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JP2008312360A - 電力変換装置及びモジュール - Google Patents

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Abstract

【課題】
電源電圧或いはモータ誘起電圧を検出せず、交流電流信号から不平衡成分を抽出して、電力変換器の出力電圧を調整し、交流電流を平衡に制御することが可能な電力変換器又はモジュールを実現することが課題である。
【課題手段】
電力変換装置において、前記電力変換装置に流入する交流電流もしくは、前記電力変換装置から出力される交流電流から不平衡電流成分を抽出し、前記不平衡電流成分を基に前記電力変換装置の交流電圧を前記交流電流の不平衡電流成分を抑制するように調整することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置及びモジュールに関する。
三相交流から直流に変換するためのＰＷＭコンバータ装置と、直流を三相交流に変換する系統連結用電力変換装置や三相交流電動機駆動用などインバータ装置が普及している。
このような装置において、三相電源電圧が不平衡の場合、或いは製造バラツキによりモータ構造が対称でない場合など、三相交流電流が不平衡になることがある。
三相交流電流が不平衡になると、電流が電力変換器の一相に集中したり、電流歪みや直流電圧の脈動が大きくなったり、モータに脈動トルクが発生したり、多くの影響がでてくる。
特に、コンバータのリアクトル或いはモータ巻線のインダクタンス値が小さくなるほど電流不平衡が大きくなる。
従来、三相交流電流を平衡に制御するために、例えば、特許文献１と特許文献２に記載しているように、三相電源電圧を検出し、電源電圧の不平衡分量を算出して、コンバータ回路の三相電圧指令に補償分量を追加する方法が提案されている。
特開２００３−８８１４１号公報 特開２００２−３５４８１５号公報 特開２００６−６７７５４号公報
しかし、上記特許文献のような方式によれば、高精度の三相電源電圧センサが必要であり、制御部に電圧信号処理も不可欠である。
多数の電圧センサを使用すると、コストが高くなる一方、センサ誤差や電源ノイズにより制御性能が低下する恐れがある。また、部品点数の増加により、装置の信頼性も低くなってしまう。
更に、上記従来技術では、制御部にマイコンを使用する場合、多数のＡ／Ｄ変換器と信号演算処理が必要であるため、低コストマイコンの使用が制限される。
また、三相交流モータを駆動するインバータ装置の場合、モータの誘起電圧を直接検出することが困難なので、上記方法の適用は難しい。
本発明の目的は、電源電圧或いはモータ誘起電圧を検出せず、交流電流信号から不平衡成分を抽出して、電力変換器の出力電圧を調整し、交流電流を平衡に制御することが可能な電力変換器又はモジュールを実現することを目的とする。
電力変換装置において、前記電力変換装置に流入する交流電流もしくは、前記電力変換装置から出力される交流電流から不平衡電流成分を抽出し、前記不平衡電流成分を基に前記電力変換装置の交流電圧を前記交流電流の不平衡電流成分を抑制するように調整することを特徴とする。
電源電圧或いはモータ誘起電圧を検出せず、交流電流信号から不平衡成分を抽出して、電力変換器の出力電圧を調整し、交流電流を平衡に制御することが可能な電力変換器又はモジュールを実現することができる。
以下、図面に沿って実施例を説明する。
図１に、本発明の実施例１の三相交流を直流に変換するコンバータ装置の構成図を示す。
図１に示す通り、コンバータ装置は、三相交流電源１にリップルフィルタ２とリアクトル３を介して接続されたコンバータ回路４と、前記コンバータ回路４の直流出力端子に接続された平滑コンデンサ５および、前記コンバータ回路４を制御する制御部６と、前記平滑コンデンサ５と前記コンバータ回路４の間に接続する母線直流電流を検出するシャント抵抗及び母線直流電流検出器７と、直流電圧検出器８から構成されている。尚、制御部６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
図２に前記コンバータ装置における制御部６内のコンバータ制御に関する構成図を示す。
前記直流電圧検出器８からの電圧信号（Ｅｄ）と直流電圧指令値（Ｅｄ*）の偏差から電圧制御器１０を用いてｑ軸電流指令値（ｉｑ*）を作成する。また、入力電流の無効電流成分を最小化するためにｄ軸電流指令値（ｉｄ*）は０にしている。
電流再現＆不平衡成分演算器１８は、前記母線直流電流検出器７からの母線直流電流の検出信号（ＩＤＣ）と出力指令電圧信号（Ｖｕ*′，Ｖｖ*′，Ｖｗ*′）を用いて、三相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の再現と電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）の算出処理を行う。具体的演算方法は後述する。
指令電圧演算処理２１は、再現された三相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を３／２変換器１４でｄｑ軸座標上の値（ｉｄ，ｉｑ）へ変換し、それぞれの指令値（ｉｄ*，ｉｑ*）との偏差を求め、ベクトル制御器１１を介してｄｑ軸上の指令電圧（Ｖｄ*，Ｖｑ*）を算出する。
算出したｄｑ軸の指令電圧（Ｖｄ*，Ｖｑ*）と位相推定器１２からの位相情報（θdc）を用いて、２／３変換器１３により三相指令電圧（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）を算出する。
上記位相推定器１２内の処理は、特許文献３に開示する電源センサレス制御法を用いているので、詳細説明は省略する。
以下、三相交流電流不平衡成分の演算方法を説明する。
方法１：図２に示すように、まず、３／２変換器１４の出力であるｄｑ軸電流分量（ｉｄ，ｉｑ）を、ローパスフィルタ１９を用いてリップル成分と交流成分を除去し、残った直流成分を２／３変換器２０を用いて逆変換することにより、三相交流電流の平衡参考値（ｉｕ_ｒ，ｉｖ_ｒ，ｉｗ_ｒ）を算出する。次に電流再現＆不平衡成分演算器１８において、図３に示すように、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の各相の絶対値と前記平衡参考値（ｉｕ_ｒ，ｉｖ_ｒ，ｉｗ_ｒ）の絶対値との差を求め、電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）を抽出する。
上記の通り演算することにより、３／２変換器１４の出力であるｄｑ軸電流分量（ｉｄ，ｉｑ）から電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）の抽出が可能である。
ここで、各相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）から電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）を抽出する他の２方式を下記に示す。下記２方式は、回転座標系への変換を行わないで、各相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）から電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）抽出する方式である。
方法２：図４に示すように、交流電源電圧ｎ／２（ｎ：１，２，・・・）周期の間に、各相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の絶対値の積分値もしくは累算値を算出して、各積分値或いは累算値から三相交流電流の平均値Ｉaveを演算し、各相の積分値もしくは累算値と三相交流電流の平均値Ｉaveとの差を電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）とする。
方法３：図５に示すように、各相交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の絶対値の移動平均値（移動平均の長さが交流電圧ｎ／２（ｎ：１，２，・・・）周期とする）を算出し、各相の移動平均値から三相交流電流の平均値Ｉaveを演算し、前記各相の移動平均値と前記平均値Ｉaveの差を電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）とする。
第１の実施例は、図３に示す方式を基本として説明しているが、図４，図５に示す方式を用いても電流不平衡成分の抽出が可能である。特に、演算能力の乏しい半導体演算素子を用いる場合は、図４，図５に示す方式が有効である。
図６に、三相平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ，ｋｖ_ｕｂ，ｋｗ_ｕｂ）の算出方法を示す。前記方法で算出した電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ，Ｉｖ_ｕｂ，Ｉｗ_ｕｂ）を三つの比例・積分制御器もしくは積分制御器２５ａ，２５ｂ，２５ｃを用いて、各相補償量を算出する。また、前記各相補償量の和が０になるように、前記各相補償量の平均値ｋaveを計算し、前記各相補償量と前記各相補償量の平均値ｋaveの差を求め、三相平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ，ｋｖ_ｕｂ，ｋｗ_ｕｂ）として出力する。
図７に、前記三相平衡調整ゲインを用いて、三相指令電圧を補償する二つの方法を示す。
ｄｑ軸の指令電圧分量を三相へ逆変換した交流指令電圧（補償前：Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）は、上記平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ，ｋｖ_ｕｂ，ｋｗ_ｕｂ）と乗算して、補償分量（ΔＶｕ*，ΔＶｖ*，ΔＶｗ*）を算出し、交流指令電圧（補償前：Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*）に加算する。
また、もう一つの方式として、上記平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ，ｋｖ_ｕｂ，ｋｗ_ｕｂ）を１と加算した後、交流指令電圧（補償前：Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）と乗算して、交流指令電圧（Ｖｕ*′，Ｖｖ*′，Ｖｗ*′）を算出する。
ここで、上記２方式はどちらを用いても同様の結果が得られる。なお、図７右図では、平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ，ｋｖ_ｕｂ，ｋｗ_ｕｂ）を１と加算しているが、平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ，ｋｖ_ｕｂ，ｋｗ_ｕｂ）が交流指令電圧に反映すればよいため、１などの所定値を減算又は加算してもよい。
最後に、図２に示すように、補償された三相交流指令電圧（Ｖｕ*′，Ｖｖ*′，Ｖｗ*′）をＰＷＭ制御器１７に入力して、ＰＷＭ信号を出力する。
ここで、具体例を用いて電流平衡制御ループの動作説明を行う（図２，図６，図７参照）。
例えば、Ｕ相電流（Ｉｕ）が他の相より小さい場合、Ｕ相電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ）は負の量になる。図６に示すように、Ｕ相電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ）を比例・積分制御器もしくは積分制御器で処理し、負のＵ相の平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ）を得る。次に、図７に示すように、Ｕ相指令電圧（補償前：Ｖｕ*）に負の補償分量（ΔＶｕ*）を加算することにより、コンバータのＵ相出力電圧（Ｖｕ*′）が下がって、Ｕ相電源電圧とコンバータのＵ相電圧の差が大きくなるため、Ｕ相電流が大きくなる。
図８に、三相電源電圧が不平衡時のシミュレーション結果を示す。電流平衡制御がオフ時は（０.３〜０.４［ｓ］）、三相交流電流が不平衡になり、１相分の電流振幅は大きい。上記電流平衡制御をオンにすると（０.４［ｓ］〜）、三相交流電流が平衡した正弦波になる。同時に、直流電圧のリップル成分も少なくなる。
本実施例では、シャント抵抗を用いて母線直流電流を検出しているが、実際にシャント抵抗に限らず、電流センサなどを用いても良い。当然、母線直流電流の代わりに、電流センサを用いて、直接に三相電流を検出しても構わない。
本実施例では、三相交流電源の応用について説明したが、多相電源の場合でも、同様な方法が適用できる。
図９に本発明の実施例２のモータ駆動用インバータシステムの構成を示す。
前記実施例１の図１と同一符号は同一動作をするものである。図１と異なる部分は交流を直流に変換する整流器２０１，インバータ制御部２０２と、モータ２０３である。
図１０に前記インバータ制御部２０２内の制御構成を示す。
前記実施例１の図２と同一符号は同一動作をするものである。図２と異なる部分はｑ軸電流指令発生器２０４，ｄ軸電流指令発生器２０５である。
ｑ軸電流指令発生器２０４，ｄ軸電流指令発生器２０５は、外部からの速度指令値ω*に従って、ｄｑ軸電流指令値（ｉｄ*とｉｑ*）を作成する。
以下の動作は、実施例１と同様なので省略する。
ここで、インバータシステムでの補償分量の扱いについて説明する。
実施例１でも述べた通り、三相指令電圧の補償分量を用いて、三相指令電圧を調整するが、インバータシステムでの三相指令電圧調整は、実施例１の三相コンバータの場合と逆にする。具体的な方法として、図１１に示すように、平衡制御ゲインに負号を与える。
例えば、Ｕ相電流（Ｉｕ）が他の相より小さい場合、Ｕ相電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ）は負の量になる。Ｕ相電流不平衡成分（Ｉｕ_ｕｂ）を比例・積分制御器もしくは積分制御器で処理し、負号を与えて、正のＵ相の平衡調整ゲイン（ｋｕ_ｕｂ）を得る。
最後に、Ｕ相指令電圧（補償前：Ｖｕ*）に正の補償分量（ΔＶｕ*）を加算することにより、インバータのＵ相出力電圧（Ｖｕ*′）があがって、Ｕ相電流が大きくなる。
ただし、本実施例のインバータシステムが電力回生運転の場合、上記負号処理が不要になる（実施例１と同様な処理）。
電力変換方向が両方向必要の場合、平衡制御ゲインの正負調整は、電力変換方向により自動変更する必要がある。一つの方法として、電力変換の方向や有効電流指令（ｉｑ＊）の正負に従って、前記平衡調整ゲインの正負を決める。
実施例１でも述べたが、本実施例も、シャント抵抗を用いて母線直流電流を検出しているが、実際にシャント抵抗に限らず、電流センサなどを用いても良い。当然、母線直流電流の代わりに、電流センサを用いて、直接に三相電流を検出しても構わない。
上記制御方法によると、交流電圧センサを使用せず、安価な回路構成のモータ駆動用インバータ装置において、出力交流電流の平衡制御が可能となる。
本発明の第３の実施例を図１１を用いて説明する。
前記実施例１の図１および実施例２の図９と同一符号は同一動作をするものである。
この実施例は本発明の実施例２のインバータ装置の直流電源３０１（蓄電池，太陽電池や燃料電池など）から交流電源へ変換の利用形態の一例を示している。言い換えると、本実施例は実施例１の電力変換方向が逆になるケースである。
各不平衡調整ゲインの算出方法，出力指令の補償方法は、前記実施例２と同じである。
同様に、本実施例の電力変換方向が両方向必要の場合（例えばＵＰＳ電源装置の場合）、平衡調整ゲインの正負調整は、電力変換方向により変更する必要がある。
図１３に、本発明の製品の最終形態の一例として、実施例１の三相コンバータ装置もしくは実施例２のモータ駆動用インバータ装置もしくは実施例３の系統連結用インバータ装置をモジュール化したものを示す。
制御部基板４０１に、制御回路の電源，制御マイコン，検出回路，半導体素子（パワーモジュール）４０２を配置し、モジュールにすると小型化が可能と共に、装置コストの低減が図れる。
本発明を利用すれば、上記モジュールの交流側に、交流電圧センサがなくても、交流電流の平衡制御が可能となり、モジュールの小型化と制御性能の向上ができる。また、各スイッチ素子で扱う電流がほぼ同じになるので、装置の信頼性や効率も改善される。
図１４に、本発明の製品の最終形態の一例として、実施例１の三相コンバータ装置と実施例２のモータ駆動用インバータ装置をワンモジュール化したものを示す。
ここで、母線直流電流検出器７，インバータ直流電流検出回路７ａ，直流電圧検出器８，コンバータ／インバータ制御部５０１，コンバータ回路４とインバータ回路４ａは、同一基板上で構成され、１つのモジュール内に納められている形態となっている。
モジュール化により、制御部の共通部品低減（例えば、制御マイコン，電源回路，直流電圧検出回路の共用）が可能である。また、インバータとコンバータの制御情報の共有により、制御のレスポンスも速くできる。
図１５にモジュールの形態を示す。
ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。
本発明によると、全て交流電圧センサと電流センサを使用せず、安価な回路構成のＰＷＭコンバータ装置とモータ駆動用インバータ装置において、入力・出力交流電流の平衡制御が可能となり、モジュールの小型化と制御性能の向上ができる。また、各スイッチ素子で扱う電流がほぼ同じなので、装置の信頼性や効率も改善される。
また、応用として、コンバータ装置もしくはインバータ装置の一方だけ、本発明を使用しても良い。
以上のように、本発明は、電源電圧或いはモータ誘起電圧を検出せず、交流電流信号から不平衡成分を抽出して、電力変換器の出力電圧を調整し、交流電流を平衡に制御することが可能な電力変換器又はモジュールを実現することができる。
本発明の第１の実施例を示すコンバータ装置の構成図。 本発明の第１の実施例のコンバータ制御ブロック図。 本発明の第１の実施例の電流不平衡成分算出方法１の説明図。 本発明の電流不平衡成分算出方法２の説明図。 本発明の電流不平衡成分算出方法３の説明図。 本発明の平衡制御ゲイン算出方法の説明図。 本発明の指令電圧の補償方法の説明図。 本発明の効果を示す一例の電圧電流波形である。 本発明の第２の実施例を示すインバータ装置の構成図。 本発明の第２の実施例のインバータ制御ブロック図。 本発明の平衡制御ゲイン算出方法の説明図。 本発明の第３の実施例を示すインバータ装置の構成図。 本発明の第４の実施例を示すモジュールの構成図。 本発明の第５の実施例を示すコンバータ・インバータ装置の構成図。 本発明の第５の実施例を示すコンバータ・インバータモジュールの構成図。
符号の説明
１ 交流電源
２ リップルフィルタ
３ リアクトル
４ コンバータ回路
５ 平滑コンデンサ
６ 制御部
７ 母線直流電流検出器
８ 直流電圧検出器
９ 負荷
１０ 電圧制御器
１１ ベクトル制御器
１２ 位相推定器
１３，２０ ２／３変換器
１４ ３／２変換器
１５ 指令電圧調整器
１６ 平衡調整ゲイン演算器
１７ ＰＷＭ制御器
１８ 電流再現＆不平衡成分演算器
１９ ローパスフィルタ
２１ 電圧制御器
２２ 三相電流再現処理器
２３ 周期平均処理器
２４ 移動平均処理器
２５ａ，２５ｂ，２５ｃ 比例・積分制御器もしくは積分制御器
２０１ 整流器
２０２ インバータ制御部
２０３ モータ
２０４，２０５ 電流指令発生器
３０１ 直流電源
４０１ 制御部基板
４０２ 半導体素子（パワーモジュール）
５０１ コンバータ／インバータ制御部
５０２ コンバータ・インバータモジュール
５０３ コンバータ・インバータモジュール基板

Claims (17)

  1. 交流を直流に変換もしくは、直流を交流に変換する電力変換装置において、
    前記電力変換装置に流入する交流電流もしくは、前記電力変換装置から出力される交流電流から不平衡電流成分を抽出し、前記不平衡電流成分を基に前記電力変換装置の交流電圧を前記交流電流の不平衡電流成分を抑制するように調整することを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１において、
    前記不平衡電流成分から前記電力変換装置の交流電圧を補正する平衡調整ゲインを算出し、前記平衡調整ゲインを用いて前記電力変換装置の交流電圧を調整することを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項１において、
    前記交流電流を母線直流電流より推定することを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項１において、
    前記不平衡電流成分は、
    前記交流電流の各相の大きさと、前記各相の大きさの平均値とを算出し、前記各相の大きさと前記各相の大きさの平均値との差とすることを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項４において、
    前記各相の大きさは、
    前記交流電流の実効値，最大値，振幅値，絶対値の平均値，所定の期間の積分値，累積値，移動平均値、又は、直流成分の一つを用いることを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項１において、
    前記不平衡電流成分は、
    交流電圧ｎ／２（ｎ：１，２，・・・）周期の間に、前記各相交流電流の絶対値の積分値もしくは累算値を算出し、前記各相の積分値もしくは累算値から前記交流電流の平均値を演算し、前記各相の積分値もしくは累算値と前記平均値との差とすることを特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項１において、
    前記不平衡電流成分は、
    前記交流電流の各相の絶対値の移動平均値（移動平均の長さが交流電圧ｎ／２（ｎ：１，２，・・・）周期とする）を算出し、前記各相の移動平均値から前記交流電流の平均値を演算し、前記各相の移動平均値と前記平均値の差とすることを特徴とする電力変換装置。
  8. 請求項１において、
    前記不平衡電流成分は、
    前記交流電流を回転座標系へ変換することにより前記交流電流の直流成分を抽出し、前記直流成分を再度逆変換することにより前記交流電流の平衡参考値を作成し、前記交流電流の各相の絶対値と前記平衡参考値の絶対値との差とすることを特徴とする電力変換装置。
  9. 請求項１において、
    前記不平衡電流成分は、
    前記交流電流をｄｑ軸座標へ変換し、ｄｑ軸成分量をローパスフィルタを用いて、直流成分を抽出し、前記直流成分を再度逆変換することにより前記交流電流の平衡参考値を作成し、前記交流電流の各相の絶対値と前記平衡参考値の絶対値との差とすることを特徴とする電力変換装置。
  10. 請求項２において、
    前記平衡調整ゲインは、
    前記不平衡電流成分から比例・積分制御器もしくは積分制御器を用いて算出することを特徴とする電力変換装置。
  11. 請求項２において、
    前記平衡調整ゲインは、
    前記不平衡電流成分から比例・積分制御器もしくは積分制御器を用いて算出した補償量と前記補償量の平均値の差とすることを特徴とする電力変換装置。
  12. 請求項２において、
    前記平衡調整ゲインは、
    前記電力変換装置の電力変換方向に従って、正及び負に調整することを特徴とする電力変換装置。
  13. 請求項２において、
    前記平衡調整ゲインは、
    前記電力変換装置の電流方向に従って、正及び負に調整することを特徴とする電力変換装置。
  14. 請求項２において、
    前記電力変換装置の交流指令電圧を前記平衡調整ゲインと乗算することにより前記交流指令電圧の不平衡補償量を算出し、前記不平衡補償量を前記各相の交流指令電圧に加算もしくは減算する構成としたことを特徴とする電力変換装置。
  15. 請求項２において、
    前記平衡調整ゲインを１などの所定値と加算もしくは減算した後、前記電力変換装置の各相の交流指令電圧と乗算する構成としたことを特徴とする電力変換装置。
  16. 多相の交流を直流に変換もしくは、直流を多相の交流に変換する電力変換器を備えたモジュールにおいて、
    前記電力変換器に流入する交流電流もしくは、前記電力変換器から出力される交流電流から不平衡電流成分を抽出し、
    前記不平衡電流成分を基に前記電力変換器の交流電圧を前記交流電流の不平衡電流成分を抑制するように調整することを特徴とするモジュール。
  17. 入力側がリアクトルを介して交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続された構成の交流を直流に変換するコンバータ回路と、
    出力側がモータに接続され、直流を交流に変換するインバータ回路と、
    前記コンバータ回路の入力交流電流もしくは直流側の母線直流電流を検出する電流検出回路と、
    前記インバータ回路の出力交流電流もしくは直流側の母線直流電流を検出する電流検出回路と、
    前記電流検出回路の電流検出値を用いて前記コンバータ回路とインバータ回路を制御する制御部を備えたモジュールにおいて、
    前記コンバータ回路の入力交流電流の不平衡電流成分を抽出し、前記不平衡電流成分から前記コンバータ回路の交流電圧を前記交流電流の不平衡電流成分を抑制するように調整し、
    前記インバータ回路の出力交流電流の不平衡電流成分を抽出し、前記不平衡電流成分から前記インバータ回路の交流電圧を前記交流電流の不平衡電流成分を抑制するように調整することを特徴とするモジュール。
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