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JP2019193122A - 出力バッファー回路、発振器、電子機器及び移動体 - Google Patents

出力バッファー回路、発振器、電子機器及び移動体 Download PDF

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Abstract

【課題】出力信号の立ち上がり時間や立ち下がり時間の調整が容易な出力バッファー回路を提供すること。【解決手段】出力ノードと、P型トランジスターと、N型トランジスターと、前記P型トランジスター及び前記N型トランジスターの一方のドレインと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられた第1の可変抵抗回路と、を備えた、出力バッファー回路。【選択図】図1

Description

本発明は、出力バッファー回路、発振器、電子機器及び移動体に関する。
特許文献1には、複数のMOSFET回路を並列に有し、発振出力生成回路からの信号が入力される出力回路を備え、選択されていないMOSFET回路の出力をハイインピーダンスとする発振回路が記載されている。この出力回路によれば、負荷のドライブ能力を変更し、出力信号の立ち上がり時間や立ち下がり時間等の出力特性を調整することができる。
特開2012−257183号公報
しかしながら、特許文献1に記載の出力回路では、出力特性がMOSFETを駆動する前段の回路の出力波形の影響を受けるため、当該前段の回路の駆動能力も調整する必要が生じる。すなわち、特許文献1に記載の出力回路では、複雑で多重的な調整が必要となるという課題があった。
本発明に係る出力バッファー回路の一態様は、
出力ノードと、
P型トランジスターと、
N型トランジスターと、
前記P型トランジスター及び前記N型トランジスターの一方のドレインと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられた第1の可変抵抗回路と、
を備える。
前記出力バッファー回路の一態様において、
前記第1の可変抵抗回路は、
第1の抵抗と、第2の抵抗と、前記第2の抵抗に直列に接続された第1のスイッチ回路と、を含み、
前記第1の抵抗と、前記第2の抵抗及び前記第1のスイッチ回路とが、並列に接続されていてもよい。
前記出力バッファー回路の一態様は、
前記第1のスイッチ回路は、第1のトランジスターを含み、
前記第2の抵抗は、
前記第1のトランジスターと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられていてもよい。
前記出力バッファー回路の一態様は、
前記P型トランジスター及び前記N型トランジスターの他方のドレインと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられた第2の可変抵抗回路を備えてもよい。
前記出力バッファー回路の一態様において、
前記第2の可変抵抗回路は、
第3の抵抗と、第4の抵抗と、前記第4の抵抗に直列に接続された第2のスイッチ回路と、を含み、
前記第3の抵抗と、前記第4の抵抗及び前記第2のスイッチ回路とが、並列に接続されていてもよい。
前記出力バッファー回路の一態様において、
前記第2のスイッチ回路は、第2のトランジスターを含み、
前記第4の抵抗は、
前記第2のトランジスターと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられていてもよい。
本発明に係る発振器の一態様は、
前記出力バッファー回路の一態様と、
前記出力バッファー回路に入力される信号の元となる発振信号を出力する発振回路と、を備える。
本発明に係る電子機器の一態様は、
前記出力バッファー回路の一態様を備えている。
本発明に係る移動体の一態様は、
前記出力バッファー回路の一態様を備えている。
本実施形態の出力バッファー回路の構成を示す図。 可変抵抗回路の構成例を示す図。 出力バッファー回路の出力信号の波形の一例を示す図。 出力バッファー回路の出力信号の波形の他の一例を示す図。 可変抵抗回路の他の構成例を示す図。 比較例の出力バッファー回路の構成を示す図。 比較例の出力バッファー回路の等価回路の一例を示す図。 本実施形態の出力バッファー回路の等価回路の一例を示す図。 本実施形態の発振器の機能ブロック図。 本実施形態の電子機器の機能ブロック図。 本実施形態の電子機器の外観の一例を示す図。 本実施形態の移動体の一例を示す図。
以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。
1.出力バッファー回路
1−1.出力バッファー回路の構成
図1は、本実施形態の出力バッファー回路1の構成を示す図である。図1に示すように、本実施形態の出力バッファー回路1は、Pチャンネル型のMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)であるP型トランジスター10、Nチャンネル型のMOSFETであるN型トランジスター20、2つの可変抵抗回路30,40及び抵抗50を備えている。
P型トランジスター10は、ソースに電源電圧VDDが供給され、ゲートには、出力バッファー回路1の入力信号PINとしてプリバッファー2の出力信号が供給される。入力信号PINがローレベルのとき、P型トランジスター10は、ソースとドレインとが導通し、ドレインが電源電圧VDDとほぼ等しい電圧となる。また、入力信号PINがハイレベルのとき、P型トランジスター10は、ソースとドレインとが非導通となり、ドレインがハイインピーダンスとなる。
N型トランジスター20は、ソースにグラウンド電圧VSSが供給され、ゲートには、出力バッファー回路1の入力信号NINとしてプリバッファー3の出力信号が供給される。入力信号NINがハイレベルのとき、N型トランジスター20は、ソースとドレインとが導通し、ドレインがグラウンド電圧VSSとほぼ等しい電圧となる。また、入力信号NINがローレベルのとき、N型トランジスター20は、ソースとドレインとが非導通となり、ドレインがハイインピーダンスとなる。
可変抵抗回路30は、P型トランジスター10のドレインと出力バッファー回路1の出力ノードN2との間の信号経路内に設けられている。具体的には、可変抵抗回路30は、P型トランジスター10のドレインと出力バッファー回路1の内部ノードN1との間に電気的に接続されている。可変抵抗回路30は、制御回路4から供給される制御信号に応じて抵抗値が変化する。
可変抵抗回路40は、N型トランジスター20のドレインと出力ノードN2との間の信号経路内に設けられている。具体的には、可変抵抗回路40は、N型トランジスター20のドレインと内部ノードN1との間に電気的に接続されている。可変抵抗回路40は、制御回路4から供給される制御信号に応じて抵抗値が変化する。
抵抗50は、内部ノードN1と出力ノードN2との間に電気的に接続されている。
負荷容量5は、出力バッファー回路1の出力ノードN2に接続される後段の回路のゲート容量や寄生容量等である。可変抵抗回路30の抵抗値及び可変抵抗回路40の抵抗値を固定した場合、負荷容量5が大きいほど、出力バッファー回路1の出力信号OUT(すなわち、出力ノードN2から出力される信号)の立ち上がり時間や立ち下がり時間が長くなる。なお、出力信号OUTの立ち上がり時間とは、例えば、出力信号OUTの電圧が、電源電圧VDDとグラウンド電圧VSSとの差の10%から90%まで上昇するのに要する時間である。また、出力信号OUTの立ち下がり時間とは、例えば、出力信号OUTの電圧が、電源電圧VDDとグラウンド電圧VSSとの差の90%から10%まで低下するのに要する時間である。
1−2.可変抵抗回路の構成
図2は、可変抵抗回路30,40の構成例を示す図である。なお、図2では、可変抵抗回路30,40のみならず、図1に示した各構成要素も図示されており、当該各構成要素には図1と同じ符号が付されている。
図2の例では、可変抵抗回路30は、n−1個のスイッチ回路31−2〜31−nと、n個の抵抗32−1〜32−nと、を含む。
スイッチ回路31−i(iは2〜nの各々)は、抵抗32−iに直列に接続されている。そして、可変抵抗回路30は、抵抗32−1と、抵抗32−i及びスイッチ回路31−iとが、並列に接続されている。
スイッチ回路31−iは、制御回路4から供給される制御信号SPiに応じて開閉する。スイッチ回路31−iが閉じるとP型トランジスター10のドレインと抵抗32−iの一端とが電気的に接続され、スイッチ回路31−iが開くとP型トランジスター10のドレインと抵抗32−iの一端とが電気的に遮断される。
図2の例では、スイッチ回路31−iは、P型トランジスター33−iを含む。そして、抵抗32−iは、P型トランジスター33−iと出力ノードN2との間の信号経路内に設けられている。具体的には、抵抗32−iは、一端がP型トランジスター33−iのドレインと電気的に接続され、他端が内部ノードN1と電気的に接続されている。P型トランジスター33−iのゲートには制御信号SPiが供給され、制御信号SPiがローレベルのとき、P型トランジスター33−iのソースとドレインとが導通し、P型トランジスター10のドレインと抵抗32−iの一端とが電気的に接続される。また、制御信号SPiがハイレベルのとき、P型トランジスター33−iのソースとドレインとが非導通となり、P型トランジスター10のドレインと抵抗32−iの一端とが電気的に遮断される。
また、抵抗32−1は、P型トランジスター10のドレインと内部ノードN1との間に電気的に接続されている。
このように構成された可変抵抗回路30は、制御回路4から供給されるn−1個の制御信号SP2〜SPnの論理レベルに応じて抵抗値RDPが変化する。そして、可変抵抗回路30の抵抗値RDPが大きいほど、P型トランジスター10のオン抵抗の抵抗値R、抵抗値RDP及び抵抗50の抵抗値Rの和が大きくなり、抵抗値R、抵抗値RDP及び抵抗値Rの和と負荷容量5の容量値Cとの積で計算される時定数RCが大きくなる。その結果、図3に示すように、出力信号OUTの波形の立ち上がりが緩やかになり、立ち上がり時間Trが長くなる。また、可変抵抗回路30の抵抗値RDPが小さいほど、抵抗値R、抵抗値RDP及び抵抗値Rの和が小さくなり、時定数RCが小さくなる。その結果、図4に示すように、出力信号OUTの波形の立ち上がりが急峻になり、立ち上がり時間Trが短くなる。
可変抵抗回路40は、n−1個のスイッチ回路41−2〜41−nと、n個の抵抗42−1〜42−nと、を含む。
スイッチ回路41−j(jは2〜nの各々)は、抵抗42−jに直列に接続されている。そして、可変抵抗回路40は、抵抗42−1と、抵抗42−j及びスイッチ回路41−jとが、並列に接続されている。
スイッチ回路41−jは、制御回路4から供給される制御信号SNiに応じて開閉する。スイッチ回路41−jが閉じるとN型トランジスター20のドレインと抵抗42−jの一端とが電気的に接続され、スイッチ回路41−jが開くとN型トランジスター20のドレインと抵抗42−jの一端とが電気的に遮断される。
図2の例では、スイッチ回路41−jは、N型トランジスター43−jを含む。そして、抵抗42−jは、N型トランジスター43−jと出力ノードN2との間の信号経路内に設けられている。具体的には、抵抗42−jは、一端がN型トランジスター43−jのドレインと電気的に接続され、他端が内部ノードN1と電気的に接続されている。N型トランジスター43−jのゲートには制御信号SNjが供給され、制御信号SNjがハイレベルのとき、N型トランジスター43−jのソースとドレインとが導通し、N型トランジスター20のドレインと抵抗42−jの一端とが電気的に接続される。また、制御信号SNjがローレベルのとき、N型トランジスター43−jのソースとドレインとが非導通となり、N型トランジスター20のドレインと抵抗42−jの一端とが電気的に遮断される。
また、抵抗42−1は、N型トランジスター20のドレインと内部ノードN1との間に電気的に接続されている。
このように構成された可変抵抗回路40は、制御回路4から供給されるn−1個の制御信号SN2〜SNnの論理レベルに応じて抵抗値RDNが変化する。そして、可変抵抗回路40の抵抗値RDNが大きいほど、N型トランジスター20のオン抵抗の抵抗値R、抵抗値RDN及び抵抗値Rの和が大きくなり、抵抗値R、抵抗値RDN及び抵抗値Rの和と容量値Cとの積で計算される時定数RCが大きくなる。その結果、図3に示すように、出力信号OUTの波形の立ち下がりが緩やかになり、立ち下がり時間Tfが長くなる。また、可変抵抗回路40の抵抗値RDNが小さいほど、抵抗値R、抵抗値RDN及び抵抗値Rの和が小さくなり、時定数RCが小さくなる。その結果、図4に示すように、出力信号OUTの波形の立ち下がりが急峻になり、立ち下がり時間Tfが短くなる。
なお、図2において、可変抵抗回路30は、本発明の「第1の可変抵抗回路」の一例である。また、抵抗32−1は、本発明の「第1の抵抗」の一例であり、抵抗32−2〜32−nは、それぞれ、本発明の「第2の抵抗」の一例である。また、スイッチ回路31−2〜31−nは、それぞれ、本発明の「第1のスイッチ回路」の一例であり、P型トランジスター33−2〜33−nは、それぞれ、本発明の「第1のトランジスター」の一例である。また、可変抵抗回路40は、本発明の「第2の可変抵抗回路」の一例である。また、抵抗42−1は、本発明の「第3の抵抗」の一例であり、抵抗42−2〜42−nは、それぞれ、本発明の「第4の抵抗」の一例である。また、スイッチ回路41−2〜41−nは、それぞれ、本発明の「第2のスイッチ回路」の一例であり、N型トランジスター43−2〜43−nは、それぞれ、本発明の「第2のトランジスター」の一例である。
あるいは、可変抵抗回路40は、本発明の「第1の可変抵抗回路」の他の一例である。また、抵抗42−1は、本発明の「第1の抵抗」の他の一例であり、抵抗42−2〜42−nは、それぞれ、本発明の「第2の抵抗」の他の一例である。また、スイッチ回路41−2〜41−nは、それぞれ、本発明の「第1のスイッチ回路」の他の一例であり、N型トランジスター43−2〜43−nは、それぞれ、本発明の「第1のトランジスター」の他の一例である。また、可変抵抗回路30は、本発明の「第2の可変抵抗回路」の他の一例である。また、抵抗32−1は、本発明の「第3の抵抗」の他の一例であり、抵抗32−2〜32−nは、それぞれ、本発明の「第4の抵抗」の他の一例である。また、スイッチ回路31−2〜31−nは、それぞれ、本発明の「第2のスイッチ回路」の他の一例であり、P型トランジスター33−2〜33−nは、それぞれ、本発明の「第2のトランジスター」の他の一例である。
図5は、可変抵抗回路30,40の他の構成例を示す図である。なお、図5において、図2と同じ構成要素には同じ符号が付されており、以下の図5の説明において図2と重複する説明を省略する。
図5の例では、可変抵抗回路30は、n個のスイッチ回路31−1〜31−nとn個の抵抗32−1〜32−nとを含む。図2の例と同様、n−1個のスイッチ回路31−2〜31−nは、それぞれP型トランジスター33−2〜33−nを含み、n−1個のP型トランジスター33−2〜33−n及びn−1個の抵抗32−2〜32−nの接続関係は図2の例と同じである。
図5の例では、可変抵抗回路30にスイッチ回路31−1がさらに設けられている点が図2の例と異なる。スイッチ回路31−1は、抵抗32−1に直列に接続されている。ス
イッチ回路31−1は、制御回路4から供給される制御信号SP1に応じて開閉する。スイッチ回路31−1が閉じるとP型トランジスター10のドレインと抵抗32−1の一端とが電気的に接続され、スイッチ回路31−1が開くとP型トランジスター10のドレインと抵抗32−1の一端とが電気的に遮断される。
図5の例では、スイッチ回路31−1は、P型トランジスター33−1を含む。抵抗32−1は、一端がP型トランジスター33−1のドレインと電気的に接続され、他端が内部ノードN1と電気的に接続されている。P型トランジスター33−1のゲートには制御信号SP1が供給され、制御信号SP1がローレベルのとき、P型トランジスター33−1のソースとドレインとが導通し、P型トランジスター10のドレインと抵抗32−1の一端とが電気的に接続される。また、制御信号SP1がハイレベルのとき、P型トランジスター33−1のソースとドレインとが非導通となり、P型トランジスター10のドレインと抵抗32−1の一端とが電気的に遮断される。
このように構成された可変抵抗回路30は、制御回路4から供給されるn個の制御信号SP1〜SPnの論理レベルに応じて抵抗値RDPが変化する。そして、可変抵抗回路30の抵抗値RDPが大きいほど、P型トランジスター10のオン抵抗の抵抗値R、抵抗値RDP及び抵抗50の抵抗値Rの和が大きくなり、抵抗値R、抵抗値RDP及び抵抗値Rの和と負荷容量5の容量値Cとの積で計算される時定数RCが大きくなる。その結果、図3に示すように、出力信号OUTの波形の立ち上がりが緩やかになり、立ち上がり時間Trが長くなる。また、可変抵抗回路30の抵抗値RDPが小さいほど、抵抗値R、抵抗値RDP及び抵抗値Rの和が小さくなり、時定数RCが小さくなる。その結果、図4に示すように、出力信号OUTの波形の立ち上がりが急峻になり、立ち上がり時間Trが短くなる。
可変抵抗回路40は、n個のスイッチ回路41−1〜41−nとn個の抵抗42−1〜42−nとを含む。図2の例と同様、n−1個のスイッチ回路41−2〜41−nは、それぞれN型トランジスター43−2〜43−nを含み、n−1個のN型トランジスター43−2〜43−n及びn−1個の抵抗42−2〜42−nの接続関係は図2の例と同じである。
図5の例では、可変抵抗回路40にスイッチ回路41−1がさらに設けられている点が図2の例と異なる。スイッチ回路41−1は、抵抗42−1に直列に接続されている。スイッチ回路41−1は、制御回路4から供給される制御信号SN1に応じて開閉する。スイッチ回路41−1が閉じるとN型トランジスター20のドレインと抵抗42−1の一端とが電気的に接続され、スイッチ回路41−1が開くとN型トランジスター20のドレインと抵抗42−1の一端とが電気的に遮断される。
図5の例では、スイッチ回路41−1は、N型トランジスター43−1を含む。抵抗42−1は、一端がN型トランジスター43−1のドレインと電気的に接続され、他端が内部ノードN1と電気的に接続されている。N型トランジスター43−1のゲートには制御信号SN1が供給され、制御信号SN1がハイレベルのとき、N型トランジスター43−1のソースとドレインとが導通し、N型トランジスター20のドレインと抵抗42−1の一端とが電気的に接続される。また、制御信号SN1がローレベルのとき、N型トランジスター43−1のソースとドレインとが非導通となり、N型トランジスター20のドレインと抵抗42−1の一端とが電気的に遮断される。
このように構成された可変抵抗回路40は、制御回路4から供給されるn個の制御信号SN1〜SNnの論理レベルに応じて抵抗値RDNが変化する。そして、可変抵抗回路40の抵抗値RDNが大きいほど、N型トランジスター20のオン抵抗の抵抗値R、抵抗
値RDN及び抵抗値Rの和が大きくなり、抵抗値R、抵抗値RDN及び抵抗値Rの和と容量値Cとの積で計算される時定数RCが大きくなる。その結果、図3に示すように、出力信号OUTの波形の立ち下がりが緩やかになり、立ち下がり時間Tfが長くなる。また、可変抵抗回路40の抵抗値RDNが小さいほど、抵抗値R、抵抗値RDN及び抵抗値Rの和が小さくなり、時定数RCが小さくなる。その結果、図4に示すように、出力信号OUTの波形の立ち下がりが急峻になり、立ち下がり時間Tfが短くなる。
1−3.作用効果
次に、従来の出力バッファー回路を比較例に挙げ、本実施形態の出力バッファー回路1の作用効果について説明する。
図6は、比較例の出力バッファー回路の構成を示す図である。図6に示すように、比較例の出力バッファー回路101は、n個のP型トランジスター110−1〜110−n、n個のN型トランジスター120−1〜120−n、n個のP型トランジスター133−1〜133−n、n個のN型トランジスター143−1〜143−n及び抵抗150を備えている。
P型トランジスター133−i(iは1〜nの各々)は、ソースに電源電圧VDDが供給され、ゲートには制御回路104から制御信号SPiが供給され、ドレインはP型トランジスター110−iのソースと電気的に接続されている。制御信号SPiがローレベルのとき、P型トランジスター133−iは、ソースとドレインとが導通し、ドレインが電源電圧VDDとほぼ等しい電圧となる。また、制御信号SPiがハイレベルのとき、P型トランジスター133−iは、ソースとドレインとが非導通となり、ドレインがハイインピーダンスとなる。
P型トランジスター110−iは、ゲートに、出力バッファー回路101の入力信号PINとしてプリバッファー102の出力信号が供給され、ソースがP型トランジスター133−iのドレインと電気的に接続され、ドレインが出力バッファー回路101の内部ノードN11と電気的に接続されている。入力信号PINがローレベルのとき、P型トランジスター110−iは、ソースとドレインとが導通する。また、入力信号PINがハイレベルのとき、P型トランジスター110−iは、ソースとドレインとが非導通となる。
N型トランジスター143−j(jは1〜nの各々)は、ソースにグラウンド電圧VSSが供給され、ゲートには制御回路104から制御信号SNiが供給され、ドレインはN型トランジスター120−jのソースと電気的に接続されている。制御信号SNjがハイレベルのとき、N型トランジスター143−jは、ソースとドレインとが導通し、ドレインがグラウンド電圧VSSとほぼ等しい電圧となる。また、制御信号SNjがローレベルのとき、N型トランジスター143−jは、ソースとドレインとが非導通となり、ドレインがハイインピーダンスとなる。
N型トランジスター120−jは、ゲートに、出力バッファー回路101の入力信号NINとしてプリバッファー103の出力信号が供給され、ソースがN型トランジスター143−jのドレインと電気的に接続され、ドレインが内部ノードN11と電気的に接続されている。入力信号NINがハイレベルのとき、N型トランジスター120−jは、ソースとドレインとが導通する。また、入力信号NINがハイレベルのとき、N型トランジスター120−jは、ソースとドレインとが非導通となる。
抵抗150は、内部ノードN11と出力バッファー回路101の出力ノードN12との間に電気的に接続されている。
負荷容量105は、出力バッファー回路101の出力ノードN12に接続される後段の回路のゲート容量や寄生容量等である。
このように構成された比較例の出力バッファー回路101では、制御回路104から供給されるn個の制御信号SP1〜SPnの論理レベルに応じて、P型トランジスター110−1〜110−nのうち、電源電圧VDDを出力する電源と内部ノードN1との間に並列に接続されるP型トランジスターの数が変化する。そして、電源と内部ノードN1との間に並列に接続されるP型トランジスターの数が少ないほど、入力信号PINがハイレベルからローレベルに変化する時に電源から内部ノードN1へと流れる電流が小さくなる。その結果、出力バッファー回路101の出力信号OUTの波形の立ち上がりが緩やかになり、立ち上がり時間Trが長くなる。また、電源と内部ノードN1との間に並列に接続されるP型トランジスターの数が多いほど、入力信号PINがハイレベルからローレベルに変化する時に電源から内部ノードN1へと流れる電流が大きくなる。その結果、出力バッファー回路101の出力信号OUTの波形の立ち上がりが急峻になり、立ち上がり時間Trが短くなる。
また、比較例の出力バッファー回路101では、制御回路104から供給されるn個の制御信号SN1〜SNnの論理レベルに応じて、N型トランジスター120−1〜120−nのうち、内部ノードN1とグラウンドとの間に並列に接続されるN型トランジスターの数が変化する。そして、内部ノードN1とグラウンドとの間に並列に接続されるN型トランジスターの数が少ないほど、入力信号NINがローレベルからハイレベルに変化する時に内部ノードN1からグラウンドへと流れる電流が小さくなる。その結果、出力バッファー回路101の出力信号OUTの波形の立ち下がりが緩やかになり、立ち下がり時間Tfが長くなる。また、内部ノードN1とグラウンドとの間に並列に接続されるN型トランジスターの数が多いほど、入力信号NINがローレベルからハイレベルに変化する時に内部ノードN1からグラウンドへと流れる電流が大きくなる。その結果、出力バッファー回路101の出力信号OUTの波形の立ち下がりが急峻になり、立ち下がり時間Tfが短くなる。
ここで、電源と内部ノードN1との間に並列に接続されるP型トランジスターの数が変化すると、入力信号PINがハイレベルからローレベルに変化する時にプリバッファー102が駆動する必要があるP型トランジスターの数が変化する。同様に、内部ノードN1とグラウンドとの間に並列に接続されるN型トランジスターの数が変化すると、入力信号NINがローレベルからハイレベルに変化する時にプリバッファー103が駆動する必要があるN型トランジスターの数が変化する。このように、比較例の出力バッファー回路101では、プリバッファー102が駆動するP型トランジスターの数を変えることで、出力信号OUTの立ち上がり時間Trを変化させ、プリバッファー103が駆動するN型トランジスターの数を変えることで、出力信号OUTの立ち下がり時間Tfを変化させる。したがって、仮に、プリバッファー102,103の駆動能力が一定であると、出力信号OUTの立ち上がり時間Trや立ち下がり時間Tfを所望の時間とすることが難しい場合がある。そのため、例えば、制御信号SP1〜SPnに応じて、電源と内部ノードN1との間に並列に接続されるP型トランジスターの数が多いほど、プリバッファー102の駆動能力を大きくするような調整が必要となる。同様に、制御信号SN1〜SNnに応じて、内部ノードN1とグラウンドとの間に並列に接続されるN型トランジスターの数が多いほど、プリバッファー103の駆動能力を大きくするような調整が必要となる。すなわち、比較例の出力バッファー回路101では、出力信号OUTの立ち上がり時間Trや立ち下がり時間Tfを所望の時間とするためには、複雑で多重的な調整が必要である。
これに対して、本実施形態の出力バッファー回路1では、プリバッファー2は常にP型トランジスター10のみを駆動し、プリバッファー3は常にN型トランジスター20のみ
を駆動するので、プリバッファー2,3の駆動能力の調整が不要である。したがって、本実施形態の出力バッファー回路1によれば、出力信号OUTの立ち上がり時間Trや立ち下がり時間Tfを所望の時間とするための調整が容易である。
また、本実施形態の出力バッファー回路1によれば、比較例の出力バッファー回路101よりも、電源からグラウンドへと流れる貫通電流を低減させることができる。出力バッファー回路1による貫通電流の低減効果について図7及び図8を用いて説明する。図7は、図6に示した比較例の出力バッファー回路101において、制御信号SP1がローレベル、制御信号SP2〜SPnがハイレベル、制御信号SN1がハイレベル、且つ、制御信号SN2〜SNnがローレベルである場合の等価回路を示す図である。また、図8は、図2に示した出力バッファー回路1において、制御信号SP2〜SPnがハイレベル、且つ、制御信号SN2〜SNnがローレベルである場合の等価回路を示す図である。また、図8は、図5に示した出力バッファー回路1において、制御信号SP1がローレベル、制御信号SP2〜SPnがハイレベル、制御信号SN1がハイレベル、且つ、制御信号SN2〜SNnがローレベルである場合の等価回路を示す図でもある。
図7において、RP1はP型トランジスター110−1のオン抵抗の値であり、RP2はP型トランジスター133−1のオン抵抗の値である。また、RN1はN型トランジスター120−1のオン抵抗の値であり、RN2はN型トランジスター143−1のオン抵抗の値である。出力バッファー回路101では、入力信号PINの論理レベルが変化する期間と入力信号NINの論理レベルが変化する期間とが重なった場合、入力信号PINがローレベルであり、且つ、入力信号NINがハイレベルである時に、電源からグラウンドへと貫通電流I1=(VDD−VSS)/(RP1+RP2+RN1+RN2)が流れる。電源と出力ノードN12との間の抵抗値、及び、グラウンドと出力ノードN12との間の抵抗値がともに70Ωになるように設計する場合、RP1=RP2=RN1=RN2=20Ωとすると、R=30Ωである。したがって、VDD=3.3V、VSS=0Vとすると、I1=41.25mAである。
図8において、RはP型トランジスター10のオン抵抗の値であり、RDPは可変抵抗回路30の抵抗値である。また、RはN型トランジスター20のオン抵抗の値であり、RDNは可変抵抗回路40の抵抗値である。出力バッファー回路1では、入力信号PINの論理レベルが変化する期間と入力信号NINの論理レベルが変化する期間とが重なった場合、入力信号PINがローレベルであり、且つ、入力信号NINがハイレベルである時に、電源からグラウンドへと貫通電流I2=(VDD−VSS)/(R+RDP+R+RDN)が流れる。電源と出力ノードN2との間の抵抗値、及び、グラウンドと出力ノードN2との間の抵抗値がともに70Ωになるように設計する場合、R=R=20Ωとすると、例えば、RDP=RDN=40Ω、R=10Ωとすることができる。したがって、VDD=3.3V、VSS=0Vとすると、I2=27.5mAである。すなわち、本実施形態の出力バッファー回路1によれば、貫通電流I2を比較例の出力バッファー回路101における貫通電流I1よりも小さくすることができる。
また、図7に示した出力バッファー回路101では、出力ノードN12からの静電気に対してP型トランジスター110−1〜110−nやN型トランジスター120−1〜120−nを保護する静電気保護抵抗は、抵抗150のみである。上記の例では、この静電保護抵抗の値はR=30Ωである。これに対して、図8に示した出力バッファー回路1では、出力ノードN2からの静電気に対して、P型トランジスター10を保護する静電気保護抵抗は抵抗50及び可変抵抗回路30であり、N型トランジスター20を保護する静電気保護抵抗は抵抗50及び可変抵抗回路40である。この静電保護抵抗の値はR+RDP=R+RDN=50Ωである。すなわち、本実施形態の出力バッファー回路1によれば、比較例の出力バッファー回路101よりも静電気保護抵抗の値を大きくすることが
できる。
また、図5に示した出力バッファー回路1では、抵抗32−i(iは1〜nの各々)がP型トランジスター33−iと出力ノードN2との間の信号経路内に設けられているため、抵抗50及び抵抗32−iがP型トランジスター33−iを保護する保護抵抗として機能する。また、抵抗42−j(jは1〜nの各々)がN型トランジスター43−jと出力ノードN2との間の信号経路内に設けられているため、抵抗50及び抵抗42−jがN型トランジスター43−jを保護する保護抵抗として機能する。図2に示した出力バッファー回路1でも同様である。
なお、図2に示した出力バッファー回路1では、P型トランジスター10のドレインは、抵抗32−1及び抵抗50を介して出力ノードN2と電気的に接続されているので、P型トランジスター33−2〜33−nの少なくとも1つが故障して非導通状態に固定された場合でも、入力信号PINがハイレベルの時にローレベルの出力信号OUTを出力することができる。同様に、図2に示した出力バッファー回路1では、N型トランジスター20のドレインは、抵抗42−1及び抵抗50を介して出力ノードN2と電気的に接続されているので、N型トランジスター43−2〜43−nの少なくとも1つが故障して非導通状態に固定された場合でも、入力信号PINがローレベルの時にハイレベルの出力信号OUTを出力することができる。
1−4.変形例
上記実施形態の出力バッファー回路1は、可変抵抗回路30及び可変抵抗回路40を含んでいるが、出力信号OUTの立ち上がり時間の調整が不要であれば、可変抵抗回路30を抵抗値が固定された抵抗に置き換えてもよい。同様に、上記実施形態の出力バッファー回路1において、出力信号OUTの立ち下がり時間の調整が不要であれば、可変抵抗回路40を抵抗値が固定された抵抗に置き換えてもよい。
2.発振器
図9は、本実施形態の発振器200の機能ブロック図である。図9に示すように、本実施形態の発振器200は、振動子201と集積回路装置202とを含んで構成されている。
振動子201としては、例えば、水晶振動子、SAW(Surface Acoustic Wave)共振素子、その他の圧電振動素子やMEMS(Micro Electro Mechanical Systems)振動子などを用いることができる。
本実施形態では、集積回路装置202は、1チップの集積回路(IC:Integrated Circuit)として構成されており、T_XG端子、T_XD端子、T_SCL端子、T_SDA端子、T_OE端子、T_VDD端子、T_VSS端子及びT_OUT端子を備えている。集積回路装置202は、基準電圧回路210、電圧レギュレーター220、発振回路230、分周回路240、出力回路250、制御回路260及び不揮発メモリー270を含む。なお、集積回路装置202は、これらの要素の一部を省略又は変更し、あるいは他の要素を追加した構成としてもよい。
集積回路装置202の各回路はT_VSS端子を介して供給されるグラウンド電圧VSS(例えば0V)を基準として動作する。
基準電圧回路210は、T_VDD端子を介して供給される電源電圧VDDから基準電圧VREFを生成し、電圧レギュレーター220に出力する。例えば、基準電圧回路210は、半導体のバンドギャップを利用したバンドギャップリファレンス回路等で実現され
る。
電圧レギュレーター220は、電源電圧VDDと基準電圧VREFとに基づいて電源電圧LVDDを生成する。電圧レギュレーター220が生成した電圧は、発振回路230及び分周回路240の電源電圧となる。
発振回路230は、T_XG端子を介して振動子201の一端と接続され、T_XD端子を介して振動子201の他端と接続されている。発振回路230は、T_XG端子を介して入力される振動子201の出力信号を増幅し、増幅した信号を、T_XD端子を介して振動子201にフィードバックすることで、振動子201を発振させる。発振回路230は、温度補償機能や周波数変換機能を有していてもよい。例えば、発振回路230は、フラクショナルN−PLL回路を用いて、振動子201の出力信号を増幅した信号を、制御回路260からの制御信号に応じた分周比に応じて周波数変換して出力してもよい。この発振回路230は、後述する出力バッファー回路253に入力される信号の元となる発振信号を出力する。発振回路230は、制御回路260からの制御信号に基づいて動作が制御される。
分周回路240は、発振回路230から出力される発振信号を、制御回路260からの制御信号に応じた分周比で分周したクロック信号CK1を出力する。クロック信号CK1の振幅は、電源電圧LVDDとグラウンド電圧VSSとの差にほぼ等しい。
出力回路250は、レベルシフター251、プリバッファー回路252及び出力バッファー回路253を含む。
レベルシフター251は、クロック信号CK1を、その振幅が電源電圧VDDとグラウンド電圧VSSとの差にほぼ等しくなるように変換したクロック信号CK2を出力する。レベルシフター251は、制御回路260からの制御信号に基づいて動作が制御される。
プリバッファー回路252は、電源電圧VDDで動作し、クロック信号CK2に基づいて、出力バッファー回路253の入力信号PIN,NINを生成する。例えば、プリバッファー回路252は、クロック信号CK2がハイレベルのときはともにローレベルの入力信号PIN,NINを出力し、クロック信号CK2がローレベルのときはともにハイレベルの入力信号PIN,NINを出力する。プリバッファー回路252は、制御回路260からの制御信号に基づいて動作が制御される。
出力バッファー回路253は、電源電圧VDDで動作し、入力信号PIN,NINに基づいて出力信号OUTを生成する。出力信号OUTの立ち上がり時間や立ち下がり時間は、制御回路260からの制御信号に基づいて変化する。出力信号OUTは、T_OUT端子から発振器200の外部に出力される。出力バッファー回路253として、上記実施形態の出力バッファー回路1が適用される。
制御回路260は、IC(Inter-Integrated Circuit)バス対応のインターフェース回路(不図示)を有しており、不図示の外部装置からT_SCL端子を介して入力されるシリアルクロック信号に同期してT_SDA端子を介して入力されるシリアルデータ信号を受け取り、受け取ったシリアルデータに従って各種のデータを不揮発メモリー270に記憶する。そして、制御回路260は、不揮発メモリー270に記憶された各種のデータに基づいて、各制御信号を生成する。
また、制御回路260は、不図示の外部装置からT_OE端子を介して入力される出力イネーブル信号OEがハイレベルのときは、レベルシフター251を動作させるとともに
、プリバッファー回路252がクロック信号CK2に応じた入力信号PIN,NINを出力するように制御する。また、制御回路260は、出力イネーブル信号OEがローレベルのときは、レベルシフター251を停止させるとともに、プリバッファー回路252がハイレベルの入力信号PIN及びローレベルの入力信号NINを出力するように制御する。入力信号PINがハイレベルであり、且つ、入力信号NINがローレベルのときは、出力バッファー回路253の不図示のP型トランジスター及びN型トランジスターがともにオフし、T_OUT端子がハイインピーダンスとなる。
なお、制御回路260が有するインターフェース回路は、ICバス対応のインターフェース回路に限らず、例えば、SPI(Serial Peripheral Interface)バス対応のインターフェース回路等であってもよい。
以上に説明した本実施形態の発振器200によれば、出力バッファー回路253として上記実施形態の出力バッファー回路1を適用することにより、プリバッファー回路252の駆動能力の調整が不要であるので、出力信号OUTの立ち上がり時間や立ち下がり時間の調整が容易である。また、本実施形態の発振器200によれば、出力バッファー回路253として上記実施形態の出力バッファー回路1を適用することにより、出力バッファー回路253において電源からグラウンドへと流れる貫通電流が低減されるので、消費電力を低減させることができる。また、本実施形態の発振器200によれば、出力バッファー回路253として上記実施形態の出力バッファー回路1を適用することにより、T_OUT端子からの静電気に対する静電気保護抵抗の抵抗値を大きくすることができる。
3.電子機器
図10は、本実施形態の電子機器の構成の一例を示す機能ブロック図である。また、図11は、本実施形態の電子機器の一例であるスマートフォンの外観の一例を示す図である。
本実施形態の電子機器300は、発振器310、CPU(Central Processing Unit)320、操作部330、ROM(Read Only Memory)340、RAM(Random Access Memory)350、通信部360、表示部370を含んで構成されている。なお、本実施形態の電子機器は、図10の構成要素(各部)の一部を省略又は変更し、あるいは、他の構成要素を付加した構成としてもよい。
発振器310は、振動子311と集積回路装置312とを備えている。集積回路装置312は、振動子311を発振させて発振信号を発生させる。この発振信号は発振器310の外部端子からCPU320に出力される。集積回路装置312は、不図示の出力バッファー回路を有しており、振動子311から出力される発振信号に基づく出力信号を当該出力バッファー回路から出力する。
CPU320(処理部)は、ROM340等に記憶されているプログラムに従い、発振器310から出力される信号をクロック信号として各種の計算処理や制御処理を行う処理部である。具体的には、CPU320は、操作部330からの操作信号に応じた各種の処理、外部装置とデータ通信を行うために通信部360を制御する処理、表示部370に各種の情報を表示させるための表示信号を送信する処理等を行う。
操作部330は、操作キーやボタンスイッチ等により構成される入力装置であり、ユーザーによる操作に応じた操作信号をCPU320に出力する。
ROM340は、CPU320が各種の計算処理や制御処理を行うためのプログラムやデータ等を記憶する記憶部である。
RAM350は、CPU320の作業領域として用いられ、ROM340から読み出されたプログラムやデータ、操作部330から入力されたデータ、CPU320が各種プログラムに従って実行した演算結果等を一時的に記憶する記憶部である。
通信部360は、CPU320と外部装置との間のデータ通信を成立させるための各種制御を行う。
表示部370は、LCD(Liquid Crystal Display)等により構成される表示装置であり、CPU320から入力される表示信号に基づいて各種の情報を表示する。表示部370には操作部330として機能するタッチパネルが設けられていてもよい。
本実施形態の電子機器300によれば、発振器310の集積回路装置312が備える出力バッファー回路として例えば上述した実施形態の出力バッファー回路1を適用することにより、当該出力バッファー回路を駆動する不図示のプリバッファー回路の駆動能力の調整が不要であるので、発振器310の出力信号の立ち上がり時間や立ち下がり時間の調整が容易である。
このような電子機器300としては種々の電子機器が考えられ、例えば、パーソナルコンピューター(例えば、モバイル型パーソナルコンピューター、ラップトップ型パーソナルコンピューター、タブレット型パーソナルコンピューター)、スマートフォンや携帯電話機などの移動体端末、ディジタルカメラ、インクジェット式吐出装置(例えば、インクジェットプリンター)、ルーターやスイッチなどのストレージエリアネットワーク機器、ローカルエリアネットワーク機器、移動体端末基地局用機器、テレビ、ビデオカメラ、ビデオレコーダー、カーナビゲーション装置、リアルタイムクロック装置、ページャー、電子手帳(通信機能付も含む)、電子辞書、電卓、電子ゲーム機器、ゲーム用コントローラー、ワードプロセッサー、ワークステーション、テレビ電話、防犯用テレビモニター、電子双眼鏡、POS端末、医療機器(例えば電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、電子内視鏡)、魚群探知機、各種測定機器、計器類(例えば、車両、航空機、船舶の計器類)、フライトシミュレーター、ヘッドマウントディスプレイ、モーショントレース、モーショントラッキング、モーションコントローラー、PDR(歩行者位置方位計測)等が挙げられる。
4.移動体
図12は、本実施形態の移動体の一例を示す図(上面図)である。図12に示す移動体400は、発振器410、エンジンシステム、ブレーキシステム、キーレスエントリーシステム等の各種の制御を行うコントローラー420,430,440、バッテリー450、バックアップ用バッテリー460を含んで構成されている。なお、本実施形態の移動体は、図12の構成要素(各部)の一部を省略し、あるいは、他の構成要素を付加した構成としてもよい。
発振器410は、不図示の集積回路装置と振動子とを備えており、集積回路装置は振動子を発振させて発振信号を発生させる。集積回路装置は、不図示の出力バッファー回路を有しており、振動子から出力される発振信号に基づく出力信号を当該出力バッファー回路から出力する。この出力信号は発振器410の外部端子からコントローラー420,430,440に供給され、例えばクロック信号として用いられる。
バッテリー450は、発振器410及びコントローラー420,430,440に電力を供給する。バックアップ用バッテリー460は、バッテリー450の出力電圧が閾値よりも低下した時、発振器410及びコントローラー420,430,440に電力を供給
する。
発振器410の集積回路装置が備える出力バッファー回路として例えば上述した実施形態の出力バッファー回路1を適用することにより、当該出力バッファー回路を駆動する不図示のプリバッファー回路の駆動能力の調整が不要であるので、発振器410の出力信号の立ち上がり時間や立ち下がり時間の調整が容易であり、信頼性の高い移動体を実現することができる。
このような移動体400としては種々の移動体が考えられ、例えば、自動車(電気自動車も含む)、ジェット機やヘリコプター等の航空機、船舶、ロケット、人工衛星等が挙げられる。
本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
上述した実施形態および変形例は一例であって、これらに限定されるわけではない。例えば、各実施形態および各変形例を適宜組み合わせることも可能である。
本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成(例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成)を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。
1…出力バッファー回路、2,3…プリバッファー、4…制御回路、5…負荷容量、10…P型トランジスター、20…N型トランジスター、30…可変抵抗回路、31−1〜31−n…スイッチ回路、32−1〜32−n…抵抗、33−1〜33−n…P型トランジスター、40…可変抵抗回路、41−1〜41−n…スイッチ回路、42−1〜42−n…抵抗、43−1〜43−n…N型トランジスター、50…抵抗、101…出力バッファー回路、102,103…プリバッファー、104…制御回路、105…負荷容量、110−1〜110−n…P型トランジスター、120−1〜120−n…N型トランジスター、133−1〜133−n…P型トランジスター、143−1〜143−n…N型トランジスター、150…抵抗、200…発振器、201…振動子、202…集積回路装置、210…基準電圧回路、220…電圧レギュレーター、230…発振回路、240…分周回路、250…出力回路、251…レベルシフター、252…プリバッファー回路、253…出力バッファー回路、260…制御回路、270…不揮発メモリー、300…電子機器、310…発振器、311…振動子、312…集積回路装置、320…CPU、330…操作部、340…ROM、350…RAM、360…通信部、370…表示部、400…移動体、410…発振器、420,430,440…コントローラー、450…バッテリー、460…バックアップ用バッテリー

Claims (9)

  1. 出力ノードと、
    P型トランジスターと、
    N型トランジスターと、
    前記P型トランジスター及び前記N型トランジスターの一方のドレインと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられた第1の可変抵抗回路と、
    を備えた、出力バッファー回路。
  2. 前記第1の可変抵抗回路は、
    第1の抵抗と、第2の抵抗と、前記第2の抵抗に直列に接続された第1のスイッチ回路と、を含み、
    前記第1の抵抗と、前記第2の抵抗及び前記第1のスイッチ回路とが、並列に接続されている、請求項1に記載の出力バッファー回路。
  3. 前記第1のスイッチ回路は、第1のトランジスターを含み、
    前記第2の抵抗は、
    前記第1のトランジスターと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられている、請求項2に記載の出力バッファー回路。
  4. 前記P型トランジスター及び前記N型トランジスターの他方のドレインと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられた第2の可変抵抗回路を備えた、請求項1乃至3のいずれか1項に記載の出力バッファー回路。
  5. 前記第2の可変抵抗回路は、
    第3の抵抗と、第4の抵抗と、前記第4の抵抗に直列に接続された第2のスイッチ回路と、を含み、
    前記第3の抵抗と、前記第4の抵抗及び前記第2のスイッチ回路とが、並列に接続されている、請求項4に記載の出力バッファー回路。
  6. 前記第2のスイッチ回路は、第2のトランジスターを含み、
    前記第4の抵抗は、
    前記第2のトランジスターと前記出力ノードとの間の信号経路内に設けられている、請求項5に記載の出力バッファー回路。
  7. 請求項1乃至6のいずれか1項に記載の出力バッファー回路と、
    前記出力バッファー回路に入力される信号の元となる発振信号を出力する発振回路と、を備えた、発振器。
  8. 請求項1乃至6のいずれか1項に記載の出力バッファー回路を備えた、電子機器。
  9. 請求項1乃至6のいずれか1項に記載の出力バッファー回路を備えた、移動体。
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