JP2007074702A - 充電回路、集積回路、および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）に用いる充電回路を提供する。
【解決手段】増幅器と、音声信号と基準コンデンサに保存された基準電圧に基づいた前記増幅器によって駆動された負荷を含むブリッジ接続負荷に用いる充電回路であって、制御信号に基づいて第１電圧と第２電圧の１つを前記基準コンデンサに提供し、前記基準電圧は、前記基準電圧は、第１電圧と第２電圧に基づいて、基準コンデンサによって発生される電力供給装置、前記基準電圧が第１既定値より小さい時、前記制御信号の作動を停止して前記第１電圧を前記基準コンデンサに提供し、前記基準電圧が第２既定値より小さく、前記第１既定値より大きい、または前記第１既定値に等しい時、前記制御信号を作動して前記第２電圧を前記基準コンデンサに提供する比較装置を含む充電回路。
【選択図】図４

Description

本発明は、充電回路に関し、特に、ブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）の充電回路に関するものである。

図１は、従来のブリッジ接続負荷の概略図である。仮に電圧ＶｃｃがＢＴＬ１０に提供され、音声信号ＶＡＣがＢＴＬ１０に提供されず、レジスタＲ１とＲ２の抵抗が同じ時、コンデンサＣ１は充電を始める。節点１１の電圧がＶｃｃ／２に等しい時、コンデンサＣ１は充電を止める。よって、節点１２の電圧は、節点１１の電圧とほぼ等しくなり、節点１３の電圧は、増幅器の特性に基づいてＶｃｃ／２に等しくなる。

負荷ＲＬが節点１４と接地に接続された節点１５の間に接続されていることから、節点１４の電圧は、節点１５の電圧に等しくなる。節点１３と１４の電圧が異なる時、コンデンサＣ２は、節点１４の電圧が節点１２の電圧（ｅ.ｇ．Ｖｃｃ／２）に等しくなるまで充電をする。節点１４の電圧が節点１５の電圧と異なる時、負荷ＲＬ上に電流が流れる。例えば、負荷ＲＬがスピーカーの時、負荷ＲＬ上に発生された電流は、スピーカーに異常な音を発生させる。

図２ａは、もう１つの従来のブリッジ接続負荷の概略図である。仮に電圧ＶｃｃがＢＴＬ１０に提供され、音声信号ＶＡＣがＢＴＬ１０に提供されず、レジスタＲ１とＲ２の抵抗が同じ時、コンデンサＣ３は充電を始める。

節点２１の電圧がＶｃｃ／２に達しない時、スイッチユニットＳＷ１、ＳＷ２は、短絡状態にある。よって、節点２３の電圧は、節点２４の電圧に等しくなり、スピーカー２７から異常な音が発生されなくなる。

しかし、コンデンサＣ４の働きにより、節点２１の電圧がＶｃｃ／２に達する期間は、節点２２の電圧より速い。例えば、節点２１の電圧が例えば６ＶのＶｃｃ／２に等しい時、節点２２の電圧は、同じ期間で５Ｖにほぼ等しい。

節点２１の電圧がＶｃｃ／２に等しいことから、スイッチユニットＳＷ１とＳＷ２は、開放状態にある。また、節点２２の電圧は、５Ｖにほぼ等しく、増幅器２５と２６の正相端子の電圧は、Ｖｃｃ／２にほぼ等しく、節点２３の電圧は、７Ｖにほぼ等しく、節点２４の電圧は、５Ｖにほぼ等しい。よって、スピーカーは、異常な音を発生する。また、レジスタＲ１とＲ２の抵抗が同じ時、節点２１の電圧は、Ｖｃｃ／２に等しい。しかし、レジスタＲ１とＲ２の抵抗を異ならせる製造誤差がある時、節点２１の電圧は、Ｖｃｃ／２に等しくない。よって、スイッチユニットＳＷ１とＳＷ２は、短絡状態にあり、ブリッジ接続負荷２０は、操作されない。

図２ｂは、図２ａに示す節点２１の電圧の曲線図である。高電圧Ｖｃｃ＝５Ｖと仮定する。レジスタＲ１の抵抗が５０Ｋに等しく、レジスタＲ２の抵抗が４９Ｋに等しい時、節点２１の電圧は、２.４７Ｖにほぼ等しい。

図３ａは、もう１つの従来のブリッジ接続負荷の概略図である。この従来のＢＴＬ２００のコンデンサＣ５は、一定の電流源Ｉによって充電されるため、節点２０１の電圧がＶｃｃ／２に達する期間は、節点２０２の電圧より速い。節点２０１と２０２の電圧が異なる時、節点２０３と２０４の電圧も異なる。よって、スピーカーは、異常な音を発生する。

図３ｂは、図３ａに示す節点２０１の電圧の曲線図である。高電圧Ｖｃｃ＝５Ｖと仮定する。時間ｔ１の時、節点２０１の電圧は、２.５Ｖにほぼ等しい。

図３ｃは、図３ａに示すスピーカー２０７の状態図である。節点２０１の電圧は、２.５Ｖに達するが節点２０２の電圧は、同じ時間で２.５Ｖに等しくない。スピーカー２０７上にほぼ２００ｍＶに等しい電圧差があるため、スピーカーは、異常な音を発生する。

ブリッジ接続負荷（ＢＴＬ）に用いる充電回路を提供する。

ブリッジ接続負荷に用いる充電回路の実施例は、増幅器と、音声信号に基づいた増幅器によって駆動された負荷と、基準コンデンサに保存された基準電圧を含む。充電回路は、電力供給装置と比較装置を含む。電力供給装置は、制御信号に基づいて第１電圧と第２電圧の１つを基準コンデンサに提供する。基準電圧は、第１電圧と第２電圧に基づいて、基準コンデンサによって発生される。比較装置は、基準電圧が第１既定値より小さい時、制御信号の作動を停止して第１電圧を基準コンデンサに提供し、基準電圧が第２既定値より小さく、第１既定値より大きい、または第１既定値に等しい時、制御信号を作動して第２電圧を基準コンデンサに提供する。

また、負荷を駆動する集積回路を提供する。集積回路は、基準コンデンサ、増幅器、電力供給装置と比較装置を含む。基準コンデンサは、基準電圧を保存する。増幅器は、音声信号と基準電圧に基づいて負荷を駆動する。電力供給装置は、制御信号に基づいて第１電圧と第２電圧の１つを基準コンデンサに提供する。基準電圧は、第１電圧と第２電圧に基づいて、基準コンデンサによって発生される。比較装置は、基準電圧が第１既定値より小さい時、制御信号の作動を停止して第１電圧を基準コンデンサに提供し、基準電圧が第２既定値より小さく、第１既定値より大きい、または第１既定値に等しい時、制御信号を作動して第２電圧を基準コンデンサに提供する。

ブリッジ接続負荷に用いられる制御方法の実施例は、増幅器と負荷を含む。増幅器は、音声信号と基準コンデンサに保存された基準電圧に基づいて負荷を駆動する。制御方法は、第１電圧を基準コンデンサに提供するステップ、基準電圧が第１既定値より大きいかどうかを判断するステップ、基準電圧が第１既定値より小さい時、第１電圧を基準コンデンサに提供するステップ、基準電圧が第１既定値より大きい時、第２電圧を基準コンデンサに提供するステップ、基準電圧が第２既定値より大きいかどうかを判断するステップ、基準電圧が第２既定値より小さい時、第２電圧を基準コンデンサに提供するステップを含む。

本発明によれば、節点Ｐ１の電圧に基づいて、基準コンデンサ３１が異なる充電電圧を受けることから、基準コンデンサの充電時間を比較的短くし、スピーカーより発生される音を小さくすることができる。

本発明についての目的、特徴、長所が一層明確に理解されるよう、以下に実施形態を例示し、図面を参照にしながら、詳細に説明する。

図４は、本発明の集積回路の実施例の概略図である。集積回路は、負荷３を駆動するために用いられ、基準コンデンサ３１、増幅器３２と、充電回路３３を含む。基準コンデンサ３１は、基準電圧Ｖｃを保存するために用いられる。増幅器３２は、音声信号ＶＡＣと基準電圧Ｖｃに基づいて負荷３を駆動する。ブリッジ接続負荷は、増幅器３２と負荷３によって構成される。

充電回路３３は、電力供給装置３３１と比較装置３３２を含み、電力供給装置３３１は、制御信号Ｓｃに基づいて電圧Ｖ１、または電圧Ｖ２を基準コンデンサ３１に提供する。

制御信号Ｓｃは、基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１より小さい時、比較装置３３２によって作動を停止され、電圧Ｖ１が基準コンデンサ３１に提供される。制御信号Ｓｃは、基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より小さく、既定値Ｒｅｆ１より大きい、または既定値Ｒｅｆ１に等しい時、比較装置３３２によって作動され、電圧Ｖ２が基準コンデンサ３１に提供される。制御信号Ｓｃは、基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より大きい、または既定値Ｒｅｆ１に等しい時、比較装置３３２によって作動を停止され、電圧Ｖ１が基準コンデンサ３１に提供される。

この実施例では、電力供給装置３３１は、第１充電モジュール３３３、第２充電モジュール３３４と、選択モジュール３３５を含む。第１充電モジュール３３３は、電圧Ｖ１を提供するために用いられ、第２充電モジュール３３４は、電圧Ｖ２を提供するために用いられる。選択モジュール３３５は、第１充電モジュール３３３、第２充電モジュール３３４と、基準コンデンサ３１の間に接続される。制御信号Ｓｃが作動を停止された時、選択モジュール３３５は、電圧Ｖ１を基準コンデンサ３１に提供する。制御信号Ｓｃが作動された時、選択モジュール３３５は、電圧Ｖ２を基準コンデンサ３１に提供する。

図５は、本発明の充電回路の実施例の概略図である。第１充電モジュール３３３と第２充電モジュール３３４は、それぞれ分圧器、または定電流源からなる。この実施例では、第１充電モジュール３３３は、電圧Ｖ１を提供するレジスタ４１１と４１２を含む。レジスタ４１１、４１２は、高電圧Ｖｃｃと低電圧Ｇｎｄの間に直列接続され、分圧器を形成する。第２充電モジュール３３４は、定電流源４２１を含み、電圧Ｖ２を提供する。

選択モジュール３３５は、第１スイッチユニット４３と第２スイッチユニット４４を含む。第１スイッチユニット４３は、第１充電モジュール３３３と基準コンデンサ３１の間に接続される。制御信号が作動を停止された時、第１スイッチユニット４３は、オンにされる。制御信号が作動された時、第１スイッチユニット４３は、オフにされる。

第２スイッチユニット４４は、ＰＭＯＳトランジスタ４４１とインバータ４４２を含む。ＰＭＯＳトランジスタ４４１のソースは、第２充電モジュール３３４に接続され、ＰＭＯＳトランジスタ４４１のドレインは、基準コンデンサ３１に接続される。インバータ４４２の入力端子は、制御信号Ｓｃを受け、インバータ４４２の出力端子は、ＰＭＯＳトランジスタ４４１のゲートに接続される。制御信号Ｓｃが作動を停止された時、ＰＭＯＳトランジスタ４４１は、オフにされる。制御信号Ｓｃが作動された時、ＰＭＯＳトランジスタ４４１は、オンにされる。

比較装置３３２は、第１比較器４５１、第２比較器４５２、Ｄ型フリップフロップ４５３、ロジックユニット４５４を含む。第１比較器４５１の正相端子は、基準電圧Ｖｃを受け、第１比較器４５１の逆相端子は、既定値Ｒｅｆ１を受けて、基準電圧Ｖｃと既定値Ｒｅｆ１を比較する。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１より大きい、または既定値と等しい時、高ロジックレベルが第１比較器４５１から出力される。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１より小さい時、低ロジックレベルが第１比較器４５１から出力される。

第２比較器４５２の正相端子は、基準電圧Ｖｃを受け、第１比較器４５１の逆相端子は、既定値Ｒｅｆ２を受けて、基準電圧Ｖｃと既定値Ｒｅｆ２を比較する。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より大きい、または既定値と等しい時、高ロジックレベルが第２比較器４５２から出力される。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より小さい時、低ロジックレベルが第２比較器４５２から出力される。

また、充電回路３３は、分圧器４６を更に含み、既定値Ｒｅｆ１を提供する。この実施例では、分圧器４６は、レジスタ４６１と４６２を含む。レジスタ４６１と４６２は、高電圧Ｖｃｃと低電圧Ｇｎｄの間に直列接続される。回路構造を簡易化するために、既定値Ｒｅｆ２は、第１充電モジュール３３３から発生された電圧Ｖ１からなる。

Ｄ型フリップフロップ４５３の入力端子Ｄは、第１比較器４５１の出力端子に接続され、第１比較器４５１のクロック端子ＣＫは、第２比較器４５２の出力端子に接続される。クロック端子ＣＫによって受けられた信号が上昇エッジにある時、Ｄ型フリップフロップ４５３の出力端子Ｑは、入力端子Ｄによって受けられた信号を出力する。

ロジックユニット４５４の第１入力端子は、Ｄ型フリップフロップ４５３の出力端子Ｑに接続され、ロジックユニット４５４の第２入力端子は、第１比較器４５１の出力端子に接続され、ロジックユニット４５４の出力端子は、制御信号Ｓｃを出力する。この実施例では、ロジックユニット４５４は、ＸＯＲゲートである。

充電回路の操作原理を以下に説明する。レジスタ４１１と４１２の抵抗が同じであり、Ｄ型フリップフロップ４５３の出力端子Ｑが低ロジックレベルを出力し、第１スイッチユニット４３がオンにされ、第２スイッチユニット４４がオフにされると仮定する。

第１ユニットがオンにされることから、基準コンデンサ３１は、第１充電モジュール３３３によって提供された電圧Ｖ１を受け、充電を始める。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１とＲｅｆ２より小さい時、第１比較器４５１は低ロジックレベルを出力し、第２比較器４５２も低ロジックレベルを出力する。よって、ロジックユニット４５４は、低ロジックレベルを出力し、制御信号Ｓｃの作動を停止する。

制御信号Ｓｃの作動が停止された時、第１スイッチユニット４３は、持続的にオンにされ、ＰＭＯＳトランジスタ４４１は、オフを維持する。よって、基準コンデンサ３１は、第１充電モジュール３３３より提供された電圧Ｖ１を受ける。

基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より小さく、既定値Ｒｅｆ１より大きい、または既定値Ｒｅｆ１に等しい時、第１比較器４５１は高ロジックレベルを出力し、第２比較器４５２は、低ロジックレベルを出力する。よって、ロジックユニット４５４は、高ロジックレベルを出力し、制御信号Ｓｃを作動する。

制御信号Ｓｃが作動された時、第１スイッチユニット４３は、オフにされ、ＰＭＯＳトランジスタ４４１は、オンにされる。よって、基準コンデンサ３１は、第２充電モジュール３３４により提供された電圧Ｖ２を受ける。

基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１とＲｅｆ２より大きい時、第１比較器４５１は高ロジックレベルを出力し、第２比較器４５２も高ロジックレベルを出力する。よって、Ｄ型フリップフロップ４５３のクロック端子ＣＫは、触発されてロジックユニット４５４が制御信号Ｓｃの作動を停止する。

制御信号Ｓｃの作動が停止された時、第１スイッチユニット４３は、オンにされ、ＰＭＯＳトランジスタ４４１は、オフにされる。よって、基準コンデンサ３１は、第１充電モジュール３３３より提供された電圧Ｖ１を受ける。

本発明の充電回路が基準電圧に基づいて、異なる電圧を提供して基準コンデンサを充電することから、充電回路がブリッジ接続負荷に用いられた時、充電回路は、急速充電された基準コンデンサによって引き起こされる異常な音をスピーカーが発生するのを防ぐ。

図６は、本発明の制御方法の実施例の流れ図である。図４を参照に制御方法を以下に説明する。電圧Ｖ１が基準コンデンサ３１に提供され、ステップ５１０で充電される。基準電圧Ｖｃがステップ５２０で検出される。

基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１より小さい時、電圧Ｖ１は、ステップ５１０で基準コンデンサ３１に持続的に提供される。よって、基準コンデンサ３１は、持続的に充電する。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１より大きい、または既定値Ｒｅｆ１に等しい時、電圧Ｖ２は、ステップ５３０で基準コンデンサ３１に提供される。

基準電圧Ｖｃがステップ５４０で検出される。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より小さい時、電圧Ｖ２は、ステップ５３０で基準コンデンサ３１に持続的に提供される。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より大きい、または既定値Ｒｅｆ２に等しい時、電圧Ｖ１は、ステップ５１０で基準コンデンサ３１に提供される。

図７は、本発明の基準コンデンサ３１の充電の曲線図である。図５を参照下さい。基準コンデンサ３１が充電され、制御方法を用いた時、曲線６１が得られる。時間ｔ１の前、基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ１より小さいことから、基準コンデンサ３１は、電圧Ｖ１で充電される。よって、基準コンデンサ３１の充電時間は、比較的速い。基準電圧Ｖｃが既定値Ｒｅｆ２より小さく、既定値Ｒｅｆ１より大きい、または既定値Ｒｅｆ１に等しい時、基準コンデンサ３１は、電圧Ｖ１で充電される。よって、基準コンデンサ３１の充電時間は、比較的遅い。

曲線６２は、図２ａのコンデンサＣ３の充電の曲線を表している。曲線６１と６２を比べると、時間ｔ１〜ｔ２の間の曲線６１の傾斜は、曲線６２の傾斜より小さい。よって、充電回路３３がブリッジ接続負荷に用いられた時、異常な音はスピーカーからほとんど発生されず、従来の充電回路がブリッジ接続負荷に用いられた時、異常な音はスピーカーからより容易に発生される。

図８ａは、図４に示す節点Ｐ１の電圧の曲線図である。図８ｂは、図４に示すスピーカー３の状態図である。高電圧Ｖｃｃ＝５Ｖと仮定する。時間ｔ２の時、節点Ｐ１の電圧は、２.５Ｖに達し、スピーカー３上の電圧差は、１２ｍＶにほぼ等しい。図３ｃと図８ｂを比較して下さい。スピーカー３より発生された音は、スピーカー２０７より発生された音より小さく、時間ｔ１は、時間ｔ２に等しい。

図３ａに示すコンデンサＣ５の充電時間が増加された時の節点２０１の電圧曲線図は、図９ａに示され、スピーカー２０７の状態図は、図９ａに示される。図９ａに示すように、時間ｔ３の時、節点２０１の電圧は、２.５Ｖに等しく、節点２０２の電圧は、時間ｔ３で２.５Ｖにほぼ等しく、時間ｔ３は、時間ｔ２よりかなり長い。よって、節点２０２の電圧も２.５Ｖに達し、スピーカー２０７上の電圧差は、ほぼ１２ｍＶとなる。

以上、本発明の好適な実施例を例示したが、これは本発明を限定するものではなく、本発明の精神及び範囲を逸脱しない限りにおいては、当業者であれば行い得る少々の変更や修飾を付加することは可能である。従って、本発明が保護を請求する範囲は、特許請求の範囲を基準とする。

従来のブリッジ接続負荷の概略図である。 もう１つの従来のブリッジ接続負荷の概略図である。 図２ａに示す節点２１の電圧の曲線図である。 もう１つの従来のブリッジ接続負荷の概略図である。 図３ａに示す節点２０１の電圧の曲線図である。 図３ａに示すスピーカー２０７の状態図である。 本発明の集積回路の実施例の概略図である。 本発明の充電回路の実施例の概略図である。 本発明の制御方法の実施例の流れ図である。 本発明の基準コンデンサ３１の充電の曲線図である。 図４に示す節点Ｐ１の電圧の曲線図である。 図４に示すスピーカー３の状態図である。 図３ａに示す節点２０１の電圧の曲線図である。 図３ａに示すスピーカー２０７の状態図である。

符号の説明

１０、２０ ブリッジ接続負荷
ＶＡＣ 音声信号
Ｒ１、Ｒ２、４１１、４１２、４６１、４６２ レジスタ
１１〜１５、２１〜２４ 節点
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｒｌ、２７ 負荷
２５、２６ 増幅器
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
４３ 第１スイッチユニット
４４ 第２スイッチユニット
３ 負荷
３１ 基準コンデンサ
３２ 増幅器
３３ 充電回路
２０７ スピーカー
３３１ 電力供給装置
３３２ 比較装置
３３３ 第１充電モジュール
３３４ 第２充電モジュール
３３５ 選択モジュール
４２１ 定電流源
４４１ ＰＭＯＳトランジスタ
４４２ インバータ
４５１、４５２ 第１、第２比較器
４５３ Ｄ型フリップフロップ
４５４ ロジックユニット
４６ 分圧器

Claims (24)

1. 増幅器と、音声信号と基準コンデンサに保存された基準電圧に基づいた前記増幅器によって駆動された負荷を含むブリッジ接続負荷に用いる充電回路であって、
   制御信号に基づいて第１電圧と第２電圧の１つを前記基準コンデンサに提供し、前記基準電圧は、前記基準電圧は、第１電圧と第２電圧に基づいて、基準コンデンサによって発生される電力供給装置と、
   前記基準電圧が第１既定値より小さい時、前記制御信号の作動を停止して前記第１電圧を前記基準コンデンサに提供し、前記基準電圧が第２既定値より小さく、前記第１既定値より大きい、または前記第１既定値に等しい時、前記制御信号を作動して前記第２電圧を前記基準コンデンサに提供する比較装置とを含む充電回路。
2. 前記制御信号は、前記基準電圧が第２既定値より大きい、または前記第２既定値に等しい時、比較装置によって作動を停止される請求項１に記載の充電回路。
3. 前記電力供給装置は、
   前記第１電圧を提供する第１充電モジュール、および
   前記第２電圧を提供する第２充電モジュールを含む請求項１に記載の充電回路。
4. 前記第１充電モジュールと前記第２充電モジュールは、それぞれ分圧器、または定電流源からなる請求項３に記載の充電回路。
5. 前記電力供給装置は、前記第１充電モジュールと、前記第２充電モジュールと、前記基準コンデンサに接続される選択モジュールとを更に含み、前記制御信号が作動を停止された時、前記第１電圧を前記基準コンデンサに提供し、前記制御信号が作動された時、前記第２電圧を前記基準コンデンサに提供する請求項３に記載の充電回路。
6. 前記選択モジュールは、
   前記第１充電モジュールと前記基準コンデンサの間に接続され、前記制御信号が作動を停止された時、オンにされ、前記制御信号が作動された時、オフにされる第１スイッチユニット、および
   前記充電モジュールと前記基準コンデンサの間に接続され、前記制御信号が作動を停止された時、オフにされ、前記制御信号が作動された時、オンにされる第２スイッチユニットを含む請求項５に記載の充電回路。
7. 前記第２スイッチユニットは、
   ゲート、前記第２充電モジュールに接続されたソースと、前記基準コンデンサに接続されたドレインを含むＰＭＯＳトランジスタ、
   前記制御信号を受ける入力端子と前記ゲートに接続された出力端子を含むインバータを含む請求項６に記載の充電回路。
8. 前記比較装置は、
   前記基準電圧と前記第１既定値を比較する第１比較器、および
   前記基準電圧と前記第２既定値を比較する第２比較器を含む請求項７に記載の充電回路。
9. 前記比較装置は、
   前記第１比較器の出力端子に接続された入力端子、前記第２比較器の出力端子に接続されたクロック端子と、出力端子を含むＤ型フリップフロップ、および
   前記Ｄ型フリップフロップの前記出力端子に接続された第１入力端子、前記第１比較器の前記出力端子に接続された第２入力端子と、前記制御信号を出力する出力端子を含むロジックユニットを更に含む請求項８に記載の充電回路。
10. 前記第１既定値を提供する分圧器を更に含む請求項９に記載の充電回路。
11. 前記第１電圧は前記第２既定値からなる請求項１０に記載の充電回路。
12. 基準電圧を保存する基準コンデンサ、
    音声信号と前記基準電圧に基づいて前記負荷を駆動する増幅器、
    制御信号に基づいて第１電圧と第２電圧の１つを前記基準コンデンサに提供し、前記基準電圧は、前記基準電圧は、第１電圧と第２電圧に基づいて、基準コンデンサによって発生される電力供給装置と、
    前記基準電圧が第１既定値より小さい時、前記制御信号の作動を停止して前記第１電圧を前記基準コンデンサに提供し、前記基準電圧が第２既定値より小さく、前記第１既定値より大きい、または前記第１既定値に等しい時、前記制御信号を作動して前記第２電圧を前記基準コンデンサに提供する比較装置とを含む負荷を駆動する集積回路。
13. 前記制御信号は、前記基準電圧が第２既定値より大きい、または前記第２既定値に等しい時、比較装置によって作動を停止される請求項１２に記載の集積回路。
14. 前記電力供給装置は、
    前記第１電圧を提供する第１充電モジュール、および
    前記第２電圧を提供する第２充電モジュールを含む請求項１２に記載の集積回路。
15. 前記第１充電モジュールと前記第２充電モジュールは、それぞれ分圧器、または定電流源からなる請求項１４に記載の集積回路。
16. 前記電力供給装置は、前記第１充電モジュールと、前記第２充電モジュールと、前記基準コンデンサに接続される選択モジュールとを更に含み、前記制御信号が作動を停止された時、前記第１電圧を前記基準コンデンサに提供し、前記制御信号が作動された時、前記第２電圧を前記基準コンデンサに提供する請求項１４に記載の集積回路。
17. 前記選択モジュールは、
    前記第１充電モジュールと前記基準コンデンサの間に接続され、前記制御信号が作動を停止された時、オンにされ、前記制御信号が作動された時、オフにされる第１スイッチユニット、および
    前記充電モジュールと前記基準コンデンサの間に接続され、前記制御信号が作動を停止された時、オフにされ、前記制御信号が作動された時、オンにされる第２スイッチユニットを含む請求項１６に記載の集積回路。
18. 前記第２スイッチユニットは、
    ゲートと、前記第２充電モジュールに接続されたソースと、前記基準コンデンサに接続されたドレインとを含むＰＭＯＳトランジスタ、
    前記制御信号を受ける入力端子と前記ゲートに接続された出力端子を含むインバータを含む請求項１７に記載の集積回路。
19. 前記比較装置は、
    前記基準電圧と前記第１既定値を比較する第１比較器、および
    前記基準電圧と前記第２既定値を比較する第２比較器を含む請求項１８に記載の集積回路。
20. 前記比較装置は、
    前記第１比較器の出力端子に接続された入力端子と、前記第２比較器の出力端子に接続されたクロック端子と、出力端子とを含むＤ型フリップフロップ、および
    前記Ｄ型フリップフロップの前記出力端子に接続された第１入力端子と、前記第１比較器の前記出力端子に接続された第２入力端子と、前記制御信号を出力する出力端子とを含むロジックユニットを更に含む請求項１９に記載の集積回路。
21. 前記第１既定値を提供する分圧器を更に含む請求項２０に記載の集積回路。
22. 前記第１電圧は前記第２既定値からなる請求項２１に記載の集積回路。
23. 増幅器と、音声信号と基準コンデンサに保存された基準電圧に基づいた前記増幅器によって駆動された負荷を含むブリッジ接続負荷に用いる制御方法であって、
    第１電圧を前記基準コンデンサに提供するステップと、
    前記基準電圧が第１既定値より大きいかどうかを判断するステップと、
    前記基準電圧が前記第１既定値より小さい時、前記第１電圧を前記基準コンデンサに提供するステップと、
    前記基準電圧が前記第１既定値より大きい時、第２電圧を前記基準コンデンサに提供するステップと、
    前記基準電圧が第２既定値より大きいかどうかを判断するステップと、
    前記基準電圧が前記第２既定値より小さい時、前記第２電圧を前記基準コンデンサに提供するステップとを含む制御方法。
24. 前記第１電圧は、前記基準電圧が前記第２既定値より大きい、または前記第２既定値に等しい時、前記基準コンデンサに提供する請求項２３に記載の制御方法。

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