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JP2009003764A - 半導体集積回路装置及び電子機器 - Google Patents

半導体集積回路装置及び電子機器 Download PDF

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JP2009003764A JP2007165098A JP2007165098A JP2009003764A JP 2009003764 A JP2009003764 A JP 2009003764A JP 2007165098 A JP2007165098 A JP 2007165098A JP 2007165098 A JP2007165098 A JP 2007165098A JP 2009003764 A JP2009003764 A JP 2009003764A
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Abstract

【課題】電源電圧の急峻な変動に対しても誤動作しにくく、かつ、消費電力の小さい半導体集積回路装置を提供すること。
【解決手段】本集積回路装置1は、VDD供給線60(第1の電位供給線)によって供給されるVDD(第1の電位)とVSS供給線70(第2の電位供給線)によって供給されるVSS(第2の電位)の差を電源電圧として動作する。本集積回路装置1は、第1の電位と第2の電位に基づいて一定の定電圧12を発生させる定電圧発生回路10と、電源電圧の所定幅の変動を検出する電源電圧変動検出回路20を含む。定電圧発生回路10は、電源電圧変動検出回路20が電源電圧の変動を検出した場合に、所定の期間だけ差動段回路に流れる電流を増加させる。電源電圧変動検出回路20は、電源電圧の上昇方向への変動を検出する電源電圧立ち上がり検出回路30及び電源電圧の下降方向への変動を検出する電源電圧立ち下がり検出回路40を含んでもよい。
【選択図】図1

Description

本発明は、半導体集積回路装置及び電子機器に関する。
携帯機器に搭載される集積回路装置(IC)では、電池寿命をできるだけ長くしたいため、システム動作時とバックアップ動作時において使用される電源が異なる。例えば、システム動作時は大容量のリチウムイオン電池(例えば、3.0V)が使用され、バックアップ動作時は小容量のボタン型電池(例えば、1.5V)が使用される。特に、多くの携帯機器に搭載される時計(RTC)用ICは計時が狂っては困るので、システム動作時もバックアップ動作時も動作しなければならず電源電圧の切り替わり時に時計用ICを停止させることもできない。
一方、時計用ICは動作持続時間を長くしたいため低消費電力化が要求される。そのため、IC内部に低定電圧を発生させる定電圧発生回路を設け、消費電力の大きい回路、例えば、水晶発振回路や一部の分周回路等を低定電圧で動作させる技術が多用されている。
特開平5−40535号公報
図12に従来の定電圧発生回路の構成を示す。一般に、定電圧発生回路は差動段回路と出力段回路により構成されており、定電圧発生回路が差動動作するスピード(スルーレート(sec/V))は、差動段回路に流れる電流i1と、出力段回路を制御する差動段出力信号の負荷容量(位相補償用コンデンサ等)の関係で決まる。すなわち、電流i1が大きいほど差動段出力信号の負荷容量を充放電する時間が短くなりスルーレートが向上する。しかし、電流i1を大きくすると定電圧発生回路の消費電力が大きくなってしまう。
電流i1が小さい場合、システム動作とバックアップ動作の切り替わり時において電源電圧が急峻に変化すると、定電圧発生回路の出力電圧Vregも変動し、ICの瞬間停止や誤動作が発生する可能性がある。図13は、図12に示した定電圧発生回路において、電源電圧VDDが変動した時の定電圧出力Vregの変動の様子の一例を示している。VDDが3.0Vから1.5Vに切り替わるとVDDの変動に追従してVregが1.0Vから一瞬低下する。仮に、Vregが0Vまで低下すると、Vregで動作する回路の瞬時動作停止を招いてしまう。また、VDDが1.5Vから3.0Vに切り替わるとVDDの変動に追従してVregが一瞬上昇するため、Vregで動作する回路の誤動作を招くおそれがある。
本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、電源電圧の急峻な変動に対しても誤動作しにくく、かつ、消費電力の小さい半導体集積回路装置を提供することを目的とする。
(1)本発明の半導体集積回路装置は、
第1の電位供給線によって供給される第1の電位と第2の電位供給線によって供給される前記第1の電位よりも低い第2の電位の差を電源電圧として動作する半導体集積回路装置であって、
前記第1の電位と前記第2の電位に基づいて一定の定電圧を発生させる定電圧発生回路と、
前記電源電圧の所定幅の変動を検出する電源電圧変動検出回路と、を含み、
前記定電圧発生回路は、
所与の基準電圧及び前記定電圧に基づいて差動動作する差動段回路と、
前記差動段回路の出力に基づいて前記定電圧を出力する出力段回路と、を含み、
前記電源電圧変動検出回路が前記電源電圧の変動を検出した場合に、所定の期間だけ前記差動段回路に流れる電流を増加させることを特徴とする。
第1の電位は、ACアダプタや電池等の電源から供給される電位(例えば、3Vや1.5V)であってもよい。第2の電位は、接地電位(0V)であってもよい。
所与の基準電圧は、例えば、第2の電位(接地電位でもよい)を基準として、一端が第1の電位供給線に接続された定電流源の他端とゲート端子及びドレイン端子が接続され、ソース端子が第2の電位供給線に接続されたNchトランジスタのドレイン端子から出力される電圧であってもよい。定電圧発生回路の内部に含まれる回路(基準電圧発生回路)が基準電圧を発生させてもよいし、定電圧発生回路の外部に基準電圧発生回路があってもよい。また、基準電圧は半導体集積回路装置の外部から供給されてもよい。
電源電圧の所定幅の変動は、第1の電位が変動することにより発生する場合であってもよいし、第2の電位が変動することにより発生する場合であってもよい。また、例えば、第1の電位供給線又は第2の電位供給線の少なくとも一方に複数の電位を切り替えて供給する場合において、切り替え時に発生する電源電圧の変動であってもよい。この場合、供給される電位を切り替える手段は、半導体集積回路装置の内部にあってもよいし外部にあってもよい。また、例えば、電源電圧の所定幅の変動は、第1の電位供給線又は第2の電位供給線に発生したノイズにより電源電圧の変動が発生する場合であってもよい。
本発明によれば、電源電圧に変動があった場合に差動段回路の出力につく容量(位相補償用コンデンサや寄生容量等)を充放電する時間を短くすることができる。従って、電源電圧の変動があっても定電圧発生回路の出力を一定の定電圧に保つことができる。
また、本発明によれば、電源電圧の所定幅の変動が検出された場合のみ電流を増加させるようにすることができる。従って、定電圧発生回路を第1の電位又は第2の電位の切り替え時以外は極めて小さい電流(例えば、10nA)で動作させることができるので、電流増加が極めて少なく、消費電力を極めて小さくすることができる。
従って、電源電圧の急峻な変動に対しても誤動作しにくく、かつ、消費電力の小さい半導体集積回路装置を提供することができる。
(2)本発明の半導体集積回路装置は、
前記電源電圧変動検出回路は、
前記電源電圧の上昇方向への変動を検出する電源電圧立ち上がり検出回路を含み、
前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
少なくとも1つのコンデンサを含む第1のコンデンサ回路と、
所定の定電流を供給する第1の定電流供給回路と、を含み、
前記第1のコンデンサ回路の一端は前記第1の電位供給線に接続され、
前記第1の定電流供給回路の一端は前記第2の電位供給線に接続され、
前記第1のコンデンサ回路の他端と前記第1の定電流供給回路の他端が第1の接続点で接続され、
前記第1の接続点の電位に基づいて、前記電源電圧の上昇方向への変動を検出することを特徴とする。
第1のコンデンサ回路は、1つのコンデンサのみで構成されていてもよいし、複数のコンデンサから、第1の電位供給線と第1の接続点の間に接続されるコンデンサの組み合わせを任意に選択可能な構成としてもよい。
第1の定電流供給回路は、1つの定電流源のみで構成されていてもよいし、複数の定電流源から、第1の接続点と第2の電位供給線の間に接続される定電流源の組み合わせを任意に選択可能な構成としてもよい。
電源電圧の上昇方向への変動は、第1の電位が上昇することにより発生する場合であってもよいし、第2の電位が下降することにより発生する場合であってもよい。
本発明によれば、電源電圧の上昇方向への変動に追従して第1の接続点の電位が上昇するので、電源電圧の上昇方向への変動を検出することができる。
また、本発明によれば、定電流源とコンデンサのみで構成される簡単な電源電圧立ち上がり検出回路を付加するだけなので、わずかなコストアップのみで電源電圧の上昇方向への変動を検出し、定電圧発生回路が出力する定電圧の変動を防止することができる。
また、本発明によれば、第1のコンデンサ回路の容量値と第1の定電流供給回路の定電流値を調整するだけで、検出する電源電圧の上昇方向への変動の速さに応じて、電源電圧の変動をすばやく検出することができる。
従って、電源電圧の急峻な上昇方向への変動に対しても誤動作しにくい半導体集積回路装置を提供することができる。
(3)本発明の半導体集積回路装置は、
前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
所定の定電流を供給する第2の定電流供給回路と、
Nchトランジスタと、を含み、
前記第2の定電流供給回路の一端は前記第1の電位供給線に接続され、
前記Nchトランジスタのソース端子は前記第2の電位供給線に接続され、
前記Nchトランジスタのゲート端子は前記第1の接続点に接続され、
前記第2の定電流供給回路の他端と前記Nchトランジスタのドレイン端子が接続されることを特徴とする。
本発明によれば、電源電圧の上昇方向への変動に追従して上昇する第1の接続点の電位と第2の電位の差(Nchトランジスタのゲート−ソース間の電圧)がNchトランジスタのしきい値を上回るとNchトランジスタのドレイン端子に第2の電位近傍(Lレベル)の信号が発生する。従って、電源電圧の上昇方向への変動を検出することができる。
また、本発明によれば、Nchトランジスタのしきい値を調整することにより、電源電圧の上昇方向への変動が所定幅以上の場合のみ電源電圧の変動が検出されるようにすることができる。
(4)本発明の半導体集積回路装置は、
前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
インバータ回路を含み、
前記インバータ回路の入力端子は前記第1の接続点に接続されることを特徴とする。
インバータ回路は、例えば、ソース端子が第1の電位供給線に接続されたPchトランジスタとソース端子が第2の電位供給線に接続されたNchトランジスタの両ゲート端子が第1の接続点に接続されて入力端子を構成し、両ドレイン端子が接続されて出力端子を構成するインバータ回路であってもよい。
本発明によれば、インバータ回路の論理しきい値を調整することにより、電源電圧の上昇方向への変動が所定幅以上の場合のみインバータ回路の出力にLレベルの信号が出力されるようにすることができる。
(5)本発明の半導体集積回路装置は、
前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
前記第1のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路及び前記第1の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路の少なくとも一方を含むことを特徴とする。
第1のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路は、例えば、半導体集積回路装置の外部端子や内部レジスタから供給される制御信号に従って容量値を切り替えるように構成されていてもよい。
第1の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路は、例えば、半導体集積回路装置の外部端子や内部レジスタから供給される制御信号に従って定電流値を切り替えるように構成されていてもよい。
本発明によれば、第1のコンデンサ回路の容量値及び第1の定電流供給回路の定電流値の少なくとも一方を切り替えるだけで、検出する電源電圧の上昇方向への変動の速さに応じて、電源電圧の変動をすばやく検出することができる。
従って、電源電圧の急峻な上昇方向への変動に対しても誤動作しにくい半導体集積回路装置を提供することができる。
(6)本発明の半導体集積回路装置は、
前記電源電圧変動検出回路は、
前記電源電圧の下降方向への変動を検出する電源電圧立ち下がり検出回路を含み、
前記電源電圧立ち下がり検出回路は、
少なくとも1つのコンデンサを含む第2のコンデンサ回路と、
所定の定電流を供給する第3の定電流供給回路と、を含み、
前記第2のコンデンサ回路の一端は前記第2の電位供給線に接続され、
前記第3の定電流供給回路の一端は前記第1の電位供給線に接続され、
前記第2のコンデンサ回路の他端と前記第3の定電流供給回路の他端が第2の接続点で接続され、
前記第2の接続点の電位に基づいて、前記電源電圧の下降方向への変動を検出することを特徴とする。
第2のコンデンサ回路は、1つのコンデンサのみで構成されていてもよいし、複数のコンデンサから、第2の接続点と第2の電位供給線の間に接続されるコンデンサの組み合わせを任意に選択可能な構成としてもよい。
第3の定電流供給回路は、1つの定電流源のみで構成されていてもよいし、複数の定電流源から、第1の電位供給線と第2の接続点の間に接続される定電流源の組み合わせを任意に選択可能な構成としてもよい。
電源電圧の下降方向への変動は、第1の電位が下降することにより発生する場合であってもよいし、第2の電位が上昇することにより発生する場合であってもよい。
本発明によれば、電源電圧の下降方向への変動に遅れて第2の接続点の電位が下降するので、第2の接続点と第1の電位の差に基づいて電源電圧の下降方向への変動を検出することができる。
また、本発明によれば、定電流源とコンデンサのみで構成される簡単な電源電圧立ち下がり検出回路を付加するだけなので、わずかなコストアップのみで電源電圧の下降方向への変動を検出し、定電圧発生回路が出力する定電圧の変動を防止することができる。
また、本発明によれば、第2のコンデンサ回路の容量値と第3の定電流供給回路の定電流値を調整するだけで、検出する電源電圧の下降方向への変動の速さに応じて、電源電圧の変動をすばやく検出することができる。
従って、電源電圧の急峻な下降方向への変動に対しても誤動作しにくい半導体集積回路装置を提供することができる。
(7)本発明の半導体集積回路装置は、
前記電源電圧立ち下がり検出回路は、
所定の定電流を供給する第4の定電流供給回路と、
Pchトランジスタと、を含み、
前記第4の定電流供給回路の一端は前記第2の電位供給線に接続され、
前記Pchトランジスタのソース端子は前記第2の接続点に接続され、
前記Pchトランジスタのゲート端子は前記第1の電位供給線に接続され、
前記第4の定電流供給回路の他端と前記Pchトランジスタのドレイン端子が接続されることを特徴とする。
本発明によれば、第1の電位と電源電圧の下降方向への変動に遅れて上昇する第2の接続点の電位の差(Pchトランジスタのゲート−ソース間の電圧)がPchトランジスタのしきい値を下回るとPchトランジスタのドレイン端子に第1の電位近傍(Hレベル)の信号が発生する。従って、電源電圧の下降方向への変動を検出することができる。
また、本発明によれば、Pchトランジスタのしきい値を調整することにより、電源電圧の下降方向への変動が所定幅以上の場合のみ電源電圧の変動が検出されるようにすることができる。
(8)本発明の半導体集積回路装置は、
前記電源電圧立ち下がり検出回路は、
前記第2のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路及び前記第3の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路の少なくとも一方を含むことを特徴とする。
第2のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路は、例えば、半導体集積回路装置の外部端子や内部レジスタから供給される制御信号に従って容量値及を切り替えるように構成されていてもよい。
第3の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路は、例えば、半導体集積回路装置の外部端子や内部レジスタから供給される制御信号に従って定電流値を切り替えるように構成されていてもよい。
本発明によれば、第2のコンデンサ回路の容量値及び第3の定電流供給回路の定電流値の少なくとも一方を切り替えるだけで、検出する電源電圧の下降方向への変動の速さに応じて、電源電圧の変動をすばやく検出することができる。
従って、電源電圧の急峻な下降方向への変動に対しても誤動作しにくい半導体集積回路装置を提供することができる。
(9)本発明の半導体集積回路装置は、
前記第1の電位又は第2の電位の少なくとも一方を複数の電位の間で切り替える供給電位切り替え制御手段を含むことを特徴とする。
供給電位切り替え制御手段は、専用回路(ハードウェア)として実現してもよいし、CPUが実行するプログラム(ソフトウェア)により実現してもよい。
本発明によれば、例えば、第1の電位として電池等が供給する電位が低下して所定の電位を下回ると、第1の電位を例えばバックアップ電池が供給する電位に自動的に切り替えるようにすることができる。
本発明によれば、切り替え時に電源電圧の急峻な変動が生じても誤動作しにくく、かつ、消費電力の小さい半導体集積回路装置を提供することができる。
(10)本発明の半導体集積回路装置は、
時計手段を含むことを特徴とする。
本発明によれば、例えば、常時停止することが許されない時計手段においても、電源電圧の急峻な変動が生じても誤動作しにくく、かつ、消費電力の小さい半導体集積回路装置を提供することができる。
(11)本発明の半導体集積回路装置は、
上記のいずれかに記載の半導体集積回路装置と、
入力情報を受け付ける手段と、
入力情報に基づき前記半導体集積回路装置により処理された結果を出力するための手段とを含むことを特徴とする電子機器である。
以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。
1.半導体集積回路装置
図1は、本実施の形態の半導体集積回路装置の機能ブロック図である。
半導体集積回路装置1は、VDD供給線60(第1の電位供給線)によって供給されるVDD(第1の電位)とVSS供給線70(第2の電位供給線)によって供給されるVSS(第2の電位)の差を電源電圧として動作する。
半導体集積回路装置1は、定電圧発生回路10を含む。定電圧発生回路10は、VDD(第1の電位)とVSS(第2の電位)に基づいて一定の定電圧12を発生させて、動作回路80に定電圧12を供給する。定電圧発生回路10は、差動段回路(図示せず)と、出力段回路(図示せず)と、を含む。
半導体集積回路装置1は、電源電圧変動検出回路20を含む。電源電圧変動検出回路20は、電源電圧の所定幅の変動を検出するように動作する。電源電圧変動検出回路20は、電源電圧の上昇方向への変動を検出する電源電圧立ち上がり検出回路30を含んでもよい。また、電源電圧変動検出回路20は、電源電圧の下降方向への変動を検出する電源電圧立ち下がり検出回路40を含んでもよい。
半導体集積回路装置1は、供給電位切り替え制御手段50を含んでもよい。供給電位切り替え制御手段50は、VDD(第1の電位)を複数の電位(VDD−1〜n)の間で切り替えるように動作する。従って、供給電位切り替え制御手段50がVDDを切り替える時に電源電圧が変動する。なお、図示していないが、供給電位切り替え制御手段50は、VSS(第2の電位)を複数の電位の間で切り替えるように動作してもよい。
定電圧発生回路10は、電源電圧変動検出回路20が電源電圧の変動を検出した場合に、所定の期間だけ差動段回路に流れる電流を増加させるように動作する。
図2は、本実施の形態の半導体集積回路装置に含まれる定電圧発生回路の構成例を説明するための図である。
定電圧発生回路10は、差動段回路100と出力段回路150を含んで構成されている。また、定電圧発生回路10は、基準電圧供給回路180を含んでいてもよい。
基準電圧供給回路180は、定電流源184、Nチャネル型MOSFET182を含んで構成されている。Nチャネル型MOSFET182のソース端子はVSS供給線70に接続(接地)され、ゲート端子とドレイン端子とが接続されている。このゲート端子及びドレイン端子は、ノードPに接続されている。ノードPは、Nチャネル型MOSFET104のゲート端子と、一端がVDDに接続された定電流源184の他端にも接続されている。ノードPの電位とVSSの差が基準電圧として、差動段回路100に入力されている。なお、基準電圧供給回路180は、定電圧発生回路10の外部にあってもよいし、半導体集積回路装置1(図1参照)の外部にあってもよい。
差動段回路100は、定電流源102、122、Nチャネル型MOSFET104、106、120、負荷側のPチャネル型MOSFET108、110を含んで構成されている。
一端が接地された定電流源102の他端に、Nチャネル型MOSFET104、106のソース端子、定電流源122の一端が接続されている。定電流源122の他端には、ソース端子が接地されたNチャネル型MOSFET120のドレイン端子が接続されている。
Nチャネル型MOSFET120のゲート端子には、2入力OR回路130の出力端子が接続されている。2入力OR回路130の2つの入力には、それぞれ電源電圧立ち上がり検出回路30(図1参照)の出力32及び電源電圧立ち下がり検出回路40(図1参照)の出力42が供給される。
Nチャネル型MOSFET104、106のドレイン端子は、それぞれ負荷側のPチャネル型MOSFET108、110のドレイン端子と接続されている。
負荷側のPチャネル型MOSFET108、110のゲート端子は互いに接続され、Pチャネル型MOSFET110のゲート端子とドレイン端子は接続されている。これにより、負荷側にミラー回路が構成される。
出力段回路150は、定電流源152、Pチャネル型MOSFET154、156を含んで構成されており、さらに位相補償用のコンデンサ158を含んでいてもよい。
定電流源152の一端は接地され、他端がノードP´に接続されている。ノードP´には、Nチャネル型MOSFET106のゲート端子と、Pチャネル型MOSFET154のドレイン端子も接続されている。
Pチャネル型MOSFET154のゲート端子とドレイン端子は互いに接続されており、そのソース端子はノードQに接続されている。このノードQは、コンデンサ158の一端とNチャネル型MOSFET156のドレイン端子にも接続されている。VSSを基準として定電圧値VregがノードQから出力される。
Pチャネル型MOSFET156のゲート端子は、Nチャネル型MOSFET104のドレイン端子、Pチャネル型MOSFET108のドレイン端子及びコンデンサ158の他端に接続されている。Pチャネル型MOSFET156のソース端子は、VDD供給線60に接続されている。このPチャネル型MOSFET156は、出力制御用トランジスタである。
以下、定電圧発生回路10の動作の概要を説明する。
Nチャネル型MOSFET182のドレイン端子の電位、すなわちノードPの電位が、定電流源184によって供給される定電流値が流れるように設定される。このノードPの電位は、差動対コンパレータの一方の入力端子であるNチャネル型MOSFET104のゲート端子に入力される。
ノードP´には、出力制御用Pチャネル型MOSFET156とPチャネル型MOSFET154に制御された電位が発生し、このノードP´の電位は差動対コンパレータの、他の一方の入力端子であるNチャネル型MOSFET106のゲート端子に負帰還される。この構成により、差動対のNチャネル型MOSFET104、106と出力制御用Pチャネル型MOSFET156の動作によりノードPとノードP´は同電位に制御される。ノードP´に流れる電流は定電流源152により一定であるため、ノードQとノードP´との間の電位差は、Pチャネル型MOSFET154により制御された一定電圧となる。
このようにすることによって、VSSを基準電位として、Nチャネル型MOSFET182で発生した電位差と、Pチャネル型MOSFET154で発生した電位差との和に等しい定電圧Vregが出力されることになる。
ところで、電源電圧が変動した場合に、定電圧発生回路10が差動動作するスピード(スルーレート(sec/V))は、差動段回路100の定電流源102を流れる電流i1と、出力段回路150を制御する差動段出力の負荷容量(位相補償用コンデンサ158の容量と寄生容量の和)の関係で決まる。すなわち、電流i1によって、差動段出力の負荷容量が充放電されるまでの時間が短いほどスルーレートが大きく、定電圧Vregが電源電圧の変動の影響を受けにくい。
ここで、差動段出力の負荷容量を小さくすればスルーレートが向上する。しかし、定電圧発生回路の安定動作のためには位相補償用コンデンサ158の容量を極端に小さくすることはできないし、寄生容量もある程度はついてしまう。
一方、電流i1を増加してもスルーレートは向上するが、定電圧発生回路10の消費電力を削減するためには、常に流れる電流i1はできるだけ小さい方が望ましい。
そこで、図2における定電圧発生回路10では、図12に示した従来の定電圧発生回路に対して、差動対のNチャネル型MOSFET104、106に電流i2を流すための定電流源122と電流i2を流すか否かを制御するためのスイッチとして動作するNチャネル型MOSFET120が付加されている。そして、2入力OR回路130の出力信号によってNチャネル型MOSFET120のON/OFFを制御している。
電源電圧が上昇方向に変動した場合、電源電圧立ち上がり回路30(図1参照)は出力32からHレベル(VDD)の信号(立ち上がり検出信号)を出力する。また、電源電圧が下降方向に変動した場合、電源電圧立ち下がり回路40(図1参照)は出力42からHレベル(VDD)の信号(立ち下がり検出信号)を出力する。すなわち、電源電圧が変動した場合には、2入力OR回路の出力にHレベル(VDD)の信号が発生する。すると、Nチャネル型MOSFET120がONするので、差動対のNチャネル型MOSFET104、106にはi1+i2の電流が流れる。この電流i1+i2によって、差動段出力の負荷容量が充放電されるため、電源電圧変動時のスルーレートを向上することができる。
一方、電源電圧が変動しない場合は、電源電圧立ち上がり回路30(図1参照)の出力32及び電源電圧立ち下がり回路40の出力42はともにLレベル(VSS)の信号を出力する。そのため、2入力OR回路の出力はLレベル(VSS)であり、Nチャネル型MOSFET120はOFFしている。その結果、差動対のNチャネル型MOSFET104、106には電流i1しか流れない。
例えば、電流i1を10nA、電流i2を10μA、差動段出力信号Aの負荷容量を10pFとすると、電源電圧変動時のスルーレートは約1μs/Vとなる。すなわち、定電圧発生回路10の差動動作は1μs/Vの急峻な電源変動に追従することができる。
従って、定電圧発生回路10は、急峻な電源変動が発生しても定電圧(Vreg)出力を維持することができる。一方、電源電圧が変動しない時は、差動対のNチャネル型MOSFET104、106に電流i1(10nA)しか流れないので、定電圧発生回路10の消費電力を小さくすることができる。
図3は、本実施の形態の半導体集積回路装置に含まれる電源電圧立ち上がり検出回路の構成例を説明するための図である。
電源電圧立ち上がり検出回路30は、コンデンサ302(第1のコンデンサ回路)、定電流源304(第1の定電流供給回路)、定電流源306(第2の定電流供給回路)、Nチャネル型MOSFET308(Nchトランジスタ)を含み、さらに、Nチャネル型MOSFET312、Pチャネル型MOSFET310を含んで構成されている。
ノードA(第1の接続点)には、一端がVDD供給線60に接続されたコンデンサ302の他端、一端がVSS供給線70に接続(接地)された定電流源304の他端、ソース端子が接地されたNチャネル型MOSFET308のゲート端子が接続されている。
ノードBには、一端がVDD供給線60に接続された定電流源306の他端、Nチャネル型MOSFET308のドレイン端子、ソース端子が接地されたNチャネル型MOSFET312のゲート端子、ソース端子がVDD供給線60に接続されたPチャネル型MOSFET310のゲート端子が接続されている。
ノードCには、Nチャネル型MOSFET312のドレイン端子、Pチャネル型MOSFET310のドレイン端子が接続されている。すなわち、Nチャネル型MOSFET312とPチャネル型MOSFET310によってインバータ回路が構成されている。従って、ノードB、Cはそれぞれインバータ回路の入力、出力となり、ノードB、Cの電位はHレベル、Lレベルが反転する関係となる。
インバータ回路の出力(ノードC)が電源電圧立ち上がり検出回路30の出力32となる。なお、インバータ回路は立ち上がり検出信号を出力32から正論理で出力するために付加されているものであり、電源電圧立ち上がり検出回路30の必須の構成要素ではない。
図4は、電源電圧立ち上がり検出回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。以下、図4を参照して図3で説明した電源電圧立ち上がり検出回路の動作を説明する。
時刻T1以前は電源電圧が変動していないため、ノードAの電位は定電流源304によってVSS側に引っ張られLレベル(0V)である。そのため、Nチャネル型MOSFET308はゲート−ソース間の電圧がしきい値を下回っているためOFFしており、定電流源306によってノードBの電位はVDD近傍のHレベル(3.0V)である。従って、ノードCの電位はLレベル(0V)である。
時刻T1〜T2において、VDDが3.0Vから1.5Vに切り替わり電源電圧が下降方向に急峻に変動しているが、定電流源304によってノードAの電位はLレベル(0V)を維持する。従って、ノードB、Cの電位もそれぞれHレベル(3.0V〜1.5V)、Lレベル(0V)を維持する。すなわち、電源電圧の下降方向への変動は検出されない。
時刻T2〜T3では電源電圧が変動していないため、ノードA、B、Cの電位はそれぞれLレベル(0V)、Hレベル(1.5V)、Lレベル(0V)を維持する。
時刻T3〜T5において、VDDが1.5Vから3.0Vに切り替わり電源電圧が上昇方向に急峻に変動している。すると、ノードAの電位はコンデンサ302によってVDD側に引っ張られるため上昇する。ノードAの電位の上昇により、時刻T4においてNチャネル型MOSFET308のゲート−ソース間の電圧がしきい値に達するため、Nチャネル型MOSFET308がONする。そのため、ノードBの電位がLレベル(0V)となり、ノードCの電位がHレベル(1.5V〜3.0V)となる。
時刻T5以降は電源電圧が変動しないので、ノードAの電位は定電流源304によってVSS側に引っ張られて時刻T5から下降を始める。
時刻T6以降は、Nチャネル型MOSFET308のゲート−ソース間の電圧がしきい値を下回るため、Nチャネル型MOSFET308がOFFする。そのため、ノードBの電位がHレベル(3.0V)となり、ノードCの電位がLレベル(0V)となる。
以上の通り、時刻T3〜T5における電源電圧の上昇方向への変動に伴って、時刻T4〜T6の間だけ電源電圧立ち上がり検出回路30の出力32(ノードC)にHレベル(1.5〜3.0V)の信号(立ち上がり検出信号)が発生する。
図3に示した電源電圧立ち上がり検出回路30によれば、ノードA(第1の接続点)の電位に基づいて、電源電圧の上昇方向への変動を検出することができる。
図5は、電源電圧立ち上がり検出回路の第1の変形例を説明するための図である。図3と同じ構成には同じ番号を付しており説明を省略する。
図5に示した電源電圧立ち上がり検出回路30では、図3における定電流源306の代わりにPチャネル型MOSFET314が使用されている。Pチャネル型MOSFET314のソース端子、ゲート端子、ドレイン端子は、それぞれ、VDD供給線60、ノードA、ノードBに接続されている。従って、Nチャネル型MOSFET308とPチャネル型MOSFET314によってインバータ回路が構成されている。
ここで、インバータ回路の入力端子はノードA(第1の接続点)に接続されている。また、インバータ回路の出力端子はノードBに接続されている。すなわち、ノードA、Bはそれぞれインバータ回路の入力、出力となり、ノードA、Bの電位はHレベル、Lレベルが反転する関係となる。
図3では、Nチャネル型MOSFET308のしきい値によって立ち上がり検出信号が発生するための電源電圧変動の幅が決められていた。一方、図5に示した電源電圧立ち上がり検出回路30では、Nチャネル型MOSFET308とPチャネル型MOSFET314によって構成されるインバータ回路の論理しきい値によって立ち上がり検出信号が発生するための電源電圧変動の幅を決めている。従って、例えば、Nチャネル型MOSFET308とPチャネル型MOSFET314のW/Lを調整して当該インバータ回路の論理しきい値を変更することにより、立ち上がり検出信号が発生するための電源電圧変動の幅を簡単に変更することができる。
なお、図5に示した電源電圧立ち上がり検出回路30の動作は、図3に示した電源電圧立ち上がり検出回路30の動作とほぼ同様であり、そのタイミングチャートは図4のタイミングチャートと同様であるため省略する。
図6は、電源電圧立ち上がり検出回路の第2の変形例を説明するための図である。図5と同じ構成には同じ番号を付しており説明を省略する。
図6に示した電源電圧立ち上がり検出回路30では、図5におけるコンデンサ302の代わりにn個のコンデンサ302−1〜n及びn個のPチャネル型MOSFET316−1〜nによって第1のコンデンサ回路が構成されている。
また、図5における定電流源304の代わりにm個の定電流源304−1〜m及びm個のNチャネル型MOSFET320−1〜mによって第1の定電流供給回路が構成されている。
すなわち、一端がVDD供給線60に接続された各コンデンサ302−j(jは1〜nのいずれかの整数)の他端は、各Pチャネル型MOSFET316−jのソース端子と接続され、各Pチャネル型MOSFET316−jのドレイン端子はノードA(第1の接続点)に接続されている。また、一端がVSS供給線70に接続(接地)された各定電流源304−k(kは1〜mのいずれかの整数)の他端は、各Nチャネル型MOSFET320−kのソース端子と接続され、各Nチャネル型MOSFET320−kのドレイン端子はノードAに接続されている。
さらに、各Pチャネル型MOSFET316−jのゲート端子には制御信号318−jが供給される。そのため、制御信号318−jがLレベルの場合にはPチャネル型MOSFET316−jがONし、コンデンサ302−jの一端はPチャネル型MOSFET316−jを介してノードAに電気的に接続される。制御信号318−jがHレベルの場合にはPチャネル型MOSFET316−jがOFFし、コンデンサ302−jはノードAと電気的に非接続の状態となる。従って、制御信号318−1〜nをLレベル又はHレベルの任意の組み合わせに設定することにより、VDD供給線60とノードAの間に電気的に接続されるコンデンサ302−1〜nの任意の組み合わせを実現することができる。
すなわち、Pチャネル型MOSFET316−1〜nは、第1のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路として機能し、VDD供給線60とノードAの間の容量値を複数の容量値から選択することができる。
また、各Nチャネル型MOSFET320−kのゲート端子には制御信号322−kが供給される。そのため、制御信号322−kがHレベルの場合にはNチャネル型MOSFET320−kがONし、定電流源304−kの一端はNチャネル型MOSFET320−kを介してノードAに電気的に接続される。制御信号322−kがLレベルの場合にはNチャネル型MOSFET320−kがOFFし、定電流源304−kはノードAと電気的に非接続の状態となる。従って、制御信号322−1〜mをHレベル又はLレベルの任意の組み合わせに設定することにより、ノードAとVSS供給線70の間に電気的に接続される定電流源304−1〜mの任意の組み合わせを実現することができる。
すなわち、Nチャネル型MOSFET320−1〜mは、第1の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路として機能し、ノードAからVSS供給線70に流れる定電流値を複数の電流値から選択することができる。
以上の通り、図6に示した電源電圧立ち上がり検出回路30では、電源電圧の変動を検出するためのコンデンサの容量値と定電流値を可変に制御することができる。従って、検出する電源電圧の上昇方向への変動の速さに応じて、電源電圧の変動をすばやく検出するために適切なコンデンサの容量値と定電流値を容易に選択することができる。
なお、図6に示した電源電圧立ち上がり検出回路30の動作は、図3、図5に示した電源電圧立ち上がり検出回路30の動作とほぼ同様であり、そのタイミングチャートは図4のタイミングチャートと同様であるため省略する。
図7は、本実施の形態の半導体集積回路装置に含まれる電源電圧立ち下がり検出回路の構成例を説明するための図である。
電源電圧立ち下がり検出回路40は、コンデンサ402(第2のコンデンサ回路)、定電流源404(第3の定電流供給回路)、定電流源406(第4の定電流供給回路)、Pチャネル型MOSFET408(Pchトランジスタ)を含み、さらに、Nチャネル型MOSFET412、416、Pチャネル型MOSFET410、414を含んで構成されている。
ノードD(第2の接続点)には、一端がVSS供給線70に接続(接地)されたコンデンサ402の他端、一端がVDD供給線60に接続された定電流源404の他端、ゲート端子がVDD供給線60に接続されたPチャネル型MOSFET408のソース端子が接続されている。
ノードEには、一端が接地された定電流源406の他端、Pチャネル型MOSFET408のドレイン端子、ソース端子が接地されたNチャネル型MOSFET412のゲート端子、ソース端子がVDD供給線60に接続されたPチャネル型MOSFET410のゲート端子が接続されている。
ノードFには、Nチャネル型MOSFET412のドレイン端子、Pチャネル型MOSFET410のドレイン端子、ソース端子が接地されたNチャネル型MOSFET416のゲート端子、ソース端子がVDD供給線60に接続されたPチャネル型MOSFET414のゲート端子が接続されている。すなわち、Nチャネル型MOSFET412とPチャネル型MOSFET410によってインバータ回路1が構成されている。従って、ノードE、Fはそれぞれインバータ回路1の入力、出力となり、ノードE、Fの電位はHレベル、Lレベルが反転する関係となる。
ノードGには、Nチャネル型MOSFET416のドレイン端子、Pチャネル型MOSFET414のドレイン端子が接続されている。すなわち、Nチャネル型MOSFET416とPチャネル型MOSFET414によってインバータ回路2が構成されている。従って、ノードF、Gはそれぞれインバータ回路2の入力、出力となり、ノードF、Gの電位はHレベル、Lレベルが反転する関係となる。
インバータ回路2の出力(ノードG)が電源電圧立ち下がり検出回路40の出力42となる。なお、インバータ回路1はノードEの信号を波形整形するために付加されているものであり、電源電圧立ち下がり検出回路40の必須の構成要素ではない。また、インバータ回路2は立ち下がり検出信号を出力42から正論理で出力するために付加されているものであり、電源電圧立ち下がり検出回路40の必須の構成要素ではない。
図8は、電源電圧立ち下がり検出回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。以下、図8を参照して図7で説明した電源電圧立ち下がり検出回路の動作を説明する。
時刻T1以前は電源電圧が変動していないため、ノードDの電位は定電流源404によってVDD側に引っ張られHレベル(3.0V)である。そのため、Pチャネル型MOSFET408はゲート−ソース間の電圧がしきい値を上回っているためOFFしており、定電流源406によってノードEの電位はVSS近傍のLレベル(0V)である。従って、ノードF、Gの電位はそれぞれHレベル(3.0V)、Lレベル(0V)である。
時刻T1〜T3において、VDDが3.0Vから1.5Vに切り替わり電源電圧が下降方向に急峻に変動すると、ノードDの電位は少し遅れてVDDに追従する(時刻T2〜T5)。時刻T3〜T6では電源電圧が変動しないため、時刻T5においてノードDの電位はVDD(1.5V)になる。
ここで、時刻T2〜T4の間は、Pチャネル型MOSFET408のゲート−ソース間の電圧がしきい値を下回るため、Pチャネル型MOSFET408がONする。そのため時刻T2〜T4の間は、ノードEの電位はノードDの電位とほぼ等しいHレベル(3.0V〜1.5V)になる。従って、ノードF、Gの電位はそれぞれLレベル(0V)、Hレベル(3.0V〜1.5V)である。
時刻T4〜T6では電源電圧が変動していないため、ノードD、E、F、Gの電位はそれぞれHレベル(1.5V)、Lレベル(0V)、Hレベル(1.5V)、Lレベル(0V)である。
時刻T6〜T8において、VDDが1.5Vから3.0Vに切り替わり電源電圧が上昇方向に急峻に変動すると、ノードDの電位は少し遅れてVDDに追従する(時刻T7〜T9)。しかし、Pチャネル型MOSFET408のゲート−ソース間の電圧がしきい値を下回らないため、Pチャネル型MOSFET408はOFFのままである。そのため時刻T6〜T9において、ノードE、F、Gの電位はそれぞれLレベル(0V)、Hレベル(1.5V〜3.0V)、Lレベル(0V)を維持する。すなわち、電源電圧の上昇方向への変動は検出されない。
時刻T9以降は電源電圧が変動しないので、ノードD、E、F、Gの電位はそれぞれHレベル(3.0V)、Lレベル(0V)、Hレベル(3.0V)、Lレベル(0V)を維持する。
以上の通り、時刻T1〜T3における電源電圧の下降方向への変動に伴って、時刻T2〜T4の間だけ電源電圧立ち下がり検出回路40の出力42(ノードG)にHレベル(3.0V〜1.5V)の信号(立ち下がり検出信号)が発生する。
図7に示した電源電圧立ち下がり検出回路によれば、ノードD(第2の接続点)の電位に基づいて、電源電圧の下降方向への変動を検出することができる。
図9は、電源電圧立ち下がり検出回路の変形例を説明するための図である。図7と同じ構成には同じ番号を付しており説明を省略する。
図9に示した電源電圧立ち下がり検出回路40では、図7におけるコンデンサ402の代わりにn個のコンデンサ402−1〜n及びn個のNチャネル型MOSFET418−1〜nによって第2のコンデンサ回路が構成されている。
また、図7における定電流源404の代わりにm個の定電流源404−1〜m及びm個のPチャネル型MOSFET422−1〜mによって第3の定電流供給回路が構成されている。
すなわち、一端がVSS供給線70に接続(接地)されたが各コンデンサ402−j(jは1〜nのいずれかの整数)の他端は、各Nチャネル型MOSFET418−jのソース端子と接続され、各Nチャネル型MOSFET418−jのドレイン端子はノードD(第2の接続点)に接続されている。また、一端がVDD供給線60に接続された各定電流源404−k(kは1〜mのいずれかの整数)の他端は、各Pチャネル型MOSFET422−kのソース端子と接続され、各Pチャネル型MOSFET422−kのドレイン端子はノードDに接続されている。
さらに、各Nチャネル型MOSFET418−jのゲート端子には制御信号420−jが供給される。そのため、制御信号420−jがHレベルの場合にはNチャネル型MOSFET418−jがONし、コンデンサ402−jの一端はNチャネル型MOSFET418−jを介してノードDに電気的に接続される。制御信号420−jがLレベルの場合にはNチャネル型MOSFET418−jがOFFし、コンデンサ402−jはノードDと電気的に非接続の状態となる。従って、制御信号420−1〜nをHレベル又はLレベルの任意の組み合わせに設定することにより、ノードDとVSS供給線70の間に電気的に接続されるコンデンサ402−1〜nの任意の組み合わせを実現することができる。
すなわち、Nチャネル型MOSFET418−1〜nは、第2のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路として機能し、ノードDとVSS供給線70の間の容量値を複数の容量値から選択することができる。
また、各Pチャネル型MOSFET422−kのゲート端子には制御信号424−kが供給される。そのため、制御信号424−kがLレベルの場合にはPチャネル型MOSFET422−kがONし、定電流源404−kの一端はPチャネル型MOSFET422−kを介してノードDに電気的に接続される。制御信号424−kがHレベルの場合にはPチャネル型MOSFET422−kがOFFし、定電流源404−kはノードDと電気的に非接続の状態となる。従って、制御信号424−1〜mをLレベル又はHレベルの任意の組み合わせに設定することにより、VDD供給線60とノードDの間に電気的に接続される定電流源404−1〜mの任意の組み合わせを実現することができる。
すなわち、Pチャネル型MOSFET422−1〜mは、第3の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路として機能し、VDD供給線60からノードDに流れる定電流値を複数の電流値から選択することができる。
以上の通り、図9に示した電源電圧立ち下がり検出回路40では、電源電圧の変動を検出するためのコンデンサの容量値と定電流値を可変に制御することができる。従って、検出する電源電圧の下降方向への変動の速さに応じて、電源電圧の変動をすばやく検出するために適切なコンデンサの容量値と定電流値を容易に選択することができる。
なお、図9に示した電源電圧立ち下がり検出回路40の動作は、図7に示した電源電圧立ち下がり検出回路40の動作とほぼ同様であり、そのタイミングチャートは図8のタイミングチャートと同様であるため省略する。
2.電子機器
図10に、本実施の形態の電子機器のブロック図の一例を示す。本電子機器800は、マイクロコンピュータ(ASIC)810、入力部820、メモリ830、電源生成部840、LCD850、音出力部860、時計(RTC)用IC(半導体集積回路装置)を含む。
ここで、入力部820は、種々のデータを入力するためのものである。半導体集積回路装置810は、この入力部820により入力されたデータに基づいて種々の処理を行うことになる。メモリ830は、マイクロコンピュータ810などの作業領域となるものである。電源生成部840は、電子機器800で使用される各種電源を生成するためのものである。LCD850は、電子機器が表示する各種の画像(文字、アイコン、グラフィック等)を出力するためのものである。
音出力部860は、電子機器800が出力する各種の音(音声、ゲーム音等)を出力するためのものであり、その機能は、スピーカなどのハードウェアにより実現できる。
時計(RTC)用IC870は現在時刻を刻み続ける機能(時計手段)を有するICであり、本実施の形態の半導体集積回路装置の一例にあたる。時計(RTC)用IC870は、マイクロコンピュータ810が動作中はシステム電源で動作するが、システム動作停止中でもバックアップ電源で動作し続ける。時計(RTC)用IC870は、システム電源とバックアップ電源の間で切り替えが起こり電源電圧が急峻に変動しても、内部の定電圧発生回路が定電圧出力を保持するので誤動作しにくい。
図11(A)に、電子機器の1つである携帯電話950の外観図の例を示す。この携帯電話950は、入力部として機能するダイヤルボタン952や、電話番号や名前やアイコンなどを表示するLCD954や、音出力部として機能し音声を出力するスピーカ956を備える。
図11(B)に、電子機器の1つである携帯型ゲーム装置960の外観図の例を示す。この携帯型ゲーム装置960は、入力部として機能する操作ボタン962、十字キー964や、ゲーム画像を表示するLCD966や、音出力部として機能しゲーム音を出力するスピーカ968を備える。
図11(C)に、電子機器の1つであるパーソナルコンピュータ970の外観図の例を示す。このパーソナルコンピュータ970は、入力部として機能するキーボード972や、文字、数字、グラフィックなどを表示するLCD974、音出力部976を備える。
本実施の形態の半導体集積回路装置を図11(A)〜図11(C)の電子機器に組み込むことにより、電源電圧の急峻な変動に対しても誤動作しにくく、かつ、消費電力の小さい電子機器を提供することができる。
なお、本実施形態を利用できる電子機器としては、図11(A)、(B)、(C)に示すもの以外にも、携帯型情報端末、ページャー、電子卓上計算機、タッチパネルを備えた装置、プロジェクタ、ワードプロセッサ、ビューファインダ型又はモニタ直視型のビデオテープレコーダ、カーナビゲーション装置等のLCDを使用する種々の電子機器を考えることができる。
なお、本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
本実施の形態の半導体集積回路装置の機能ブロック図。 本実施の形態の半導体集積回路装置に含まれる定電圧発生回路の構成例を説明するための図。 本実施の形態の半導体集積回路装置に含まれる電源電圧立ち上がり検出回路の構成例を説明するための図。 電源電圧立ち上がり検出回路の動作を説明するためのタイミングチャート。 電源電圧立ち上がり検出回路の第1の変形例を説明するための図。 電源電圧立ち上がり検出回路の第2の変形例を説明するための図。 本実施の形態の半導体集積回路装置に含まれる電源電圧立ち下がり検出回路の構成例を説明するための図。 電源電圧立ち下がり検出回路の動作を説明するためのタイミングチャート。 電源電圧立ち下がり検出回路の変形例を説明するための図。 半導体集積回路装置を含む電子機器のブロック図の一例を示す。 図11(A)(B)(C)は、種々の電子機器の外観図の例である。 従来の定電圧発生回路の構成を説明するための図。 従来の定電圧発生回路において、電源電圧VDDが変動した時の定電圧出力Vregの変動について説明するための図。
符号の説明
1 半導体集積回路装置、10 定電圧発生回路、12 定電圧出力、20 電源電圧変動検出回路、30 電源電圧立ち上がり検出回路、32 立ち上がり検出信号、40 電源電圧立ち下がり検出回路、42 立ち下がり検出信号、50 供給電位切り替え制御手段、60 VDD供給線、70 VSS供給線、80 動作回路、100 差動段回路、102 定電流源、104 Nチャネル型MOSFET、106 Nチャネル型MOSFET、108 Pチャネル型MOSFET、110 Pチャネル型MOSFET、120 Nチャネル型MOSFET、122 定電流源、130 2入力OR回路、150 出力段回路、152 定電流源、154 Pチャネル型MOSFET、156 Pチャネル型MOSFET、158 コンデンサ、180 基準電圧供給回路、182 Pチャネル型MOSFET、184 定電流源、302 コンデンサ、302−1〜n コンデンサ、304 定電流源、304−1〜m 定電流源、306 定電流源、308 Nチャネル型MOSFET、310 Pチャネル型MOSFET、312 Nチャネル型MOSFET、314 Pチャネル型MOSFET、316−1〜n Pチャネル型MOSFET、318−1〜n 制御信号、320−1〜m Nチャネル型MOSFET、322−1〜m 制御信号、402 コンデンサ、402−1〜n コンデンサ、404 定電流源、404−1〜m 定電流源、406 定電流源、408 Pチャネル型MOSFET、410 Pチャネル型MOSFET、412 Nチャネル型MOSFET、414 Pチャネル型MOSFET、416 Nチャネル型MOSFET、418−1〜n Nチャネル型MOSFET、420−1〜n 制御信号、422−1〜m Pチャネル型MOSFET、424−1〜m 制御信号、800 電子機器、810 マイクロコンピュータ(ASIC)、820 入力部、830 メモリ、840 電源生成部、850 LCD、860 音出力部、870 時計(RTC)用IC、950 携帯電話、952 ダイヤルボタン、954 LCD、956 スピーカ、960 携帯型ゲーム装置、962 操作ボタン、964 十字キー、966 LCD、968 スピーカ、970 パーソナルコンピュータ、972 キーボード、976 音出力部

Claims (11)

  1. 第1の電位供給線によって供給される第1の電位と第2の電位供給線によって供給される前記第1の電位よりも低い第2の電位の差を電源電圧として動作する半導体集積回路装置であって、
    前記第1の電位と前記第2の電位に基づいて一定の定電圧を発生させる定電圧発生回路と、
    前記電源電圧の所定幅の変動を検出する電源電圧変動検出回路と、を含み、
    前記定電圧発生回路は、
    所与の基準電圧及び前記定電圧に基づいて差動動作する差動段回路と、
    前記差動段回路の出力に基づいて前記定電圧を出力する出力段回路と、を含み、
    前記電源電圧変動検出回路が前記電源電圧の変動を検出した場合に、所定の期間だけ前記差動段回路に流れる電流を増加させることを特徴とする半導体集積回路装置。
  2. 請求項1において、
    前記電源電圧変動検出回路は、
    前記電源電圧の上昇方向への変動を検出する電源電圧立ち上がり検出回路を含み、
    前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
    少なくとも1つのコンデンサを含む第1のコンデンサ回路と、
    所定の定電流を供給する第1の定電流供給回路と、を含み、
    前記第1のコンデンサ回路の一端は前記第1の電位供給線に接続され、
    前記第1の定電流供給回路の一端は前記第2の電位供給線に接続され、
    前記第1のコンデンサ回路の他端と前記第1の定電流供給回路の他端が第1の接続点で接続され、
    前記第1の接続点の電位に基づいて、前記電源電圧の上昇方向への変動を検出することを特徴とする半導体集積回路装置。
  3. 請求項2において、
    前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
    所定の定電流を供給する第2の定電流供給回路と、
    Nchトランジスタと、を含み、
    前記第2の定電流供給回路の一端は前記第1の電位供給線に接続され、
    前記Nchトランジスタのソース端子は前記第2の電位供給線に接続され、
    前記Nchトランジスタのゲート端子は前記第1の接続点に接続され、
    前記第2の定電流供給回路の他端と前記Nchトランジスタのドレイン端子が接続されることを特徴とする半導体集積回路装置。
  4. 請求項2において、
    前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
    インバータ回路を含み、
    前記インバータ回路の入力端子は前記第1の接続点に接続されることを特徴とする半導体集積回路装置。
  5. 請求項2乃至4のいずれかにおいて、
    前記電源電圧立ち上がり検出回路は、
    前記第1のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路及び前記第1の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路の少なくとも一方を含むことを特徴とする半導体集積回路装置。
  6. 請求項1乃至5のいずれかにおいて、
    前記電源電圧変動検出回路は、
    前記電源電圧の下降方向への変動を検出する電源電圧立ち下がり検出回路を含み、
    前記電源電圧立ち下がり検出回路は、
    少なくとも1つのコンデンサを含む第2のコンデンサ回路と、
    所定の定電流を供給する第3の定電流供給回路と、を含み、
    前記第2のコンデンサ回路の一端は前記第2の電位供給線に接続され、
    前記第3の定電流供給回路の一端は前記第1の電位供給線に接続され、
    前記第2のコンデンサ回路の他端と前記第3の定電流供給回路の他端が第2の接続点で接続され、
    前記第2の接続点の電位に基づいて、前記電源電圧の下降方向への変動を検出することを特徴とする半導体集積回路装置。
  7. 請求項6において、
    前記電源電圧立ち下がり検出回路は、
    所定の定電流を供給する第4の定電流供給回路と、
    Pchトランジスタと、を含み、
    前記第4の定電流供給回路の一端は前記第2の電位供給線に接続され、
    前記Pchトランジスタのソース端子は前記第2の接続点に接続され、
    前記Pchトランジスタのゲート端子は前記第1の電位供給線に接続され、
    前記第4の定電流供給回路の他端と前記Pchトランジスタのドレイン端子が接続されることを特徴とする半導体集積回路装置。
  8. 請求項6又は7において、
    前記電源電圧立ち下がり検出回路は、
    前記第2のコンデンサ回路の容量値を切り替える回路及び前記第3の定電流供給回路の定電流値を切り替える回路の少なくとも一方を含むことを特徴とする半導体集積回路装置。
  9. 請求項1乃至8のいずれかにおいて、
    前記第1の電位又は第2の電位の少なくとも一方を複数の電位の間で切り替える供給電位切り替え制御手段を含むことを特徴とする半導体集積回路装置。
  10. 請求項1乃至9のいずれかにおいて、
    時計手段を含むことを特徴とする半導体集積回路装置。
  11. 請求項1乃至10のいずれかに記載の半導体集積回路装置と、
    入力情報を受け付ける手段と、
    入力情報に基づき前記半導体集積回路装置により処理された結果を出力するための手段とを含むことを特徴とする電子機器。
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