JP2007236155A

JP2007236155A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2007236155A
Application number: JP2006057463A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Unno; 洋海野; Yoshihiko Kikuchi; 芳彦菊地; Haruo Watanabe; 晴夫渡辺
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2006-03-03
Filing date: 2006-03-03
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2026-03-03
Also published as: JP4785561B2

Abstract

【課題】ゼロボルトスイッチングを実現し、装置全体の低コスト化並びに小型化を可能としたスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】直流電源Ｖｉｎと、一次巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２並びに三次巻線Ｎｒとを有する出力トランスＴと、前記第二の一次巻線と第一のスイッチ素子Ｑ１との直列回路と、前記スイッチ素子の端子間に接続される前記第一の一次巻線と第一のコンデンサＣ１との直列回路と、前記第一の一次巻線の端子間に接続される第二のスイッチ素子Ｑ２と第二のコンデンサＣ２との直列回路と、第一の整流素子Ｄ１と第一の二次巻線との直列回路と、この直列回路と並列に第二の整流素子Ｄ２と第二の二次巻線との直列回路と、この直列回路を構成する第二の二次巻線の一端に接続される三次巻線との直列回路と、平滑コンデンサＣｏとを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率化、小型化、並びに低コスト化を実現するスイッチング電源装置に関するものである。

従来のスイッチング電源装置として、図１４に示すように、一次側を、直流電源の両端にトランスＴの第一の一次巻線Ｎｐ１と第一のスイッチ素子Ｑ１とを直列に接続し、このスイッチ素子Ｑ１の端子間に第二の一次巻線Ｎｐ２と第一のコンデンサＣ１とを直列に接続し、第二の一次巻線Ｎｐ２の端子間に第二のスイッチ素子Ｑ２と第二のコンデンサＣ２とを直列に接続して構成し、二次側を、二次巻線Ｎｓにセンタータップを設け、この二次巻線Ｎｓの両端に整流回路を接続して構成してある、いわゆるブーストハーフブリッジ（以下「ＢＨＢ」という。）方式スイッチング電源装置といわれるスイッチング電源装置が公知である（特許文献１参照）。

また、別の従来のスイッチング電源装置として、図１５に示すように、一次側を、直流電源の両端に第一のトランスＴ１の一次巻線Ｎｐ１と第二のトランスＴ２の一次巻線Ｎｐ２と第一のスイッチ素子Ｑ１とを直列に接続し、第一のスイッチ素子Ｑ１の両端に第二のスイッチ素子Ｑ２とコンデンサＣ１とを直列に接続して構成し、二次側を、第一のダイオードＤ１と第一のトランスＴ１の二次巻線Ｎｓ１と第二のトランスＴ２の三次巻線Ｎｒとを直列に接続し、第一のダイオードＤ１と第一のトランスＴ１の二次巻線Ｎｓ１との直列回路に並列に、第二のダイオードＤ２と第二のトランスＴ２の二次巻線Ｎｓ２との直列回路を接続して構成してあるものが公知である（特許文献２参照）。
特開２００３− ７９１４２公報特開２００４−３２０９１６公報

しかし、前者のスイッチング電源は、定格負荷付近で漏れインダクタンス電流を利用することにより、ゼロボルトスイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）が可能であるが、軽負荷域ではこれらの電流が減少し、ＺＶＳが困難である。一方、軽負荷域でもＺＶＳできる程度の電流を流せる漏れインダクタンス値にすると、デッドタイムが長くなり、効率低下を招くという問題が生じる。

また、後者のスイッチング電源装置は、第一のトランスを飽和させることにより、ＺＶＳ用の電流を得ることができるが、二つのトランスを要するため、装置全体のコストがかかるとともに、設置面積が大きくなるという問題点がある。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、ゼロボルトスイッチングを実現し、装置全体の低コスト化並びに小型化を可能としたスイッチング電源装置を提供する。

上記課題を解決するため、本発明のスイッチング電源装置は、直流電源と、第一の一次巻線、第二の一次巻線、二次巻線並びに三次巻線とを有する出力トランスと、前記第一の一次巻線と第一のスイッチ素子との直列回路と、前記第一のスイッチ素子の端子間に接続される前記第二の一次巻線と第一のコンデンサとの直列回路と、前記第二の一次巻線の端子間に接続される第二のスイッチ素子と第二のコンデンサとの直列回路と、第一の整流素子と第一の二次巻線との直列回路と、この直列回路と並列に第二の整流素子と第二の二次巻線との直列回路と、この直列回路を構成する第二の二次巻線の一端に接続される三次巻線との直列回路と、平滑コンデンサとを有することを特徴とする。

直流電源と、一次巻線、二次巻線並びに三次巻線とを有する出力トランスと、前記一次巻線と第一のスイッチ素子との直列回路と、前記第一のスイッチ素子の端子間に接続される第二のスイッチング素子とコンデンサとの直列回路と、第一の整流素子と第一の二次巻線との直列回路と、この直列回路と並列に第二の整流素子と第二の二次巻線との直列回路と、この直列回路を構成する第二の二次巻線の一端に接続される三次巻線との直列回路と、平滑コンデンサとを有することを特徴とする。

前記整流素子がＭＯＳＦＥＴその他スイッチング素子であることを特徴とする。

本発明によれば、トランスが一つで済むことにより、従来のスイッチング電源装置に比べて装置全体の低コスト化並びに小型化を可能とした。また、特にＢＨＢ方式のスイッチング電源装置においては、高入力電圧域，中負荷域でＺＶＳできる程度の電流を流せる漏れインダクタンス値にすると、デッドタイムが長くなり、効率低下を招くという問題があったが、この発明により、漏れインダクタンス値を大きくしなくとも高入力電圧域，中負荷域においても、効率の低下を抑えてＺＶＳをすることができる。

図１は本発明を実施するための最良の形態を示すものである。本実施例に係るスイッチング電源装置は、２つの一次巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２、２つの二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２並びに三次巻線Ｎｒとを有する出力トランスＴを有する。出力トランスＴの構成については後述する。本実施例に係るスイッチング電源装置はＢＨＢ方式のスイッチング電源装置を採用している。具体的には、直流電源Ｖｉｎの両端に第一の一次巻線Ｎｐ１と第一のスイッチ素子Ｑ１とを直列に接続してある。続いて、第一のスイッチ素子Ｑ１の端子間に第二の一次巻線Ｎｐ２と第一のコンデンサＣ１とを直列に接続してある。また、第二の一次巻線Ｎｐ２の端子間に第二のスイッチ素子Ｑ２と第二のコンデンサＣ２とを直列に接続してある。

二次側においては、第一の整流素子Ｄ１と第一の二次巻線Ｎｓ１とを直列に接続し、この直列回路と並列に第二の整流素子Ｄ２と第二の二次巻線Ｎｓ２との直列回路を接続してある。また、この直列回路を構成する第二の二次巻線Ｎｓ２の一端に三次巻線Ｎｒを接続して整流回路を構成し、この出力側に平滑コンデンサＣｏを設けてある。

続いて、本実施例に係るスイッチング電源装置を構成するトランスの一例を図２及び図３に示す。本実施例のトランスＴ１１は、底板に４個の磁脚を並列に隔に設けてある。内側に設けた２つの磁脚のうち一方の磁脚に第一の二次巻線Ｎｓ１を巻回し、他方の磁脚に第二の二次巻線Ｎｓ２を巻回してある。また、内側に設けた２つの磁脚周囲に三次巻線Ｎｒを巻回してある。さらに、二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２を外側から覆うように第二の一次巻線Ｎｐ２と、第一の一次巻線Ｎｐ１を巻回してある。

続いて、別の出力トランスＴの実施例について図４の図に従って説明する。図４に示す出力トランスＴ１２は、内側の磁脚２２，２３は前記実施例同様に二個設けてあり、外側の磁脚２１を一個のみ設け、計三個の磁脚２１，２２，２３を設けたコア２を備えてある。巻線Ｎｐ，Ｎｓ１，Ｎｓ２，Ｎｒの巻き方については図４図示実施例と同様である。

続いて、前記とは別のトランスの一例を図５及び図６に示す。本実施例のトランスＴ１３は、底板に４個の磁脚を並列に設けてある。内側に設けた２つの磁脚のうち一方の磁脚に第一の二次巻線Ｎｓ１を巻回し、他方の内側磁脚に第二の二次巻線Ｎｓ２を巻回してある。また、内側に設けた２つの磁脚それぞれに三次巻線Ｎｒを巻回してある。さらに、それぞれの磁脚に第二の一次巻線Ｎｐ２及び第一の一次巻線Ｎｐ１を巻回してある。加えて、それぞれの磁脚に巻回した一次巻線Ｎｐ１，Ｎｐ２及び三次巻線Ｎｒの内側の端部を導線で接続してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源装置は、以下のように動作する。回路動作を、等価回路図である図７とその各部の電圧と電流の波形である図８を用いて説明する。図１に示す実施例のトランスＴは、等価的に図７に示すトランスＴ１とＴ２の２つのトランスとして表す事ができる。

先ず、図７に示す時間Ｔ０の際に第一のスイッチ素子Ｑ１がオンするが、入力電圧はトランス一次側漏れインダクタンスに印加されている。第一の一次巻線Ｎｐ１と第三の一次巻線Ｎｐ３とを接続した両端と、第二の一次巻線Ｎｐ２と第四の一次巻線Ｎｐ４とを接続した両端はそれぞれ短絡状態であり、二次側への電力供給は行われていない。二次側の第一の整流ダイオードＤ１と第二の整流ダイオードＤ２とが両方とも導通している転流期間である。

続いて、図８に示すように時間Ｔ１で一次側電流は、二次側出力電流の一次換算値に達し、第一の一次巻線Ｎｐ１と第三の一次巻線Ｎｐ３とを接続した両端と、第二の一次巻線Ｎｐ２と第四の一次巻線Ｎｐ４とを接続した両端に電圧が発生する。二次側の第一の整流ダイオードＤ１と第二の整流ダイオードＤ２との両方を流れていた電流は、全て第一の整流ダイオードＤ１に移行し、第一の励磁インダクタンスＬｐ１と第二の励磁インダクタンスＬｐ２への充電及び第三の一次巻線Ｎｐ３と第四の一次巻線Ｎｐ４とより二次側への電力供給が始まる。

時間Ｔ２になると、第一のスイッチ素子Ｑ１がオフする。その時トランス一次側漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギにより第一のスイッチ素子Ｑ１の内部コンデンサＣＱ１は充電され、第二のスイッチ素子Ｑ２の内部コンデンサＣＱ２は放電される。この時、二次側への電力供給は続いている。

時間Ｔ３になると、第二のスイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードＤＱ２が導通する。第一の一次巻線Ｎｐ１と第三の一次巻線Ｎｐ３とを接続した両端と、第二の一次巻線Ｎｐ２と第四の一次巻線Ｎｐ４とを接続した両端の電圧はそれぞれゼロボルトになり二次側の第一の整流ダイオードＤ１と第二の整流ダイオードＤ２とが両方とも導通している転流期間になる。

時間Ｔ４で第二のスイッチ素子Ｑ２がオンする。この時、第二のスイッチ素子Ｑ２はこの寄生ダイオードＤＱ２が導通した状態であるので、ゼロボルトスイッチングする。

時間Ｔ５になると、第一の整流ダイオードＤ１と第二の整流ダイオードＤ２との両方を流れていた電流は、全て第二の整流ダイオードＤ２に移行し、トランスの一次側をクランプし、第一の励磁インダクタンスＬｐ１及び第二の励磁インダクタンスＬｐ２に蓄積されたエネルギの放出が第一の一次巻線Ｎｐ１及び第二の一次巻線Ｎｐ２より行われ、二次側への電力供給が始まる。第一の三次巻線Ｎｒ１電流及び第二の三次巻線Ｎｒ２電流が増加、各励磁インダクタ電流に重畳し、第二のスイッチ素子Ｑ２電流が増加する。

時間Ｔ６で第二のスイッチ素子Ｑ２がオフする。第二の漏れインダクタンスＬｒ２に蓄積されたエネルギにより第二のスイッチ素子Ｑ２の内部コンデンサＣＱ２は充電され、第一のスイッチ素子Ｑ１の内部コンデンサＣＱ１は放電される。またこの際、本実施例では第一の三次巻線Ｎｒ１電流及び第二の三次巻線Ｎｒ２電流の影響により、第一の励磁インダクタンスＬｐ１電流、第二の励磁インダクタンスＬｐ２電流、第三の励磁インダクタンスＬｐ３電流並びに第四の励磁インダクタンスＬｐ４電流は全周期に渡り直流重畳し、従来方式よりも大きな電流値となっている。この増大した電流により第二のスイッチ素子Ｑ２の内部コンデンサＣＱ２の充電、第一のスイッチ素子Ｑ１の内部コンデンサＣＱ１の放電を行うため従来の方式よりもＺＶＳ範囲を拡大させる事が可能になる。

時間Ｔ７になると、第一のスイッチ素子Ｑ１の内部コンデンサＣＱ１は充分放電されており、第一のスイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤＱ１が導通し始める。次のサイクルが始まるときには、第一のスイッチ素子Ｑ１の寄生ダイオードＤＱ１が導通した状態であるので、第一のスイッチ素子Ｑ１はゼロボルトスイッチングする。

本実施形態に係るスイッチング電源装置は、以上のような作用によりトランスが一つで済み、従来のスイッチング電源装置に比べて装置全体の低コスト化並びに小型化を可能とした。また、ＢＨＢ方式のスイッチング電源装置では、高入力電圧域，中負荷域でＺＶＳできる程度の励磁電流を流せるインダクタンス値にすると、この電流による損失が大きく、効率が低下するという問題があったが、この発明により、高入力電圧域，中負荷域においても、第一のスイッチ素子の寄生容量放電電流が増加して、効率の低下を抑えてＺＶＳをすることができる。

続いて、本発明は、フォワードアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置に応用することができ、図９にこれを示す。本実施例に係るスイッチング電源装置は、一次巻線Ｎｐ、２つの二次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２並びに三次巻線Ｎｒとを有する出力トランスＴを有する。出力トランスＴの構成については後述する。直流電源Ｖｉｎの両端に一次巻線Ｎｐと第一のスイッチ素子Ｑ１とを直列に接続してある。続いて、一次巻線Ｎｐの端子間に第二のスイッチ素子Ｑ２とコンデンサＣ１とを直列に接続してある。

続いて、本実施例に係るスイッチング電源装置を構成するトランスの一例を図１０及び図１１に示す。本実施例のトランスＴ２１は、底板に４個の磁脚を並列に設けてある。内側に設けた２つの磁脚のうち一方の磁脚に第一の二次巻線Ｎｓ１を巻回し、他方の内側磁脚に第二の二次巻線Ｎｓ２を巻回してある。また、内側に設けた２つの磁脚周囲に三次巻線Ｎｒを巻回してある。さらに、第一の二次巻線Ｎｓ１，第二の二次巻線Ｎｓ２を外側から覆うように一次巻線Ｎｐを巻回してある。

続いて、前記とは別のトランスの一例を図１２及び図１３に示す。本実施例のトランスは、底板に４個の磁脚を並列に設けてある。内側に設けた２つの磁脚のうち一方の磁脚に第一の二次巻線Ｎｓ１を巻回し、他方の内側磁脚に第二の二次巻線Ｎｓ２を巻回してある。また、内側に設けた２つの磁脚のそれぞれに三次巻線Ｎｒを巻回し、さらに一次巻線Ｎｐを巻回してある。加えて、それぞれの磁脚に巻回した一次巻線Ｎｐ及び三次巻線Ｎｒの内側の端部を導線で接続してある。

以上のように構成してあるスイッチング電源装置は、ＢＨＢ方式のスイッチング電源装置と同様に作用する。そのため、詳細な説明は割愛する。なお、ＢＨＢ方式のスイッチング電源装置、並びにフォワードアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置の実施例において、二次側の整流素子としてダイオードＤ１，Ｄ２を用いたが、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いた同期整流方式を採用することも可能である。

本発明によれば、トランスが一つで済むことにより、従来のスイッチング電源装置に比べて装置全体の低コスト化並びに小型化を可能とした。また、高入力電圧域，中負荷域においても、ＺＶＳの範囲を拡大することができ、産業上利用可能である。

本発明に係るスイッチング電源装置の最良の実施形態の回路構成図である。図１図示実施形態におけるトランスの実施例の正面図である。図２図示トランスのＡ−Ａ断面図である。図３とは別のトランスの実施例を示す構成図である。図１図示実施形態における別のトランスの実施例の正面図である。図５図示トランスのＡ−Ａ断面図である。本発明に係るスイッチング電源装置の等価回路図である。本発明に係るスイッチング電源装置の動作説明図である。フォワードアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置における最良の実施形態の回路構成図である。図９図示実施形態におけるトランスの実施例の正面図である。図１０図示トランスのＡ−Ａ断面図である。図９図示実施形態における別のトランスの実施例の正面図である。図１２図示トランスのＡ−Ａ断面図である。従来のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１４図示従来例とは別のスイッチング電源装置の回路構成図である。

符号の説明

Ｔトランス
Ｑスイッチ素子
Ｌチョーク
Ｃコンデンサ
Ｄダイオード
Ｎｐ一次巻線
Ｎｓ二次巻線
Ｎｒ三次巻線

Claims

直流電源と、一次巻線、二次巻線並びに三次巻線とを有する出力トランスと、前記第一の一次巻線と第一のスイッチ素子との直列回路と、前記第一のスイッチ素子の端子間に接続される前記第二の一次巻線と第一のコンデンサとの直列回路と、前記第二の一次巻線の端子間に接続される第二のスイッチ素子と第二のコンデンサとの直列回路と、第一の整流素子と第一の二次巻線との直列回路と、この直列回路と並列に第二の整流素子と第二の二次巻線との直列回路と、この直列回路を構成する第二の二次巻線の一端に接続される三次巻線との直列回路と、平滑コンデンサとを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
直流電源と、一次巻線、二次巻線並びに三次巻線とを有する出力トランスと、前記一次巻線と第一のスイッチ素子との直列回路と、前記一次巻線の端子間に接続される前記第二のスイッチング素子とコンデンサとの直列回路と、第一の整流素子と第一の二次巻線との直列回路と、この直列回路と並列に第二の整流素子と第二の二次巻線との直列回路と、この直列回路を構成する第二の二次巻線の一端に接続される三次巻線との直列回路と、平滑コンデンサとを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
前記整流素子がＭＯＳＦＥＴその他スイッチング素子であることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。