増幅率を可変できる利得可変増幅器と、
   前記電流／電圧変換回路からの交流信号を増幅し増幅率が固定された利得固定増幅器と、
   前記駆動電極からの出力電流を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される信号と所定の基準信号とを比較し前記整流回路の出力信号の変動に応じて制御電圧を出力する比較回路とを備え、前記比較回路から出力される前記制御電圧に基づいて前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧を制御すると共に、前記圧電振動子からの出力電流を一定に維持して制御する自動利得制御回路と、
   を有する発振回路であって、
   前記利得固定増幅器は少なくとも２つの利得を有し、この少なくとも２つの利得を所定の状況に応じて切り替え動作する切替手段を設けたことを特徴とする発振回路。
2. 前記切替手段は、抵抗素子とスイッチとを有することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
3. 前記切替手段は、コンデンサとスイッチとを有することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
4. 前記スイッチは、ＭＯＳ型トランジスタであることを特徴とする請求項２または３に記載の発振回路。
5. 前記圧電振動子は、水晶振動子であることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の発振回路。
6. 上記請求項１から５のいずれか一項に記載された発振回路と、
   圧電振動子に設けた検出電極により前記圧電振動子に生じたコリオリの力による応力を電荷として検出し、前記発振回路の電流／電圧変換回路からの交流信号、または前記圧電振動子の駆動電極に印加される駆動電圧で同期検波して、角速度に応じた検出信号を出力する検出回路と、
   を備えたことを特徴とする角速度センサ。

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