JP2010088271A - 永久磁石式同期電動機 - Google Patents

Abstract

【課題】高トルクの電動機が期待できるとされている磁極数ｎとスロット数ｍとの関係の中でも循環電流を低減させつつ任意の組み合わせを採用できるようにすることにある。
【解決手段】同一相（Ｕ相）の相電流が流れる電流回路を、２つのステータコイル５−１Ａおよび５−１４Ａ、５−２Ａおよび５−１３Ａ，５−１Ｂおよび５−１４Ｂ，５−２Ｂおよび５−１３Ｂでそれぞれ形成される４つの直列回路および、１つのステータコイル５−０で形成される１つのステータコイル回路を並列接続した並列回路で構成し、前記９つのステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイル同士を前記各直列回路に配置して前記４つ直列回路の誘起電圧がほぼ同一となるようにするとともに、前記ステータコイルを一つのスロットに対して２つ配置したスロットを設けてなる永久磁石式同期電動機である。
【選択図】図３

Description

この発明は、永久磁石式同期電動機に関し、特には循環電流を小さくするとともに磁極数とスロット数との選択の自由度を高めた永久磁石式同期電動機に関するものである。

永久磁石式同期電動機において、トルクリップルの増大を防ぎつつトルク向上を図ることを目的として、従来、例えば特許文献１で、永久磁石からなる磁極数をｎ（ｎ＝２Ｎを満たし、Ｎは整数である）、巻線コイルからなるスロット数をｍ（ｍ＝３Ｍを満たし、Ｍは整数）としたとき、２ｍ／３＜ｎ＜４ｍ／３の条件を満たす電動機とするとすることが提案されている。

かかる電動機によれば、短節係数と分布係数との積からなる巻線係数を、例えば磁極数ｎ：スロット数ｍが２：３である通常のモータより高めることができ、高トルク型のモータを得ることができる。

また、かかる電動機を少ない電流相数で運転するために、特許文献１では、同位相となる複数のスロットの複数のコイルを１つの相に選択的に直並列に接続することで、同位相スロットの並列回路内での循環電流を防ぐことが提案されている。
特開２００２−２７２０７４号公報

しかしながら、上記従来技術の結線方法では、循環電流を防ぐために選択的にスロットを直並列に接続するが、循環電流を防止するためには前提条件として、磁極数ｎとスロット数ｍの間に公倍数を持つ必要があった。すなわち、より高トルクとしたり、よりトルクリップルを少なくしたりする磁極数ｎとスロット数ｍとの関係を選択しようとすると、循環電流によるモータの作動効率の悪化を免れることができなかった。

それゆえこの発明は、循環電流による効率悪化を低減するとともに磁極数ｎとスロット数ｍとの選択の自由度を高めた永久磁石式同期電動機を提供することを目的とする。

上記目的を達成するこの発明の永久磁石式同期電動機は、同一相の相電流が流れる電流回路を、複数のステータコイルで形成される直列回路を複数含む複数のステータコイル回路を並列接続した並列回路で構成し、前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイル同士を前記各直列回路に配置して前記複数の直列回路の誘起電圧がほぼ同一となるようにするとともに、前記ステータコイルを一つのスロットに対して複数配置したスロットを設けてなるものである。

かかるこの発明の永久磁石式同期電動機によれば、磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイル同士を各直列回路に配置して、複数の直列回路の誘起電圧がほぼ同一となるようにするとともに、ステータコイルを一つのスロットに対して複数配置したスロットを設けていることから、誘起電圧を大きくすることなく、同一相に奇数のコイルがある場合等でも循環電流を小さくすることができるので、高トルク型電動機とする場合でも、磁極数ｎとスロット数ｍとの選択の自由度を高めることができる。

以下に、この発明の実施の形態を、図面に基づく実施例によって詳細に説明する。ここに、図１は、この発明の永久磁石式同期電動機の第1および第２実施例を構成する、スロット数１５、磁極数１４のラジアルギャップ型モータを示す断面図、図２は、その実施例のモータの特性表を示す説明図である。

図１に示すモータは、図示しないハウジング内に収容されてそのハウジングに回転自在に支持された永久磁石式のロータ１と、上記ハウジング内に収容されてそのハウジングに固定され、ロータ１を半径方向外方から囲繞するステータ２とを具えており、ロータ１は周囲に１４個の永久磁石３を周方向にほぼ等間隔に有し、またステータ２は、環状部４ａとその環状部４ａから周方向にほぼ等間隔に半径方向内方へ突出した１５本のティース４ｂとを持つ鉄心４と、各ティース４ｂの周囲に巻回された集中巻形式のステータコイル５と、隣り合うティース３ｂ間に形成されたスロット６とを有しており、これによりこのモータは、スロット数１５、磁極数１４となっている。そしてロータ１とステータ２のティース４ｂの先端との間には半径方向に所定のエアギャップ７が空けられている。

この磁極数とスロット数との組み合わせ（スロットコンビネーション）を採用すると、９５．１４の巻線係数が得られ、高トルクのモータとなり、従来技術に記載の１８スロット、１６極の仮想６相駆動と比較すると、１％以上のトルク向上が期待できる。本実施例におけるモータは、分布係数Ｋｄが１００％（＝１）未満の９５．６７％であるため、劣分布係数型の集中巻モータとなる。

ところで、交流同期機のトルクＴは、以下のトルク式で求められる。

上記トルク式に基づき、電流の要件（供給電力の問題：Ｅ、Ｉ、k_R、ΦcosΦ）や構造上の制限（ｍ、ｗ、ｐ）を除くと、変更可能な値はk_w：巻線係数となる（但し、巻線係数もｐに依存する）。
このとき、巻線係数は下記の式で表される。

つまり、k_p：短節係数とk_d: 分布係数とは、トルクに直接関係する係数となる。分布係数は後述のように１が最大であり、分布係数が１未満の集中巻モータは、劣分布係数型集中巻モータとなる。

ここで、短節係数k_pとは、コイルのピッチとティースのピッチの差を表すものであり、１が最大となる。しかし、短節係数が１のモータは、全ての磁石とステータが一体一で対向してしまうので起動できない。よって、短節係数は一般的には１未満となる。また、分布係数k_dとは、コイルの巻付け集中の程度を表すものであり、１が最大となる。一般的なモータは、ほとんどがこの使い方になる。分布係数は駆動相数に依存するので、相数さえ自由に作れれば、分布係数を常に１にすることが可能であるが、スイッチ総数や制御上の困難さなどから限界がある。

上記の観点を総合すると、電流効率の良い３相駆動で、分布係数が１で、短節係数が大きくなるモータを設計する場合、磁極（磁石個数）：スロット（巻線個数）を２：３の関係にすれば、この前提を簡単に満たすことができる。よって一般的なモータはほとんど、磁石を４個置けば巻線を６個（３相の２並列駆動）、磁石を６個置けば巻線を９個（３相の３並列駆動）という形で設計されている。
巻線係数を短節係数と分布係数の積と考え、上記の一般的な２：３を守ると、巻線係数の限界は０．８６６が限界となる（短節係数：０．８６６、分布係数：１）。一方で、短節係数を少しでも上げようとすると、分布係数を１に維持することが困難になる。そこで、短節係数を上げつつ、インバータを複雑化することなく分布係数を１に近づけることで、高トルクを出せるモータを作ることが考えられる。

この発明の永久磁石式同期電動機は上述した考え方に基づくものであり、例えば図１に示すこの発明の第１，第２実施例のモータは、ステータコイル５を後述の如く接続することにより、スロット数１５、磁極数１４、駆動相数３（逆巻を含み仮想６相）で駆動するので、図２の特性表に示す如く、巻線係数を０．９５１（短節係数：９９．４５％、分布係数：９５．６７％）まで高めることができる。すなわち、分布係数を１（１００％）未満としても、短節係数を高めることで高トルクを出せるモータを作ることができる。

ここで、分布係数を１（１００％）未満としても高トルクを出せるモータを設計することが可能であっても、分布係数が１（１００％）未満となった結果、以下に示す理由によりモータの作動効率が悪化する問題を抱える。
図２に示す特性表中、スロット番号はスロット６の目印であり、スロット角はある特定のスロット６の位置を０度としたときの相対的な角度であり、磁気角は１４極の磁極に対して与える的確な電気的タイミングを示し、電気角は３相駆動で達成可能なステータコイル５への通電タイミングを示す。一般的な３相駆動であれば、０度、１２０度、２４０度のタイミングでのみ通電可能であるが、この第1および第２実施例では、特性表に示すようにステータコイル５に逆巻きコイルを加えているので、６０度、１８０度、３００度の通電と同等の通電が可能である。すなわち、０度の反対が１８０度なので、０度の位置の正巻コイルと１８０度の位置の逆巻コイルとを並列で接続すれば、１相の電流で同時に０度と１８０の通電ができる。同様にして１２０度の反転３００度および、２４０度の反転４２０度＝６０度の通電ができる。

但し、３相駆動のインバータ（仮想６相）で上記の磁気角を満たす通電を行うと、位相ずれが起きることが上記特性表から判る。例えば、Ｕ相の逆巻コイルの一つで理想の通電を行うと、同一相に配置された残りの４つのコイルには微小な位相ずれが生じる。なお、位相ずれの無い駆動を行うためには、１２度刻みで電気角を制御できるインバータ（１５相もしくは３０相のインバータ）が必要となり、現実的ではないので、位相ずれを許容せざるをえない。

しかしながら、従来の並列型のステータコイルの接続方法では、図９および図１０に示すように、微小な位相ずれの結果、ステータコイル間で誘起電圧に差が生じて循環電流が発生してしまう。例えばＵ相のステータコイル５−１３，５−１４，５−０，５−１，５−２（図２に示す特性表中スロット番号１３，１４，０，１，２に対応）を取り出して図９（ａ）に示すように並列に接続した場合、上記の位相差を考慮すると、電流のベクトルは図９（ｂ）のように表すことができる。なお、ベクトルに付した符合は対応するステータコイルを示す。垂線に対して直交する線の方向が電圧となる。通電を停止してロータだけ回転させることを想定すると、中央のステータコイル５−０が磁石に正対したときにベクトル５−０の誘起電圧が生じるとしたとき、他の並列ステータコイル５−１３，５−１４，５−１，５−２はスロット−磁極の関係から磁石に正対できず、遅れるものおよび先に進むものが存在する。

図１０（ａ）は、図９（ｂ）の中央の３本のベクトルを代表で示したものであり、これらのベクトル５−１４，５−０，５−１に対応するステータコイル５−１４，５−０，５−１は、図１０（ｂ）に示すように並列接続されている。ベクトル５−１４，５−０，５−１のタイミングの違いにより、ステータコイル５−１４，５−１のそれぞれの誘起電圧には差が生じ、その結果、電位差のあるほうに電流が流れるので、循環電流Ｉｃが発生してモータの作動効率が悪化してしまう。

図３（ａ）は、上述のような循環電流を防止するための、この発明の第１実施例のモータにおけるコイル接続方法の、３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、図３（ｂ）は、その第１実施例のコイル接続方法における各ステータコイルの電流のベクトルの状態を示す説明図である。なお、ベクトルに付した符合は対応するステータコイルを示す。すなわちここでは、図４（ｂ）に示すこの実施例の変形例におけると同様、Ｕ相のスロット番号０のティースにステータコイル５を１本巻回するとともにスロット番号１３，１４，１，２の各ティースにステータコイル５を２本ずつ巻回し、ステータコイル５−１３Ａ，５−１３Ｂ，５−１４Ａ，５−１４Ｂ，５−０，５-１Ａ，５−１Ｂ，５−２Ａ，５−２Ｂを設けている。

そしてこの第１実施例では、図３（ａ）に示すように、ステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイル５−１Ａとステータコイル５−１４Ａを直列接続してステータコイル回路としての直列回路とし、同様にステータコイル５−２Ａとステータコイル５−１３Ａ、ステータコイル５−１Ｂとステータコイル５−１４Ｂ、ステータコイル５−２Ｂとステータコイル５−１４Ｂをそれぞれ直列接続してそれぞれステータコイル回路としての直列回路とし、それら四本の直列回路とステータコイル５−０のみのステータコイル回路とを互いに並列に接続してＵ相の電流回路を構成している。図２の特性表におけるＶ相およびＷ相も、Ｕ相と同様に構成する。

かかる第１実施例の構成によれば、図３（ｂ）に示すように、中央の電流ベクトル５−０に対し同じ角度で正負に位相が異なる電流ベクトル５−１Ｂ，５−１４Ｂの誘起電圧の和、電流ベクトル５−１４Ａ，５−１Ａの誘起電圧の和、電流ベクトル５−２Ｂ，５−１３Ｂの誘起電圧の和、そして電流ベクトル５−１３Ａ，５−２Ａの誘起電圧の和が各直列回路での誘起電圧となって、中央のステータコイル回路の電流ベクトル５−０の誘起電圧に並列に加わることから、各ステータコイル回路の誘起電圧の差を最小限に抑えて循環電流を僅かなものにできるので、高トルクを出せるモータで、誘起電圧による作動効率の低下を僅かなものとすることができる。また、各直列回路は中央のステータコイル５−０より高い誘起電圧を生じるわけではないので、インバータのスイッチ回路の耐圧上も有利である。さらに、中央のステータコイル５−０は１本だけなので、ステータ２の構成を簡易なものとすることができる。

図４（ａ）は、上記第１実施例の一変形例の、３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、図４（ｂ）は、その変形例のステータコイルの配置と接続状態を示す説明図であり、この変形例では、同じティースに巻回したステータコイル同士を並列に接続している。このような配線によれば、例えば図３（ａ）の実施形態のように、ステータコイル５−１Ａとステータコイル５−１４Ａ間を結ぶ配線と、ステータコイル５−１Ｂとステータコイル５−１４Ｂ間を結ぶ配線と各々別々に設け、その各々をティース間をつなぐように配索する必要があるが、図４（ｂ）の実施形態によれば、それらを共通の配線とすることができる。
このような配線でも、誘起電圧の差を最小限に抑える効果は上記第１実施例と同一で有り、このようにすれば、ティース間を跨る配線を少なくすることができ、実際の配線を容易なものとすることができる。

図５（ａ）は、前述のような循環電流を防止するための、この発明の第２実施例のモータにおけるコイル接続方法の、３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、図５（ｂ）は、その第２実施例のコイル接続方法における各ステータコイルの電流のベクトルの状態を示す説明図である。なお、ベクトルに付した符合は対応するステータコイルを示す。すなわちここでは、図６（ｂ）に示すこの実施例の変形例におけると同様、Ｕ相のスロット番号０のティース４ｂのステータコイル５を４本巻回するとともにスロット番号１３，１４，１，２の各ティース４ｂのステータコイル５を２本ずつ巻回し、ステータコイル５−１３Ａ，５−１３Ｂ，５−１４Ａ，５−１４Ｂ，５−０Ａ，５−０Ｂ，５−０Ｃ，５−０Ｄ，５-１Ａ，５−１Ｂ，５−２Ａ，５−２Ｂを設けている。

そしてこの第２実施例では、図５（ａ）に示すように、ステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイル５−１Ａおよびステータコイル５−１４Ａを直列接続するとともにそれとステータコイル５−０Ａとを直列接続してステータコイル回路としての直列回路とし、同様にステータコイル５−１Ｂおよびステータコイル５−１４Ｂとステータコイル５−０Ｂ、ステータコイル５−２Ａおよびステータコイル５−１３Ａとステータコイル５−０Ｃ、ステータコイル５−２Ｂおよびステータコイル５−１３Ｂとステータコイル５−０Ｄをそれぞれ直列接続してそれぞれステータコイル回路としての直列回路とし、それら四本の直列回路の誘起電圧の位相および振幅を揃え、それらの直列回路を互いに並列に接続してＵ相の電流回路を構成している。

かかる第２実施例の構成によれば、図５（ｂ）に示すように、中央の電流ベクトル５−０Ａに対し同じ角度で正負に位相が異なる電流ベクトル５−１４Ａおよび５−１Ａの誘起電圧とその中央の電流ベクトル５−０Ａの誘起電圧との和、中央の電流ベクトル５−０Ｂに対し同じ角度で正負に位相が異なる電流ベクトル５−１Ｂおよび５−１４Ｂの誘起電圧とその中央の電流ベクトル５−０Ｂの誘起電圧との和、中央の電流ベクトル５−０Ｃに対し同じ角度で正負に位相が異なる電流ベクトル５−１３Ａおよび５−２Ａの誘起電圧とその中央の電流ベクトル５−０Ｃの誘起電圧との和、そして中央の電流ベクトル５−０Ｄに対し同じ角度で正負に位相が異なる電流ベクトル５−２Ｂおよび５−１３Ｂの誘起電圧とその中央の電流ベクトル５−０Ｄの誘起電圧との和が各直列回路での誘起電圧となって並列に加わることから、各直列回路での誘起電圧の差をほぼ０に抑えて循環電流をほとんどもしくは全くなくすことができるので、高トルクのモータで、誘起電圧による作動効率の低下をほとんどもしくは全くなくすことができる。また、各直列回路は互いにほぼ同じ誘起電圧を生じるので、インバータのスイッチ回路の耐圧上も有利である。

図６（ａ）は、上記第２実施例の一変形例の、３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、図６（ｂ）は、その変形例のステータコイルの配置と接続状態を示す説明図であり、この変形例では、同じティースに巻回したステータコイル同士を並列に接続している。このような配線でも、誘起電圧の差を最小限に抑える効果は上記第２実施例と同一であり、このようにすれば、実際の配線を容易なものとすることができる。

図７は、図１，２に示すモータの構成において、図３，４に示す第１実施例およびその変形例のステータコイル接続と、図５，６に示す第２実施例およびその変形例のステータコイル接続とでの誘起電圧の位相および振幅とインダクタンスとを、図９に示す通常の並列のステータコイル接続でのそれらと比較して示す説明図であり、このように通常の並列型と比較して、第１実施例およびその変形例によれば、中央のステータコイルが分割型でない簡易な構成で、誘起電圧の振幅が僅かに異なるが位相およびインダクタンスが揃ったモータとすることができ、また第２実施例およびその変形例によれば、中央のステータコイルが分割型であるため構成は複雑だが、誘起電圧の振幅および位相が揃い、インダクタンスが僅かに異なるモータとすることができる。

図８は、この発明の永久磁石式同期電動機の第３実施例としての、基本構成は図１と同様でスロット数２７、磁極数２２、駆動相数９相（仮想１８相）の、９相駆動のインバータで駆動するモータの特性表を示す説明図であり、このモータの駆動を行うためには、通常は１６度毎に通電を制御できるインバータを用いるものの、そもそも割り切れる値ではないため循環電流を防止できないが、本発明の方法を用いて、例えば９相の各相の互いに隣接する３つのティース４ｂに集中巻型に巻回したステータコイル５のうちステータコイル間電圧が正負の関係となる両側の２つのティース４ｂのステータコイル５をそれぞれ２個ずつにし、それら２個ずつのステータコイル５を両側の２つのティース４ｂ間でそれぞれ直列接続して二つの直列回路を構成し、それら二つの直列回路を互いに、および中央のティース４ｂの１つのステータコイル５からなるステータコイル回路とも並列接続することで、先の実施例と同じく誘起電圧を上げることなく循環電流を軽減することができる。

なお、図５，６に示す第２実施例およびその変形例では、中央のステータコイル５−０を４つに分けて４つの直列回路に分配しているが、その代わりに中央のステータコイル５−０を５つに分けて、図５に仮想線で示すように、そのうちの４つであるステータコイル５−０ＡからＤを４つの直列回路に分配するとともに、残る１つであるステータコイル５−０Ｅだけでステータコイル回路を構成し、それらのステータコイル回路の誘起電圧の位相および振幅を揃え、図３，４に示す第１実施例およびその変形例と同様にそれらのステータコイル回路を並列に接続して１相の並列回路を構成しても良い。

以上、図示例に基づき説明したが、この発明は上述の例に限定されるものでなく、特許請求の範囲の記載範囲内で適宜変更することができるものであり、例えば、上記各実施例例のモータは半径方向にエアギャップを持つラジアルギャップ型のものとしたが、この発明は、軸線方向にエアギャップを持つアキシャルギャップ型のモータにも適用し得て、上記例と同様の作用効果を奏することができる。

かくしてこの発明の永久磁石式同期電動機によれば、磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイル同士を各直列回路に配置して、複数の直列回路の誘起電圧がほぼ同一となるようにするとともに、ステータコイルを一つのスロットに対して複数配置したスロットを設けていることから、誘起電圧を大きくすることなく、同一相に奇数のコイルがある場合等でも循環電流を小さくすることができるので、高トルクの電動機が期待できるとされている２ｍ／３<ｎ<４ｍ／３の磁極数ｎとスロット数ｍとの関係の中でも、循環電流を低減させつつ任意の組み合わせを採用することができる。

なお、この発明の永久磁石式同期電動機においては、前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差がないステータコイルのみで、前記複数のステータコイル回路の内の一つを構成しても良く、このようにすれば、ステータを簡易な構成のものとすることができる。

また、この発明の永久磁石式同期電動機においては、前記複数のステータコイル回路を全て、前記直列回路とし、前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差がないステータコイルを前記複数の直列回路に分配して、前記各直列回路の磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイルに直列に接続することで、前記複数のステータコイル回路の誘起電圧が同一となるようにしても良く、このようにすれば、循環電流をほとんどもしくは全くなくすことができる。

さらにこの発明の永久磁石式同期電動機においては、前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差がないステータコイルの一部で、前記複数のステータコイル回路の内の一つを構成するとともに、前記磁気角と電気角との位相差がないステータコイルの残部を前記複数の直列回路に分配して、前記各直列回路の磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイルに直列に接続することで、前記複数のステータコイル回路の誘起電圧が同一となるようにしても良く、このようにしても、循環電流をほとんどもしくは全くなくすことができる。

さらにこの発明の永久磁石式同期電動機においては、前記各直列回路を形成する複数のステータコイル間の回路を、前記複数の直列回路同士で繋いでも良く、このようにすれば、実際の配線を容易なものとすることができる。

さらにこの発明の永久磁石式同期電動機においては、ロータの永久磁石からなる磁極の数をｎ、前記ステータコイルを配置したスロットの数をｍとしたとき、２ｍ／３<ｎ<４ｍ／３の範囲とするとともに、前記スロット数ｍを奇数としても良く、このようにすれば、高いトルクの電動機を得ることができる。

そしてこの発明の永久磁石式同期電動機においては、前記スロット数ｍ＝１５かつ前記磁極数ｎ＝１４もしくは前記スロット数ｍ＝２７かつ前記磁極数ｎ＝２２としても良く、このようにすれば、上記２ｍ／３<ｎ<４ｍ／３の関係を満たすので、高いトルクの電動機を得ることができる。

この発明の永久磁石式同期電動機の第1および第２実施例を構成する、スロット数１５、磁極数１４のラジアルギャップ型モータを示す断面図である。 上記実施例のモータの特性表を示す説明図である。 （ａ）は、上記第１実施例のモータにおけるコイル接続方法の３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、（ｂ）は、その第１実施例のコイル接続方法における各ステータコイルの電流ベクトルの状態を示す説明図である。 （ａ）は、上記第１実施例の一変形例の３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、（ｂ）は、その変形例のステータコイルの配置と接続状態を示す説明図である。 （ａ）は、上記第２実施例のモータにおけるコイル接続方法の３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、（ｂ）は、その第２実施例のコイル接続方法における各ステータコイルの電流ベクトルの状態を示す説明図である。 （ａ）は、上記第２実施例の一変形例の３相のうちのＵ相を代表で示す回路図、（ｂ）は、その変形例のステータコイルの配置と接続状態を示す説明図である。 図１，２に示すモータの構成において、図３，４に示す第１実施例およびその変形例のステータコイル接続と、図５，６に示す第２実施例およびその変形例のステータコイル接続とでの誘起電圧の位相および振幅とインダクタンスとを、図９に示す通常の並列のステータコイル接続でのそれらと比較して示す説明図である。 この発明の永久磁石式同期電動機の第３実施例としての、基本構成は図１と同様でスロット数２７、磁極数２２、駆動相数９相（仮想１８相）の、９相駆動のインバータで駆動するモータの特性表を示す説明図である。 （ａ）は、従来の並列型のステータコイルの接続方法を示す回路図、（ｂ）は、その並列型回路における各ステータコイルの電流ベクトルの状態を示す説明図である。 （ａ）は、図９（ｂ）の中央の３本のベクトルを代表で示したものであり、（ｂ）は、（ａ）に示すベクトル状態での循環電流の発生状況を示す説明図である。

符号の説明

１ ロータ
２ ステータ
３ 永久磁石
４ 鉄心
４ａ 環状部
４ｂ ティース
５，５−０，５−０Ａ〜Ｅ，５−１，５−１Ａ，５−１Ｂ，５−２，５−２Ａ，５−２Ｂ，５−１３，５−１３Ａ，５−１３Ｂ，５−１４，５−１４Ａ，５−１４Ｂ ステータコイルまたはそれに対応する電流ベクトル
６ スロット
７ エアギャップ

Claims (7)

1. 同一相の相電流が流れる電流回路を、複数のステータコイルで形成される直列回路を複数含む複数のステータコイル回路を並列接続した並列回路で構成し、
   前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイル同士を前記各直列回路に配置して前記複数の直列回路の誘起電圧がほぼ同一となるようにするとともに、
   前記ステータコイルを一つのスロットに対して複数配置したスロットを設けてなる、永久磁石式同期電動機。
2. 前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差がないステータコイルのみで、前記複数のステータコイル回路の内の一つを構成してなる、請求項１記載の永久磁石式同期電動機。
3. 前記複数のステータコイル回路を全て、前記直列回路とし、
   前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差がないステータコイルを前記複数の直列回路に分配して、前記各直列回路の磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイルに直列に接続することで、前記複数のステータコイル回路の誘起電圧が同一となるようにしてなる、請求項１記載の永久磁石式同期電動機。
4. 前記複数のステータコイルの内、磁気角と電気角との位相差がないステータコイルの一部で、前記複数のステータコイル回路の内の一つを構成するとともに、前記磁気角と電気角との位相差がないステータコイルの残部を前記複数の直列回路に分配して、前記各直列回路の磁気角と電気角との位相差により生ずるステータコイル間電圧が正負の関係となるステータコイルに直列に接続することで、前記複数のステータコイル回路の誘起電圧が同一となるようにしてなる、請求項１記載の永久磁石式同期電動機。
5. 前記直列回路を形成する複数のステータコイル同士を結ぶ配線と、他の直列回路を形成する複数のステータコイル同士を結ぶ配線とを、共通の配線により繋いでなる、請求項１から４までの何れか１項記載の永久磁石式同期電動機。
6. 前記永久磁石同期電動機は、
   ロータの永久磁石からなる磁極の数をｎ、前記ステータコイルを配置したスロットの数をｍとしたとき、
   ２ｍ／３<ｎ<４ｍ／３の範囲とするとともに、
   前記スロット数ｍを奇数としてなる、請求項１から５までの何れか１項記載の永久磁石式同期電動機。
7. 前記スロット数ｍ＝１５かつ前記磁極数ｎ＝１４、もしくは
   前記スロット数ｍ＝２７かつ前記磁極数ｎ＝２２
   としてなる、請求項６記載の永久磁石式同期電動機。

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