JP2004080975A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】三相６線式の電動機の制御装置では各相が中性点で結線されていないため３ｎ次高調波が打ち消されないので、銅損等による損失が増加する。本発明は駆動電流に重畳される高調波電流を除去できる電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】電動機を駆動するための駆動電流に含まれる高調波電流であって、駆動電流の周波数に対して３ｎ倍（３は相数、ｎは整数）の周波数の電流である３ｎ次高調波電流を検出する電流三相変換部１４および減算器１７と、検出された３ｎ次高調波電流を打ち消すための３ｎ次高調波電圧指令値を算出する３ｎ次高調波電流制御部１３と、電圧三相変換部６で算出した三相電圧指令値を３ｎ次高調波電圧指令値によって補正する加算器１８と、を備えた電動機の制御装置。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電動機の制御装置に関し、特に電動機の駆動電流に重畳される高調波電流を除去する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、通常用いられている三相３線式（１相当たりのスイッチング素子が２個）の電動機の制御装置では、ｄｑ軸目標電流と、インバータ出力電流（三相電流）をｄｑ軸変換したｄｑ軸電流とに基づいて、ｄｑ軸電圧指令値を算出していた。なお、以下の説明では、電動機をモータと記載する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
近年、出力の向上を目的として三相６線式（１相あたりのスイッチング素子が４個：後記図２参照）の駆動装置が考えられている。この三相６線式のモータでは各相が中性点で結線されていないため、前記のような従来の制御を適用した場合には、３ｎ次高調波（モータ駆動電流の周波数の３ｎ倍の高調波）が打ち消されないので、モータ巻線の印加電流に高調波が重畳し、銅損等による損失が増加する、という問題があった。上記の問題は三相６線式に限らず、相数がＰの電動機を用いたＰ相２Ｐ線式（例えば四相８線式）の電動機の制御装置においては同様に発生する。
【０００４】
本発明は上記の問題を解決するためになされたものであり、モータの駆動電流に重畳される高調波電流を除去することのできる電動機の制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては、電動機を駆動するための駆動電流に含まれる高調波電流であって、前記駆動電流の周波数に対してＰｎ倍（Ｐは相数、ｎは整数）の周波数の電流であるＰｎ次高調波電流を検出する高調波検出手段と、前記高調波検出手段によって検出されたＰｎ次高調波電流を打ち消すように目標電圧算出手段によって算出された目標電圧を補正する補正手段と、を備えるように構成している。
【０００６】
【発明の効果】
本発明においては、高調波検出手段によって検出されたＰｎ次高調波電流を打ち消す様に目標電圧算出手段によって算出された目標電圧を補正するので、駆動電流中の高調波電流を除去し、高調波電流による損失を低減することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１の実施例を示すブロック図であり、図２はインバータとモータとの結線を示す回路図である。
まず、図２の回路図から説明する。
図２は、本発明を適用する三相６線式のモータ駆動回路を示す。図２において、１は直流電源（例えば車載バッテリ）、２はスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ等のパワートランジスタ）、３は三相のモータである。
スイッチング素子２は、モータ３のｕ相、ｖ相、ｗ相の各相毎に４個で合計１２個設けられている。例えばｕ相の場合には、スイッチング素子２−１と２−２からなる直列回路とスイッチング素子２−３と２−４からなる直列回路とが、それぞれ直流電源１の両端に接続され、各直列回路の中点からｕ相巻線の一端にそれぞれ接続されている。各直列回路に接続された２個のスイッチング素子はそれぞれ逆位相でオンオフするように制御する。そのためスイッチング素子２−１がオンで２−２がオフ、２−３がオフで２−４がオンの場合には、（直流電源１）→（２−１）→（ｕ相巻線）→（２−４）の経路で電流が流れ、スイッチング素子２−１がオフで２−２がオン、２−３がオンで２−４がオフの場合には、（直流電源１）→（２−３）→（ｕ相巻線）→（２−２）の経路で電流が流れることになる。したがって各スイッチング素子のオンオフを制御することにより、ｕ相巻線に正逆両方向の電流を流すことが出来る。ｖ相、ｗ相においても全く同様である。
【０００８】
次に、図１の装置について説明する。
まず、速度変換部１１は、下記（数１）式に示すように、位置センサ１０より得られる位相θを微分し、角速度ωを算出する。
【０００９】
【数１】

ただし、θ：位相［ｒａｄ］
ω：角速度［ｒａｄ／ｓ］
次に、目標電流算出部４は、外部から与えられる目標トルクＴ^＊と角速度ωを指標としたテーブルを持ち、下記（数２）式に示すように、ｄ軸目標電流値ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸目標電流値ｉ_ｑ ^＊を算出する。
【００１０】
【数２】

ただし、Ｔ^＊：目標トルク［Ｎ・ｍ］
ω：角速度ω［ｒａｄ／ｓ］
ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸目標電流値［Ａ］
次に、ｄｑ軸変換部１２では、下記（数３）式に示すように、電流センサ９より得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、位置センサ１０より得られる位相θを用いて、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑに変換する。このｄｑ軸変換によって３ｎ次高調波は打ち消されるため、ｄｑ軸電流には３ｎ次高調波は含まれていない。
【００１１】
【数３】

ただし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
θ：位相［ｒａｄ］
次に、ｄｑ軸電流制御部５は、下記（数４）式に示すように、ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑをｄ軸目標電流値ｉ_ｄ ^＊とｑ軸目標電流値ｉ_ｑ ^＊に一致させるため、ＰＩ制御（公知の比例積分制御）等を行って、ｄ軸電圧指令値ｖｄ’^＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ’^＊を算出する。
【００１２】
【数４】

ただし、ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊：ｄ軸／ｑ軸目標電流値［Ａ］
ｖｄ’^＊、ｖｑ’^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令値［Ｖ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐｄ、Ｋ_ｐｑ：ｄ軸／ｑ軸比例ゲイン
Ｋ_ｉｄ、Ｋ_ｉｑ：ｄ軸／ｑ軸積分ゲイン
なお、必要に応じてｄｑ軸電流制御部５の次段に非干渉制御部（図示せず）を設けてもよい。非干渉制御の演算は下記（数５）式に示す。
【００１３】
【数５】

ただし、ｖｄ’^＊、ｖｑ’^＊：ｄｑ軸電流制御部５から出力したｄ軸／ｑ軸
電圧指令値［Ｖ］
ｖｄ^＊、ｖｑ^＊：非干渉制御後のｄ軸／ｑ軸電圧指令値［Ｖ］
ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸インダクタンス［Ｈ］
Φ：誘起電圧定数［Ｗｂ］
ω：角速度（電気角）［ｒａｄ／ｓ］
次に、電圧三相変換部６では、下記（数６）式に示すように、ｄ軸指令電圧ｖｄ^＊とｑ軸指令電圧ｖｑ^＊（非干渉制御を行わない場合はｖｄ’^＊、ｖｑ’^＊、以下同じ）を位置センサ１０より得られる位相θを用いて、三相電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に変換する。
【００１４】
【数６】

ただし、ｖｄ^＊、ｖｑ^＊：ｄ軸／ｑ軸電圧指令値［Ｖ］
ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊：三相電圧指令値［Ｖ］
θ：位相［ｒａｄ］
次に、パワーモジュール７は、ＰＷＭ変換部とスイッチング回路（前記図２のスイッチング素子群に相当）からなる。ＰＷＭ変換部では、三相電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊とキャリア搬送波（例えば三角波）を比較することにより、ＰＷＭ信号に変換する。そのＰＷＭ信号で前記図２のスイッチング素子群をオンオフすることにより、直流電力を交流三相電力に変換してモータ８を駆動する。
なお、後記のように、三相電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊は加算器１８で３ｎ次高調波電圧指令値ｖ_３ｎ ^＊（詳細後述）と加算されることによって補正されるので、実際にパワーモジュール７に与えられる三相電圧指令値は補正後の値となる。
【００１５】
次に、電流三相変換部１４では、下記（数７）式に示すように、ｄｑ軸変換部１２で求めたｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑを位置センサ１０より得られる位相θを用いて三相電流に再変換する。この再変換後の三相電流をｉ_ｕ’、ｉ_ｖ’、ｉ_ｗ’で示す。ｄｑ軸変換部１２で求めたｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑには３ｎ次高調波が現われないため、この再変換後の三相電流ｉ_ｕ’、ｉ_ｖ’、ｉ_ｗ’には３ｎ次高調波は含まれていない。
【００１６】
【数７】

ただし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｉ_ｕ’、ｉ_ｖ’、ｉ_ｗ’：再変換後の三相電流［Ａ］
θ：位相［ｒａｄ］
次に、減算器１７は、電流センサ９より得られる三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、電流三相変換部１４で算出された再変換後の三相電流ｉ_ｕ’、ｉ_ｖ’、ｉ_ｗ’との差である３ｎ次高調波電流ｉ_３ｎを出力する。
３ｎ次高調波電流制御部１３は、３ｎ次高調波電流ｉ_３ｎを入力し、下記（数８）式に示すように、Ｐ（比例）制御等によって、３ｎ次高調波電流ｉ_３ｎを０とするための３ｎ次高調波電圧指令値ｖ_３ｎ ^＊を出力する。
ただし、３ｎ次高調波はｕ、ｖ、ｗで等しいため、３ｎ次高調波電流制御部１３における３ｎ次高調波電圧指令値ｖ_３ｎ ^＊の計算は１相分でよい。
【００１７】
【数８】

ただし、ｉ_３ｎ：３ｎ次高調波電流［Ａ］
ｖ_３ｎ ^＊：３ｎ次高調波電圧指令値［Ｖ］
ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｐ：比例ゲイン
次に、加算器１８では、電圧三相変換部６から出力された三相電圧指令値ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に３ｎ次高調波電圧指令値ｖ_３ｎ ^＊を加算することによって補正する。そして加算後の三相電圧指令値によってパワーモジュール７を制御する。
【００１８】
次に、図３は本発明の第２の実施例を示すブロック図である。
図３の構成は、図１の電流三相変換部１４と減算器１７の代わりに、３ｎ次高調波検出部１５を設けたものである。
図３において、３ｎ次高調波検出部１５では、下記（数９）式に示すように、三相電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを全て加算し、３で除すことによって３ｎ次高調波電流ｉ_３ｎを得る。その他の構成は図１と同様である。
【００１９】
【数９】

ただし、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：三相電流［Ａ］
ｉ_３ｎ：３ｎ次高調波電流［Ａ］
次に、図４は本発明の第３の実施例を示すブロック図である。
図４の構成は、図１の電流三相変換部１４の代わりに、三相基本波算出部１６を設けたものである。
図４において、ｄｑ軸変換部１２では、電流センサ９より得られる三相電流を位置センサ１０より得られる位相θを用いてｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑに変換する。この際、電流センサ９における検出はｕ相、ｖ相の二相のみとし、ｗ相電流はｕ相電流とｖ相電流を加算したものを符号反転して用いる。ｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑの演算式は前記（数３）式と同じであるが、三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗのうち、ｉ_ｗは
ｉ_ｗ＝−（ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ）
によって求める。
また、三相基本波算出部１６は、ｄｑ軸電流について３６０［°］分の平均処理を行うか、またはフィルタ処理（ローパスフィルタを通す）を行うことにより、直流分だけを抜き出し、位置センサ１０より得られる位相θを用いて、三相基本波電流（直流電流）ｉ_ｄ’、ｉ_ｑ’に変換する。（数１０）式は平均処理による三相基本波電流の算出、（数１１）式はフィルタ処理による三相基本波電流の算出を示す。
【００２０】
【数１０】

ただし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｉ_ｄ’、ｉ_ｑ’：ｄ軸／ｑ軸三相基本波電流（直流電流）［Ａ］
ω：角速度ω［ｒａｄ／ｓ］
θ：位相［ｒａｄ］
Ｔ：サンプリングタイム［ｓ］
【００２１】
【数１１】

ただし、ｉ_ｄ、ｉ_ｑ：ｄ軸／ｑ軸電流［Ａ］
ｉ_ｄ’、ｉ_ｑ’：ｄ軸／ｑ軸三相基本波電流（直流電流）［Ａ］
Ｇ（ｓ）：ローパスフィルタ（ωにより定数を変化させる）
ｓ：ラプラス演算子
減算器１７では、上記三相基本波算出部１６で求めたｄ軸／ｑ軸三相基本波電流（直流電流）と電流センサ９で求めた三相電流との差を求めることにより、３ｎ次高調波電流ｉ_３ｎを算出する。その他の構成は図１と同様である。
【００２２】
次に、図５は本発明の第４の実施例を示すブロック図である。
図５の構成は、図３の実施例と基本的には似ているが、３ｎ次高調波検出部１５’の内容が異なっている。
３ｎ次高調波検出部１５’では、三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの３６０［°］分のフーリエ変換およびフーリエ逆変換処理、またはフィルタ処理を行うことにより、３ｎ次高調波を得る。フーリエ変換および逆変換は、任意のサンプリング区間で、窓関数を用いて行ってもよい。なお、フーリエ変換およびフーリエ逆変換の数式は省略する。また、フィルタ処理の数式は前記（数１１）式と同じである。その他の構成は図３と同じである。
なお、本実施例においては、電流センサ９は三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを全て検出するものでもよいし、或いは実施例３に記載のように、ｕ相、ｖ相の二相のみとし、ｗ相電流はｕ相電流とｖ相電流を加算したものを符号反転して用いる構成もよい。
これまで説明した実施例においては、３相６線式のモータ駆動装置を例として説明したが、４相８線式などＰ相２Ｐ線式であれば適用できる。
【００２３】
以下、三相３線式の電動機には、３ｎ次高調波が現れない理由およびｄｑ軸ベクトル変換で３ｎ次高調波が打ち消される理由について説明する。
まず、３ｎ次高調波が三相３線式に現れない理由について説明する。
三相交流の基本波は、下記（数１２）式で示される。
【００２４】
【数１２】

ただし、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：相電流［Ａ］
Ｉ：相電流実効値［Ａ］
ω：角速度ω（電気角）［ｒａｄ／ｓ］
ｔ：時間［ｓ］
ψ：初期位相［ｒａｄ］
また、３ｎ次高調波は、下記（数１３）式で示される。
【００２５】
【数１３】

ただし、ｉ_ｕ３ｎ、ｉ_ｖ３ｎ、ｉ_ｗ３ｎ：３ｎ次高調波相電流［Ａ］
Ｉ_３ｎ：３ｎ次高調波相電流実効値［Ａ］
ψ_３ｎ：３ｎ次高調波初期位相［ｒａｄ］
ｎ：自然数（ｎ＝１，２，３、…）
上記（数１３）式から判るように、ｕ相、ｖ相、ｗ相の３ｎ次高調波相電流は等しくなる。
【００２６】
図６は、初期位相を０として基本波と３次高調波をグラフにした図であり、（ａ）はｕ相電流、（ｂ）ｖ相電流、（ｃ）ｗ相電流を示す。
図６に示すように、ｕ相、ｖ相、ｗ相の基本波は各１２０［°］ずれているが、３ｎ次高調波は、その１２０［°］中にｎ周期入ってしまうため、結果として３ｎ次高調波はｕ相、ｖ相、ｗ相で等しくなる。
【００２７】
三相３線式のＹ結線では、図７に示すようになるので、３ｎ次高調波をｉ_ｕ３ｎ、ｉ_ｖ３ｎ、ｉ_ｗ３ｎとすると、
ｉ_ｕ３ｎ＋ｉ_ｖ３ｎ＋ｉ_ｗ３ｎ＝０（キルヒホッフの第１法則）
であるため、
ｉ_ｕ３ｎ＝ｉ_ｖ３ｎ＝ｉ_ｗ３ｎ＝０
となる。従って、３ｎ次高調波は現われない。
【００２８】
また、三相３線式の△結線では、図８に示すようになる。
図８において、ａを用いてｂを計算すると、
ｂ＝ｉ_ｕ＋ａ
となり、ｃは
ｃ＝ｂ＋ｉ_ｖ＝ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ａ
となり、ａは
ａ＝ｃ＋ｉ_ｗ＝ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＋ａ
となる。ここで、
ｉ_ｕ＝ｉ_ｖ＝ｉ_ｗ
であるとすると、
ｉ_ｕ＝ｉ_ｖ＝ｉ_ｗ＝０
となり、Ｙ結線と同様、３ｎ次高調波は現われず、３ｎ次高調波による損失は発生しない。
【００２９】
次に、ｄｑ軸ベクトル変換で３ｎ次高調波が打ち消される理由について説明する。
ｄｑ軸変換制御で３ｎ次高調波が打ち消される理由は、ｄｑ軸上に３次高調波が現われないためである。これは、三相二相変換において、ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０という前提を用いていることによる。以下、具体的に説明する。
三相二相変換式は、下記（数１４）式で示される。
【００３０】
【数１４】

ただし、ｉ_α、ｉ_β：二相電流［Ａ］
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：相電流［Ａ］
３ｎ次高調波は、ｉ_ｕ３ｎ＝ｉ_ｖ３ｎ＝ｉ_ｗ３ｎであるから、これをｉ_３ｎとすると、ｉ_α、ｉ_βは下記（数１５）式に示すようになることから、ｄｑ軸（二相レベル）に３ｎ次高調波が現われないことが分かる。
【００３１】
【数１５】

ただし、ｉ_α、ｉ_β：二相電流［Ａ］
ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗ：相電流［Ａ］
ｉ_３ｎ：３ｎ次高調波電流
以上説明したように、本発明においては、駆動電流に重畳された高調波電流が減少するので、銅損等が減少し、効率が向上する、という効果が得られる。
また、高調波検出手段によって検出されたＰｎ次高調波電流を打ち消す様に目標電圧算出部によって算出された目標電圧を補正する補正手段を備えるため、高調波電流による損失を低減することができる。
また、Ｐ相変換手段によって変換されたＰ相変換電流と、電流検出手段によって検出された電流とに基づいてＰｎ次高調波電流を検出することができる。
また、電流検出手段によって検出された電流の合計を相数Ｐで除算することによって前記Ｐｎ次高調波電流を検出することができる。
また、基本波算出手段によって検出されたＰ相基本波電流と前記電流検出手段によって検出された電流とに基づいて、Ｐｎ次高調波電流を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図。
【図２】インバータとモータとの結線を示す回路図。
【図３】本発明の第２の実施例を示すブロック図。
【図４】本発明の第３の実施例を示すブロック図。
【図５】本発明の第４の実施例を示すブロック図。
【図６】初期位相を０として基本波と３次高調波をグラフにした図であり、（ａ）はｕ相電流、（ｂ）ｖ相電流、（ｃ）ｗ相電流。
【図７】三相３線式のＹ結線を示す図。
【図８】三相３線式の△結線を示す図。
【符号の説明】
１…直流電源　　　　　　　　　　　　　２…スイッチング素子
３…三相のモータ　　　　　　　　　　　４…目標電流算出部
５…ｄｑ軸電流制御部　　　　　　　　　６…電圧三相変換部
７…パワーモジュール　　　　　　　　　８…モータ
９…電流センサ　　　　　　　　　　　１０…位置センサ
１１…速度変換部　　　　　　　　　　　１２…ｄｑ軸変換部
１３…３ｎ次高調波電流制御部　　　　　１４…電流三相変換部
１５、１５’…３ｎ次高調波検出部　　　１６…三相基本波算出部
１７…減算器　　　　　　　　　　　　　１８…加算器

Claims (5)

1. 相数がＰ（Ｐは整数）の電動機を用い、各相が独立して結線されたＰ相２Ｐ線式の電動機の制御装置において、
   外部からの目標トルク指令に基づいて、各相の目標電圧を算出する目標電圧算出手段と、
   前記目標電圧算出手段によって算出された目標電圧に基づいて、電動機の各相へ印加される電圧を制御する制御手段と、
   電動機を駆動するための駆動電流に含まれる高調波電流であって、前記駆動電流の周波数に対してＰｎ倍（ｎは整数）の周波数の電流であるＰｎ次高調波電流を検出する高調波検出手段と、
   前記高調波検出手段によって検出されたＰｎ次高調波電流を打ち消すように前記目標電圧算出手段によって算出された目標電圧を補正する補正手段と、
   を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。
2. 電動機の各相に印加される電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段によって検出された電流をｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸変換手段と、
   前記ｄｑ軸変換手段によって変換されたｄｑ軸電流をＰ相の電流であるＰ相変換電流に変換するＰ相変換手段と、を備え、
   上記高調波検出手段は、前記Ｐ相変換手段によって変換されたＰ相変換電流と前記電流検出手段によって検出された電流とに基づいて、前記Ｐｎ次高調波電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
3. 電動機の各相に印加される電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記高調波検出手段は、前記電流検出手段によって検出された電流の合計を相数Ｐで除算することによって前記Ｐｎ次高調波電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の御御装置。
4. 電動機の各相に印加される電流を検出する電流検出手段と、
   電動機の位相を検出する位相検出手段と、
   前記電流検出手段によって検出された電流をｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸変換手段と、
   前記ｄｑ軸変換手段によって変換されたｄｑ軸電流と前記位相検出手段によって検出された位相とに基づいてＰ相基本波電流を算出する基本波電流算出手段と、を備え、
   前記高調波検出手段は、前記基本波算出手段によって検出されたＰ相基本波電流と前記電流検出手段によって検出された電流とに基づいて、前記Ｐｎ次高調波電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
5. 上記電動機は相数Ｐが３であり、３相６線式の電動機の制御装置であることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載の電動機の制御装置。

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