JP3509935B2 - 電圧形ｐｗｍコンバータの制御装置 - Google Patents
電圧形ｐｗｍコンバータの制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを含む交流
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギー等を電
源側へ回生する機能を有した電圧形ＰＷＭコンバータの
制御装置に関する。
電動機の可変速駆動装置等を負荷にもち、電源から負荷
側に電力を供給したり、負荷側の慣性エネルギー等を電
源側へ回生する機能を有した電圧形ＰＷＭコンバータの
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧形ＰＷＭコンバータの電流制御方式
として、大きく分けると交流電流指令方式と直流電流指
令方式がある。交流電流指令方式は、一般的に各相の交
流電源電流指令に各相交流電源電流が追従するようにＰ
Ｉ(比例＋積分)補償器を介して各相のＰＷＭコンバータ
の電圧指令を出力するものである。これは、直流分がな
い交流電流指令に追従するように制御するので、電源電
流に直流分が生じないと言う利点がある。しかし、その
反面位相遅れが生じたり、ＰＩ演算が三相分必要なこと
から、ソフト処理が多少複雑になり、比較的演算時間が
長くなる。なお、一般的に電流制御系の応答時定数は１
ｍｓ位必要なので制御周期は約０.２ｍｓ以下となり、
この間にソフト処理を行うには比較的高価な高速マイコ
ンしか適用できない等の問題もある。そこで、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータの制御において、位相遅れがなく、制御
系の設計が簡単になり、ソフト処理時間を短くでき、比
較的に安価なマイコンでも適用可能な直流電流指令方式
が普及しつつある。この制御方式の従来例として、特開
平2−241366 号公報に記載されている。これは、平滑コ
ンデンサ間の直流電圧を一定に制御し、電源電流を力率
１で正弦波状に制御するものである。まず、電圧制御手
段で直流電圧が一定になるように有効パワー分電流指令
Ｉq*を出力し、この指令に交流の電源電流をｄ−ｑ変換
して直流量に変換した有効パワー分電流検出値Ｉqが一
致し、更に、無効パワー分電流Ｉdが零になるように、
ＰＷＭコンバータの交流側電圧指令を出力している。
として、大きく分けると交流電流指令方式と直流電流指
令方式がある。交流電流指令方式は、一般的に各相の交
流電源電流指令に各相交流電源電流が追従するようにＰ
Ｉ(比例＋積分)補償器を介して各相のＰＷＭコンバータ
の電圧指令を出力するものである。これは、直流分がな
い交流電流指令に追従するように制御するので、電源電
流に直流分が生じないと言う利点がある。しかし、その
反面位相遅れが生じたり、ＰＩ演算が三相分必要なこと
から、ソフト処理が多少複雑になり、比較的演算時間が
長くなる。なお、一般的に電流制御系の応答時定数は１
ｍｓ位必要なので制御周期は約０.２ｍｓ以下となり、
この間にソフト処理を行うには比較的高価な高速マイコ
ンしか適用できない等の問題もある。そこで、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータの制御において、位相遅れがなく、制御
系の設計が簡単になり、ソフト処理時間を短くでき、比
較的に安価なマイコンでも適用可能な直流電流指令方式
が普及しつつある。この制御方式の従来例として、特開
平2−241366 号公報に記載されている。これは、平滑コ
ンデンサ間の直流電圧を一定に制御し、電源電流を力率
１で正弦波状に制御するものである。まず、電圧制御手
段で直流電圧が一定になるように有効パワー分電流指令
Ｉq*を出力し、この指令に交流の電源電流をｄ−ｑ変換
して直流量に変換した有効パワー分電流検出値Ｉqが一
致し、更に、無効パワー分電流Ｉdが零になるように、
ＰＷＭコンバータの交流側電圧指令を出力している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この従来例の構成は、
一般的なＰＷＭコンバータとして使用できる。しかし、
コンバータ主回路の正負アームパワー素子等のスイッチ
ング遅れや、オン電圧降下のアンバランス、更には、ド
ライブ回路用フォトカプラの動作遅れのアンバランス等
がある場合、各相の電源電流に直流分が生じる場合があ
る。この場合、電源電流制御系でこの直流分を除去しよ
うと動作するが、電流制御系の遅れ等により完全に除去
することはできない。そこで、電源電流に直流分が生じ
ると電源とコンバータ間に接続したトランスや交流リア
クトルの磁束飽和が片側極性のみ生じ、これにより直流
偏磁と言われる定格電流以上の歪んだ電流がトランスや
交流リアクトルに流れる。そこで、これが長時間続くと
トランスや交流リアクトルを焼損する可能性がある。
一般的なＰＷＭコンバータとして使用できる。しかし、
コンバータ主回路の正負アームパワー素子等のスイッチ
ング遅れや、オン電圧降下のアンバランス、更には、ド
ライブ回路用フォトカプラの動作遅れのアンバランス等
がある場合、各相の電源電流に直流分が生じる場合があ
る。この場合、電源電流制御系でこの直流分を除去しよ
うと動作するが、電流制御系の遅れ等により完全に除去
することはできない。そこで、電源電流に直流分が生じ
ると電源とコンバータ間に接続したトランスや交流リア
クトルの磁束飽和が片側極性のみ生じ、これにより直流
偏磁と言われる定格電流以上の歪んだ電流がトランスや
交流リアクトルに流れる。そこで、これが長時間続くと
トランスや交流リアクトルを焼損する可能性がある。
【０００４】本発明の目的は、電源電流の直流分によ
り、電源用トランスや交流リアクトルの磁束飽和が片側
極性のみ生じて、歪んだ過大電流が流れる直流偏磁現象
を抑制する電圧形ＰＷＭコンバータ制御装置を提供する
ことにある。
り、電源用トランスや交流リアクトルの磁束飽和が片側
極性のみ生じて、歪んだ過大電流が流れる直流偏磁現象
を抑制する電圧形ＰＷＭコンバータ制御装置を提供する
ことにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第１の手段として、電源電流に対応した交流リアクト
ル電流の各相の直流分を積分又は１次遅れ補償する手段
を設け、この直流分積算量sigΔＩr，sigΔＩs，sigΔ
Ｉtに比例した出力を相電圧指令補正量ΔＶu，ΔＶv，
ΔＶwとすると共に、電源電流の有効パワー分電流指令
値Ｉq*に検出値Ｉqが一致し、無効パワー分電流Ｉdが零
になるように出力される三相交流のコンバータ入力電圧
指令Ｖux，Ｖvx，Ｖwxと、先に述べた相電圧指令補正量
ΔＶu，ΔＶv，ΔＶwを各相毎、加算した出力Ｖu*，Ｖv
*，Ｖw*を最終的な相電圧指令としてコンバータをＰＷ
Ｍ制御するようにしたものである。
の第１の手段として、電源電流に対応した交流リアクト
ル電流の各相の直流分を積分又は１次遅れ補償する手段
を設け、この直流分積算量sigΔＩr，sigΔＩs，sigΔ
Ｉtに比例した出力を相電圧指令補正量ΔＶu，ΔＶv，
ΔＶwとすると共に、電源電流の有効パワー分電流指令
値Ｉq*に検出値Ｉqが一致し、無効パワー分電流Ｉdが零
になるように出力される三相交流のコンバータ入力電圧
指令Ｖux，Ｖvx，Ｖwxと、先に述べた相電圧指令補正量
ΔＶu，ΔＶv，ΔＶwを各相毎、加算した出力Ｖu*，Ｖv
*，Ｖw*を最終的な相電圧指令としてコンバータをＰＷ
Ｍ制御するようにしたものである。
【０００６】次に、第２の手段として、各相の電源電流
に対応した交流リアクトル電流の直流分を積分又は１次
遅れ補償する手段を設け、この直流分積算量に比例した
出力をｕｖｗ／ｄｑ変換した回転座標軸成分の電圧指令
補正量ΔＶd，ΔＶqを出力すると共に、電源電流の有効
パワー分電流指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致し、無効パ
ワー分電流Ｉd が零になるように出力されるコンバータ
入力電圧ベクトルの回転座標軸成分の指令Ｖdx，Ｖ
qxに、先に述べた電圧指令補正量ΔＶd，ΔＶqをそれぞ
れ加算した出力Ｖd*，Ｖq*を最終的な回転座標軸成分の
電圧指令とし、コンバータをＰＷＭ制御するようにした
ものである。
に対応した交流リアクトル電流の直流分を積分又は１次
遅れ補償する手段を設け、この直流分積算量に比例した
出力をｕｖｗ／ｄｑ変換した回転座標軸成分の電圧指令
補正量ΔＶd，ΔＶqを出力すると共に、電源電流の有効
パワー分電流指令値Ｉq*に検出値Ｉq が一致し、無効パ
ワー分電流Ｉd が零になるように出力されるコンバータ
入力電圧ベクトルの回転座標軸成分の指令Ｖdx，Ｖ
qxに、先に述べた電圧指令補正量ΔＶd，ΔＶqをそれぞ
れ加算した出力Ｖd*，Ｖq*を最終的な回転座標軸成分の
電圧指令とし、コンバータをＰＷＭ制御するようにした
ものである。
【０００７】
【作用】まず、ＰＷＭコンバータ主回路を構成する正負
アームパワー素子等のスイッチング遅れや、オン電圧降
下のアンバランス、更には、ドライブ回路用フォトカプ
ラの動作遅れのアンバランス等がある場合、各相の電源
電流に直流分が生じる。そこで、電源電流に直流分が生
じると電源とコンバータ間に接続したトランスや交流リ
アクトルの磁束飽和が片側極性のみ生じ、これにより直
流偏磁と言われる直流分を重畳した比較的大きい歪んだ
電源電流がトランスや交流リアクトルに流れる。そこ
で、各相毎電源電流に対応した直流リアクトル電流を比
較的小さいゲインで積分又は１次遅れ補償し、これによ
り電源電流の直流分が積算される。この各相の直流分積
算量に比例ゲインＫを乗じて、相電圧指令補正量Δ
Ｖu，ΔＶv，ΔＶwが出力される。なお、ΔＶuは正負の
直流量であり、基本の交流電圧指令Ｖuxと加算後最終的
なコンバータ入力電圧指令Ｖu*としてＰＷＭ制御する。
これは、Ｓ相も、Ｔ相も同様である。次に、具体的な作
用をＲ相を用いて説明する。まず、コンバータ主回路の
Ｒ相で正アームトランジスタのオン時間が負アームトラ
ンジスタのオン時間より、多少大きい場合正のオフセッ
ト電圧が生じる。この結果、コンバータから電源側へ流
れる方向を負の電源電流とするとＲ相電源電流に負の直
流分が生じる。そこで、Ｒ相の直流分積算量sigΔＩr
は負となり、ΔＶuも負で直流量の電圧指令補正量とな
る。この結果、最終段の電圧指令Ｖu*は負の直流分を重
畳した指令となり、コンバータ主回路の正のオフセット
電圧を打ち消す方向に動作する。これにより、電源電流
の直流分が徐々に低減され、ほぼ零に収束する。このよ
うにして、直流偏磁が抑制される。また、第２の手段に
おいては、回転座標軸（ｕｖｗ軸）の代わりに固定座標
軸（ｄ−ｑ軸）上で電圧補正を行うもので、先に述べた
第１の手段と同様な作用をする。
アームパワー素子等のスイッチング遅れや、オン電圧降
下のアンバランス、更には、ドライブ回路用フォトカプ
ラの動作遅れのアンバランス等がある場合、各相の電源
電流に直流分が生じる。そこで、電源電流に直流分が生
じると電源とコンバータ間に接続したトランスや交流リ
アクトルの磁束飽和が片側極性のみ生じ、これにより直
流偏磁と言われる直流分を重畳した比較的大きい歪んだ
電源電流がトランスや交流リアクトルに流れる。そこ
で、各相毎電源電流に対応した直流リアクトル電流を比
較的小さいゲインで積分又は１次遅れ補償し、これによ
り電源電流の直流分が積算される。この各相の直流分積
算量に比例ゲインＫを乗じて、相電圧指令補正量Δ
Ｖu，ΔＶv，ΔＶwが出力される。なお、ΔＶuは正負の
直流量であり、基本の交流電圧指令Ｖuxと加算後最終的
なコンバータ入力電圧指令Ｖu*としてＰＷＭ制御する。
これは、Ｓ相も、Ｔ相も同様である。次に、具体的な作
用をＲ相を用いて説明する。まず、コンバータ主回路の
Ｒ相で正アームトランジスタのオン時間が負アームトラ
ンジスタのオン時間より、多少大きい場合正のオフセッ
ト電圧が生じる。この結果、コンバータから電源側へ流
れる方向を負の電源電流とするとＲ相電源電流に負の直
流分が生じる。そこで、Ｒ相の直流分積算量sigΔＩr
は負となり、ΔＶuも負で直流量の電圧指令補正量とな
る。この結果、最終段の電圧指令Ｖu*は負の直流分を重
畳した指令となり、コンバータ主回路の正のオフセット
電圧を打ち消す方向に動作する。これにより、電源電流
の直流分が徐々に低減され、ほぼ零に収束する。このよ
うにして、直流偏磁が抑制される。また、第２の手段に
おいては、回転座標軸（ｕｖｗ軸）の代わりに固定座標
軸（ｄ−ｑ軸）上で電圧補正を行うもので、先に述べた
第１の手段と同様な作用をする。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１において、交流電源１から交流電力がトラ
ンス２と交流リアクトル３を介して、コンバータ４に供
給されており、この交流電力はコンバータ４において、
直流電力に変換され、平滑コンデンサ５と負荷６に供給
されている。なお、トランス２は建屋の受電設備のトラ
ンス等を意味し、トランスの２次側以降がＰＷＭコンバ
ータ装置本体となる。また、コンバータ４を制御するに
際しては、平滑コンデンサ５両端の電圧を検出する直流
電圧検出器７の検出出力と直流電圧指令Ｖdc* との偏差
に応じた有効パワー分電流指令Ｉq*を直流電圧補償器８
で生成している。次に、トランス２の２次側交流電圧を
絶縁して検出する電圧検出器９と電源位相検出手段１０
により、Ｒ相の電源電圧位相θr を検出している。次
に、トランスの２次側を電源として見た場合、電源電流
となる交流リアクトル電流を電流検出器１１で二相分
（Ｒ相検出値をｉrとし、Ｔ相検出値をｉtとする。）検
出し、固定座標軸(ｕｖｗ軸)から回転座標軸（ｄｑ軸）
へ変換するｕｖｗ／ｄｑ変換手段１２により、数１，数
２の演算を行い、無効パワー分電流Ｉdと、有効パワー
分電流Ｉqを求めている。
明する。図１において、交流電源１から交流電力がトラ
ンス２と交流リアクトル３を介して、コンバータ４に供
給されており、この交流電力はコンバータ４において、
直流電力に変換され、平滑コンデンサ５と負荷６に供給
されている。なお、トランス２は建屋の受電設備のトラ
ンス等を意味し、トランスの２次側以降がＰＷＭコンバ
ータ装置本体となる。また、コンバータ４を制御するに
際しては、平滑コンデンサ５両端の電圧を検出する直流
電圧検出器７の検出出力と直流電圧指令Ｖdc* との偏差
に応じた有効パワー分電流指令Ｉq*を直流電圧補償器８
で生成している。次に、トランス２の２次側交流電圧を
絶縁して検出する電圧検出器９と電源位相検出手段１０
により、Ｒ相の電源電圧位相θr を検出している。次
に、トランスの２次側を電源として見た場合、電源電流
となる交流リアクトル電流を電流検出器１１で二相分
（Ｒ相検出値をｉrとし、Ｔ相検出値をｉtとする。）検
出し、固定座標軸(ｕｖｗ軸)から回転座標軸（ｄｑ軸）
へ変換するｕｖｗ／ｄｑ変換手段１２により、数１，数
２の演算を行い、無効パワー分電流Ｉdと、有効パワー
分電流Ｉqを求めている。
【０００９】
【数１】Ｉd＝(０.５７７ｉr＋１.１５５ｉt)cosθd＋
ｉr・sinθd
ｉr・sinθd
【００１０】
【数２】Ｉq＝ｉr・cosθd−(０.５７７ｉr＋１.１５５
ｉt)sinθd ここで、θdは、Ｒ相電源電圧位相をθrとすると、θd
＝θr−π／２である。なお、ｑ軸は電源電圧ベクトル
方向とし、これよりπ／２遅れをｄ軸としている。
ｉt)sinθd ここで、θdは、Ｒ相電源電圧位相をθrとすると、θd
＝θr−π／２である。なお、ｑ軸は電源電圧ベクトル
方向とし、これよりπ／２遅れをｄ軸としている。
【００１１】次に、非干渉電流制御手段１３により、直
流電圧補償器８の出力である有効パワー分電流指令値Ｉ
q*に検出値Ｉqが一致し、無効パワー分電流Ｉdが零にな
るように、基本となるコンバータ入力電圧ベクトルの回
転座標軸成分の指令Ｖqx，Ｖdxを出力し、これを基に、
ｄｑ／ｕｖｗ変換手段１４により、数３，数４，数５に
示す演算を行い、三相交流の基本となるコンバータ入力
電圧指令Ｖux，Ｖwx，Ｖvxを出力している。
流電圧補償器８の出力である有効パワー分電流指令値Ｉ
q*に検出値Ｉqが一致し、無効パワー分電流Ｉdが零にな
るように、基本となるコンバータ入力電圧ベクトルの回
転座標軸成分の指令Ｖqx，Ｖdxを出力し、これを基に、
ｄｑ／ｕｖｗ変換手段１４により、数３，数４，数５に
示す演算を行い、三相交流の基本となるコンバータ入力
電圧指令Ｖux，Ｖwx，Ｖvxを出力している。
【００１２】
【数３】Ｖux＝Ｖdx・sinθd＋Ｖqx・cosθd
【００１３】
【数４】Ｖwx＝０.８６６(Ｖdx・cosθd−Ｖqx・sin
θd)−Ｖux／２
θd)−Ｖux／２
【００１４】
【数５】Ｖvx＝−(Ｖux＋Ｖwx)
次に、本発明の主要部を説明する。まず、交流リアクト
ル電流直流分積算手段１５により、二相のリアクトル電
流ｉr，ｉtを基に各相リアクトル電流の直流分を検出
し、これを各相毎積分又は１次遅れ補償して直流分積算
量sigΔIr，sigΔIs，sigΔItを出力する。これらにゲ
イン１６ａ，１６ｂ，１６ｃを乗じて、各相電圧指令の
補正量ΔＶu，ΔＶv,ΔＶwとしている。そこで、加算器
１７ａ，１７ｂ，１７ｃにより基本の交流電圧指令
Ｖux，Ｖvx，Ｖwxに電圧指令補正量ΔＶu，ΔＶv,ΔＶ
w をそれぞれ加えて最終的なコンバータ入力電圧の相電
圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*としている。また、ＰＷＭ信号
発生手段１８により、コンバータ４の入力電圧がＶu*，
Ｖv*，Ｖw*になるように、ＰＷＭ信号を出力している。
次に、非干渉電流制御手段１３の詳細ブロック図を図２
に示す。これは、コンバータ制御において、ｄ−ｑ軸上
による電流制御方式の一般的な方式であり、減算器１９
ａの出力である有効パワー分電流の偏差をＰＩ補償器２
０ａを介してＰＩ補償し、その出力と電源電圧の大きさ
の指令Ｖr*と、Ｉd にゲイン２１ｂを乗じたＩd・ωＬ
とを符号付き加算器２２ａで加算し、その出力をｑ軸の
電圧指令Ｖqxとしている。ここで、ωは電源電圧の角周
波数でＬは交流リアクトル容量である。一方ｄ軸の電圧
指令Ｖdxも同様でありＩq・ωＬ から無効パワー分電流
の偏差をＰＩ補償した出力を減じてＶdxとしている。こ
こで、無効パワー分電流Ｉd が零になるように制御する
ことで、電源力率１制御となる。また、有効パワー分電
流指令Ｉq*は電源から負荷側へパワーを供給する力行モ
ードで正の値となり、電源電流は電源電圧と同位相に制
御される。一方、負荷として接続されるインバータ駆動
モータが減速する場合等回生モードとなり、負荷の慣性
エネルギーがコンバータを介して電源側へ戻る。この場
合、Ｉq*が負となり、電源電流は電源電圧からπ遅れた
逆位相に制御される。次に、交流リアクトル電流直流分
積算手段１５の詳細を図３と図４に示す。図３はその基
本ブロック図であり、Ｒ相瞬時電流ｉr とＴ相瞬時電流
ｉtから加算器２３により、ｉs＝−(ｉr＋ｉt)を行いＳ
相瞬時電流ｉs を求める。そこで、このｉr,ｉs,ｉtを
積分器２４ａ，２４ｂ,２４ｃで積分しその出力を直流
分積算量sigΔＩr，sigΔＩs，sigΔＩtとしている。こ
の方式は演算処理が非常に簡単になると言う反面、電源
電流を直接積分するため、積分ゲインＫ1 を小さくしな
いと電源電流の交流リプルが生じ、電圧補正量が電源周
期区間で変動する。そこで、この問題を改良したのが図
４の方式である。２５ａ，２５ｂ，２５ｃで電源周期間
の直流分ΔＩrx，ΔＩsx，ΔＩtxを求めている。これは
例えば電源周波数が５０Ｈｚの場合、電源周期は２０ｍ
ｓなのでおよそ２０ｍｓ間のリアクトル電流を符号付き
で加算し、加算回数Ｎx で除算することで、１サイクル
区間の直流分を検出している。この場合、リアクトル電
流の加算周期は既知なのでＮx は、ほぼ定数となり除算
の代わりに、1／Ｎxで乗算しても良い。また、電源電圧
位相θrを検出しているので、θrが０から２πの区間で
積分しても良い。更に、直流分検出方法としてリアクト
ル電流の加算周期が長い場合は、電源周期の整数倍の周
期で積分しても直流分を検出できる。
ル電流直流分積算手段１５により、二相のリアクトル電
流ｉr，ｉtを基に各相リアクトル電流の直流分を検出
し、これを各相毎積分又は１次遅れ補償して直流分積算
量sigΔIr，sigΔIs，sigΔItを出力する。これらにゲ
イン１６ａ，１６ｂ，１６ｃを乗じて、各相電圧指令の
補正量ΔＶu，ΔＶv,ΔＶwとしている。そこで、加算器
１７ａ，１７ｂ，１７ｃにより基本の交流電圧指令
Ｖux，Ｖvx，Ｖwxに電圧指令補正量ΔＶu，ΔＶv,ΔＶ
w をそれぞれ加えて最終的なコンバータ入力電圧の相電
圧指令Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*としている。また、ＰＷＭ信号
発生手段１８により、コンバータ４の入力電圧がＶu*，
Ｖv*，Ｖw*になるように、ＰＷＭ信号を出力している。
次に、非干渉電流制御手段１３の詳細ブロック図を図２
に示す。これは、コンバータ制御において、ｄ−ｑ軸上
による電流制御方式の一般的な方式であり、減算器１９
ａの出力である有効パワー分電流の偏差をＰＩ補償器２
０ａを介してＰＩ補償し、その出力と電源電圧の大きさ
の指令Ｖr*と、Ｉd にゲイン２１ｂを乗じたＩd・ωＬ
とを符号付き加算器２２ａで加算し、その出力をｑ軸の
電圧指令Ｖqxとしている。ここで、ωは電源電圧の角周
波数でＬは交流リアクトル容量である。一方ｄ軸の電圧
指令Ｖdxも同様でありＩq・ωＬ から無効パワー分電流
の偏差をＰＩ補償した出力を減じてＶdxとしている。こ
こで、無効パワー分電流Ｉd が零になるように制御する
ことで、電源力率１制御となる。また、有効パワー分電
流指令Ｉq*は電源から負荷側へパワーを供給する力行モ
ードで正の値となり、電源電流は電源電圧と同位相に制
御される。一方、負荷として接続されるインバータ駆動
モータが減速する場合等回生モードとなり、負荷の慣性
エネルギーがコンバータを介して電源側へ戻る。この場
合、Ｉq*が負となり、電源電流は電源電圧からπ遅れた
逆位相に制御される。次に、交流リアクトル電流直流分
積算手段１５の詳細を図３と図４に示す。図３はその基
本ブロック図であり、Ｒ相瞬時電流ｉr とＴ相瞬時電流
ｉtから加算器２３により、ｉs＝−(ｉr＋ｉt)を行いＳ
相瞬時電流ｉs を求める。そこで、このｉr,ｉs,ｉtを
積分器２４ａ，２４ｂ,２４ｃで積分しその出力を直流
分積算量sigΔＩr，sigΔＩs，sigΔＩtとしている。こ
の方式は演算処理が非常に簡単になると言う反面、電源
電流を直接積分するため、積分ゲインＫ1 を小さくしな
いと電源電流の交流リプルが生じ、電圧補正量が電源周
期区間で変動する。そこで、この問題を改良したのが図
４の方式である。２５ａ，２５ｂ，２５ｃで電源周期間
の直流分ΔＩrx，ΔＩsx，ΔＩtxを求めている。これは
例えば電源周波数が５０Ｈｚの場合、電源周期は２０ｍ
ｓなのでおよそ２０ｍｓ間のリアクトル電流を符号付き
で加算し、加算回数Ｎx で除算することで、１サイクル
区間の直流分を検出している。この場合、リアクトル電
流の加算周期は既知なのでＮx は、ほぼ定数となり除算
の代わりに、1／Ｎxで乗算しても良い。また、電源電圧
位相θrを検出しているので、θrが０から２πの区間で
積分しても良い。更に、直流分検出方法としてリアクト
ル電流の加算周期が長い場合は、電源周期の整数倍の周
期で積分しても直流分を検出できる。
【００１５】次に、２６ａではリアクトル電流の直流分
ΔＩrxを電源周期の整数倍の周期毎に積算しており、こ
の出力が直流分積算量sigΔＩrとなる。そこで、これら
のsigΔＩr，sigΔＩs，sigΔＩtは符号付きの直流量と
なりリアクトル電流Ｉr，Ｉs，Ｉtに直流分があると、
その分が積算されていく。又、図３，図４は電源電流の
直流分を積分して、直流分積算量としているが、積分の
代わりに長い時定数の１次遅れ補償でも良い。
ΔＩrxを電源周期の整数倍の周期毎に積算しており、こ
の出力が直流分積算量sigΔＩrとなる。そこで、これら
のsigΔＩr，sigΔＩs，sigΔＩtは符号付きの直流量と
なりリアクトル電流Ｉr，Ｉs，Ｉtに直流分があると、
その分が積算されていく。又、図３，図４は電源電流の
直流分を積分して、直流分積算量としているが、積分の
代わりに長い時定数の１次遅れ補償でも良い。
【００１６】次に、図１を用いて本発明の具体的な動作
を説明する。例えばドライブ回路用フォトカプラやパワ
ー素子等の動作遅れのアンバランスにより、ＰＷＭコン
バータ主回路の入力電圧に正のオフセット電圧がある
と、コンバータから電源側へ流れる方向を負の電源電流
とすると電源電流に負の直流分が生じ、Ｒ相の直流分積
算量sigΔＩr は負となり、ΔＶuは負の直流量の電圧指
令補正量となる。この結果、基本の交流電圧指令Ｖuxと
ΔＶu を加算した最終的なコンバータ入力電圧指令Ｖu*
は交流電圧指令に負の直流分を含んだ電圧指令となり、
コンバータ主回路の正のオフセット電圧を打ち消す方向
に動作する。この結果、電源電流の直流分が低減され、
ほぼ零に収束する。これは、Ｓ相もＴ相も同様である。
このように、コンバータ主回路の正負アーム電圧のアン
バランスにより、コンバータ入力電圧に直流分が重畳し
た場合、三相の電源電流に直流分が生じないようにＰＷ
Ｍ電圧を補正するのでトランスや交流リアクトルに直流
偏磁が生じないと言う効果がある。又、ソフト処理が簡
単なｄｑ軸上での電流制御方式で、直流偏磁抑制が簡単
にできるため、比較的低速で低価格なマイコンでも制御
ができる。
を説明する。例えばドライブ回路用フォトカプラやパワ
ー素子等の動作遅れのアンバランスにより、ＰＷＭコン
バータ主回路の入力電圧に正のオフセット電圧がある
と、コンバータから電源側へ流れる方向を負の電源電流
とすると電源電流に負の直流分が生じ、Ｒ相の直流分積
算量sigΔＩr は負となり、ΔＶuは負の直流量の電圧指
令補正量となる。この結果、基本の交流電圧指令Ｖuxと
ΔＶu を加算した最終的なコンバータ入力電圧指令Ｖu*
は交流電圧指令に負の直流分を含んだ電圧指令となり、
コンバータ主回路の正のオフセット電圧を打ち消す方向
に動作する。この結果、電源電流の直流分が低減され、
ほぼ零に収束する。これは、Ｓ相もＴ相も同様である。
このように、コンバータ主回路の正負アーム電圧のアン
バランスにより、コンバータ入力電圧に直流分が重畳し
た場合、三相の電源電流に直流分が生じないようにＰＷ
Ｍ電圧を補正するのでトランスや交流リアクトルに直流
偏磁が生じないと言う効果がある。又、ソフト処理が簡
単なｄｑ軸上での電流制御方式で、直流偏磁抑制が簡単
にできるため、比較的低速で低価格なマイコンでも制御
ができる。
【００１７】次に、他の実施例を図５に示す。図１と異
なる部分は交流リアクトル電流の直流分積算を三相分行
う代わりに、二相分のみ行いＵ相とＷ相の電圧補正量Δ
Ｖu,ΔＶwからΔＶu＋ΔＶv＋ΔＶw＝０と考え、加算器
２７によりΔＶv＝−(ΔＶu＋ΔＶw ）として算出して
いる点である。これにより直流偏磁補償のソフト処理が
約２／３に短縮されマイコンの負担が軽くなる。更に、
図１と同様に直流偏磁抑制もできる。
なる部分は交流リアクトル電流の直流分積算を三相分行
う代わりに、二相分のみ行いＵ相とＷ相の電圧補正量Δ
Ｖu,ΔＶwからΔＶu＋ΔＶv＋ΔＶw＝０と考え、加算器
２７によりΔＶv＝−(ΔＶu＋ΔＶw ）として算出して
いる点である。これにより直流偏磁補償のソフト処理が
約２／３に短縮されマイコンの負担が軽くなる。更に、
図１と同様に直流偏磁抑制もできる。
【００１８】次に、他の実施例を図６に示す。図１と異
なる部分は固定座標軸（ｕｖｗ軸）上で電圧補正する代
わりに回転座標軸（ｄｑ軸）上で電圧補正している点で
ある。そこで、ｕｖｗ／ｄｑ変換１２ａでは、数６，数
７の演算を行いsigΔＩd，sigΔＩq を求めている。
なる部分は固定座標軸（ｕｖｗ軸）上で電圧補正する代
わりに回転座標軸（ｄｑ軸）上で電圧補正している点で
ある。そこで、ｕｖｗ／ｄｑ変換１２ａでは、数６，数
７の演算を行いsigΔＩd，sigΔＩq を求めている。
【００１９】
【数６】sigΔＩd＝(０.５７７・sigΔＩr＋１.１５５
・sigΔＩt)cosθd＋sigΔＩr・sinθd
・sigΔＩt)cosθd＋sigΔＩr・sinθd
【００２０】
【数７】sigΔＩq＝sigΔＩr・cosθd−(０.５７７・si
gΔＩr＋１.１５５・sigΔＩt)sinθd 次に、sigΔＩd，sigΔＩqにゲインＫを乗じてｄｑ軸電
圧補正量ΔＶd，ΔＶqとし、非干渉電流制御手段１３の
出力Ｖdx，Ｖqxと加算して最終的な回転座標軸上のコン
バータ入力電圧指令Ｖd*，Ｖq*としている。その後、ｄ
ｑ／ｕｖｗ変換１４ａにより、数８，数９，数１０の演
算を行い三相の瞬時電圧指令Ｖu*，Ｖw*，Ｖv*を出力し
ている。
gΔＩr＋１.１５５・sigΔＩt)sinθd 次に、sigΔＩd，sigΔＩqにゲインＫを乗じてｄｑ軸電
圧補正量ΔＶd，ΔＶqとし、非干渉電流制御手段１３の
出力Ｖdx，Ｖqxと加算して最終的な回転座標軸上のコン
バータ入力電圧指令Ｖd*，Ｖq*としている。その後、ｄ
ｑ／ｕｖｗ変換１４ａにより、数８，数９，数１０の演
算を行い三相の瞬時電圧指令Ｖu*，Ｖw*，Ｖv*を出力し
ている。
【００２１】
【数８】Ｖu*＝Ｖd*・sinθd＋Ｖq*・cosθd
【００２２】
【数９】Ｖw*＝０.８６６(Ｖd*・cosθd−Ｖq*・sin
θd)−Ｖu*／２
θd)−Ｖu*／２
【００２３】
【数１０】Ｖv*＝−(Ｖu*＋Ｖw*)
図６に示す実施例においては、電源電流の直流分積算量
をｄ−ｑ軸上の電圧補正量として補正しているので、ソ
フト処理は多少複雑となるが、図１に示す実施例と同様
に直流偏磁抑制効果がある。
をｄ−ｑ軸上の電圧補正量として補正しているので、ソ
フト処理は多少複雑となるが、図１に示す実施例と同様
に直流偏磁抑制効果がある。
【００２４】
【発明の効果】本発明によれば、コンバータ主回路の正
負アームの電圧アンバランス等により、コンバータ入力
電圧に直流分が生じていても、電源電流の直流分を積分
し、この直流分が零になるようにコンバータ入力電圧を
補正するので、電源電流の直流分によって生じる電源用
トランスや交流リアクトルの直流偏磁を抑制すると言う
効果がある。
負アームの電圧アンバランス等により、コンバータ入力
電圧に直流分が生じていても、電源電流の直流分を積分
し、この直流分が零になるようにコンバータ入力電圧を
補正するので、電源電流の直流分によって生じる電源用
トランスや交流リアクトルの直流偏磁を抑制すると言う
効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示す非干渉電流制御手段の詳細ブロック
図である。
図である。
【図３】図１に示す交流リアクトル電流直流分積算手段
の基本ブロック図である。
の基本ブロック図である。
【図４】図１に示す交流リアクトル電流直流分積算手段
の詳細ブロック図である。
の詳細ブロック図である。
【図５】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図であ
る。
る。
【図６】ｄｑ軸上での本発明の一実施例を示す制御ブロ
ック図である。
ック図である。
１…交流電源、２…トランス、３…交流リアクトル、４
…コンバータ、５…平滑コンデンサ、６…負荷、７…直
流電圧検出器、８…直流電圧補償器、９…電圧検出器、
１０…電源位相検出手段、１１…電流検出器、１２…ｕ
ｖｗ／ｄｑ変換手段、１３…非干渉電流制御手段、１４
…ｄｑ／ｕｖｗ変換手段、１５…交流リアクトル電流直
流分積算手段、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ…ゲイン、１８
…ＰＷＭ信号発生手段、２４…積分器、２５…直流分算
出手段、２６…直流分積算手段。
…コンバータ、５…平滑コンデンサ、６…負荷、７…直
流電圧検出器、８…直流電圧補償器、９…電圧検出器、
１０…電源位相検出手段、１１…電流検出器、１２…ｕ
ｖｗ／ｄｑ変換手段、１３…非干渉電流制御手段、１４
…ｄｑ／ｕｖｗ変換手段、１５…交流リアクトル電流直
流分積算手段、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ…ゲイン、１８
…ＰＷＭ信号発生手段、２４…積分器、２５…直流分算
出手段、２６…直流分積算手段。
フロントページの続き
(72)発明者 山本 敏彦
千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号
株式会社 日立製作所 産業機器事業
部内
(72)発明者 上総 裕之
千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号
日立京葉エンジニアリング株式会社内
(56)参考文献 特開 平２−241366（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−123963（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−224671（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/219
Claims (5)
- 【請求項１】三相交流電源とＰＷＭコンバータとの間
に、交流リアクトルを接続すると共に、該PWMコンバー
タと負荷との間に平滑コンデンサを接続した電圧形ＰＷ
Ｍコンバータを制御する制御装置において、該制御装置が、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値とが一致する
ように有効パワー分電流指令値Ｉq *を出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる三相分の電流を、二軸の回
転座標軸成分に変換し、有効パワー分電流Ｉq と無効パ
ワー分電流Ｉd とを検出する手段と、 前記有効パワー分電流指令値Ｉq *に検出した有効パワー
分電流Ｉq が一致し、検出した無効パワー分電流Ｉd が
零になるように、基本となるコンバータ入力電圧ベクト
ルの回転座標成分Ｖqx，Ｖdxを出力する手段と、 このＶqx，Ｖdxを三相の固定座標成分に変換し、基本と
なる相電圧指令Ｖux，Ｖvx，Ｖwxを出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる電流を積分又は１次遅れ補
償によって、前記交流リアクトルに流れる三相分の電流
の直流成分を求め、該直流成分から相電圧指令補正量Δ
Ｖu，ΔＶv，ΔＶwを演算し、出力する手段とを具備
し、 前記基本となる相電圧指令Ｖux，Ｖvx，Ｖwxと、前記相
電圧指令補正量ΔＶu，ΔＶv，ΔＶw とを各相毎に加算
した出力Ｖu *，Ｖv *，Ｖw *によってＰＷＭ制御すること
を特徴とした電圧形ＰＷＭコンバータの制御装置。 - 【請求項２】三相交流電源とＰＷＭコンバータとの間
に、交流リアクトルを接続すると共に、該PWMコンバー
タと負荷との間に平滑コンデンサを接続した電圧形ＰＷ
Ｍコンバータを制御する制御装置において、該制御装置が、 前記平滑コンデンサ電圧の指令値と検出値とが一致する
ように有効パワー分電流指令値Ｉq *を出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる三相分の電流を、二軸の回
転座標軸成分に変換し、有効パワー分電流Ｉq と無効パ
ワー分電流Ｉd とを検出する手段と、 前記有効パワー分電流指令値Ｉq *に検出した有効パワー
分電流Ｉq が一致し、検出した無効パワー分電流Ｉd が
零になるように、基本となるコンバータ入力電圧ベクト
ルの回転座標軸成分Ｖqx，Ｖdxを出力する手段と、 前記交流リアクトルに流れる電流を積分又は１次遅れ補
償によって直流成分を求め、該直流成分から求めた相電
圧指令補正量を二軸の回転座標軸成分に変換して回転座
標成分の直流成分を求め、該回転座標成分の直流成分を
用いて電圧指令補正量ΔＶd，ΔＶqを求めて出力する手
段とを具備し、 前記基本となる回転座標軸成分の指令Ｖqx，Ｖdxと、前
記回転座標軸成分の電圧指令補正量ΔＶd，ΔＶqとをそ
れぞれ加算してＶd *，Ｖq *を求め、該Ｖ d * ，Ｖ q * を三相
の固定座標成分に変換したＶ u * ，Ｖ v * ，Ｖ w * によってＰ
ＷＭ制御することを特徴とした電圧形PWMコンバータの
制御装置。 - 【請求項３】請求項１又は請求項２の何れかに記載した
交流リアクトルに流れる電流の直流成分を検出する手段
が、 各相の交流リアクトル電流を直接積分で求めるか又は、
１次遅れ補償した出力から求めるか又は、電源周期の整
数倍区間の交流リアクトル電流の平均値をリアクトル電
流の直流成分とし、該直流成分を積分又は１次遅れ補償
した出力から求めることの何れかであることを特徴とし
た電圧形ＰＷＭコンバータの制御装置。 - 【請求項４】請求項１において、前記交流リアクトルに
流れる二相分の検出電流を用いて、交流リア クトルに流
れる三相分の直流成分を求めることを特徴とする電圧型
ＰＷＭコンバータの制御装置。 - 【請求項５】請求項２において、前記交流リアクトルに
流れる二相分の検出電流を用いて、前記二軸の回転座標
成分の直流成分を求めることを特徴とする電圧型ＰＷＭ
コンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13687094A JP3509935B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | 電圧形ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13687094A JP3509935B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | 電圧形ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH089646A JPH089646A (ja) | 1996-01-12 |
| JP3509935B2 true JP3509935B2 (ja) | 2004-03-22 |
Family
ID=15185457
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13687094A Expired - Lifetime JP3509935B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | 電圧形ｐｗｍコンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3509935B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4576068B2 (ja) * | 2001-04-18 | 2010-11-04 | 東京電力株式会社 | 系統連系電力変換システムの制御装置 |
| JP4915136B2 (ja) * | 2006-04-27 | 2012-04-11 | 富士電機株式会社 | 多重電力変換器の制御装置 |
| JP4879953B2 (ja) * | 2008-11-05 | 2012-02-22 | 株式会社日本製鋼所 | 電動射出成形機の電力表示方法および電力表示装置 |
| JP5753035B2 (ja) * | 2011-09-07 | 2015-07-22 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | インバータ装置及び当該装置用入力変圧器の突入電流低減方法 |
-
1994
- 1994-06-20 JP JP13687094A patent/JP3509935B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH089646A (ja) | 1996-01-12 |
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