JP2013093666A - オーディオ信号処理回路およびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】オーディオ信号処理回路１００のノイズを抑制する。
【解決手段】第１バッファ１０の電源端子には、第１電源からの第１電源電圧ＶＣＣ１が供給される。第２バッファ１２の電源端子には、第１電源からの第１電源電圧ＶＣＣ１が供給される。非反転アンプ１４の電源端子には、第２電源電圧ＶＣＣ２が供給される。起動電圧源１６は、その電源端子に第２電源電圧ＶＣＣ２を受け、起動電圧ＶＳＴＡＲＴを生成する。制御回路２０は、第２電源電圧ＶＣＣ２が所定のしきい値電圧より低いときにスイッチＳＷ１をオンし、第２電源電圧ＶＣＣ２がしきい値電圧より高いときにスイッチＳＷ１をオフする。
【選択図】図３

Description

本発明は、オーディオ信号を処理するオーディオ信号処理回路に関する。

スピーカやヘッドホン端子を備える電子機器には、オーディオ信号を増幅するオーディオ信号処理回路が搭載される。一般に、オーディオ信号処理回路は、直列に接続された複数のステージのアンプあるいはバッファを備える。

オーディオ信号の振幅は、後段のステージほど大きくなる。したがって効率の観点からは、複数のステージのアンプに対して、異なる電源電圧を供給することが好ましい。具体的には、前段のアンプには低い電源電圧を供給し、後段のアンプには高い電源電圧を供給することにより、低歪化、高効率化を両立できる。

特開２００５−１１７４８９号公報 特開２００５−２１７７１０号公報 特開２００４−２２２０７７号公報 特開平１１−３４０７５９号公報 特開２００３−２８３２６２号公報

本発明者は、マルチステージのアンプについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
図１は、本発明者が検討した２段のアンプを含むオーディオ信号処理回路の構成を示すブロック図である。前段の第１アンプＡＭＰ１は、利得１のバッファ（ボルテージフォロア）であり、その電源端子には第１電源電圧ＶＣＣ１が供給される。後段の第２アンプＡＭＰ２は、利得ｇ２を有する非反転増幅器であり、その電源端子には第１電源電圧ＶＣＣ１よりも高い第２電源電圧ＶＣＣ２が供給される。

第２アンプＡＭＰ２の出力は、直流防止キャパシタＣ１を介してパワーアンプＰＡに供給される。パワーアンプＰＡは、第２アンプＡＭＰ２の出力信号を増幅し、スピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子（以下、スピーカという）ＳＰＫへと供給する。

通常の動作状態（非ミュート状態）において、第１アンプＡＭＰ１の入力電圧および出力電圧Ｖａの直流レベルは、所定のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１に保たれている。好ましくはバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１は、第１アンプＡＭＰ１に対する電源電圧ＶＣＣ１の中点電圧ＶＣＣ１／２である。オーディオ信号Ｓ１の交流信号成分をＶｓｉｇと書くとき、第１アンプＡＭＰ１の出力Ｖａは、式（１）で与えられる。
Ｖａ＝Ｖｓｉｇ＋ＶＢＩＡＳ１ …（１）

第１アンプＡＭＰ１には、ミュート機能が設けられる。第１アンプＡＭＰ１は、ミュート状態において所定のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ１を出力する。第１アンプＡＭＰ１は、ミュート状態と非ミュート状態がシームレスに切りかえ可能に構成され、アンプＡＭＰ１と一体に構成される場合もある。オーディオ信号処理回路１００ｒの起動時には、第１アンプＡＭＰ１はミュート状態に設定される。

一方、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂは、その入力電圧Ｖａとバイアス電圧ＶＢＩＡＳ３を用いて式（１）で与えられる。
Ｖｂ＝（１＋Ｒ１／Ｒ２）×Ｖａ−Ｒ１／Ｒ２×ＶＢＩＡＳ３ …（２）
（１＋Ｒ１／Ｒ２）は、第２アンプＡＭＰ２の利得ｇ２である。

式（２）に式（１）を代入すると、式（３）を得る。
Ｖｂ＝ｇ２×Ｖｓｉｇ＋ＶＢＩＡＳ２ …（３）
ＶＢＩＡＳ２＝｛（１＋Ｒ１／Ｒ２）×ＶＢＩＡＳ１−Ｒ１／Ｒ２×ＶＢＩＡＳ３｝
つまり、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂは、直流レベルＶＢＩＡＳ２に、利得ｇ２で増幅された信号Ｖｓｉｇが重畳された波形となる。

第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂの直流レベルＶＢＩＡＳ２は、第２アンプＡＭＰ２に対する電源電圧ＶＣＣ２の中点電圧ＶＣＣ２／２であることが望ましい。バイアス電圧ＶＢＩＡＳ３は、ＶＢＩＡＳ２＝ＶＣＣ２／２が成り立つように設定される。

バイアス電圧ＶＢＩＡＳ２が一定であれば、直流阻止用キャパシタＣ１によって除去され、パワーアンプＰＡには、オーディオ信号Ｖｂ’＝ｇ２×Ｖｓｉｇが供給される。パワーアンプＰＡは、第２アンプＡＭＰ２の出力信号を増幅し、スピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子（以下、スピーカという）ＳＰＫへと供給する。

いま、第２電源電圧ＶＣＣ２が第１電源電圧ＶＣＣ１よりも先に立ち上がる状況について検討する。図２は、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒの動作を示す波形図である。第２電源電圧ＶＣＣ２が十分に高い状況では、第２アンプＡＭＰ２が正常に動作し、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂは、入力電圧Ｖａに応じたレベルとなる。ところが、第２電源電圧ＶＣＣ２が低い状態では、第２アンプＡＭＰ２が正常に動作しない。本明細書において、電源電圧が高くアンプが正常動作する領域を「安定領域」、電源電圧が低くアンプが正常動作しない領域を「不安定領域」と称し、そのしきい値電圧を、「安定動作しきい値」と称する。また、起動直後に、第２アンプＡＭＰ２が不安定領域で動作する期間を「遷移期間」と称する。

一方、第１電源電圧ＶＣＣ１が低いと、第１アンプＡＭＰ１が不安定領域で動作するため、第１アンプＡＭＰ１の出力はハイインピーダンスとなり、その出力電圧Ｖａは不定となる。図２に示すように、第２アンプＡＭＰ２が不安定領域で動作するときに、その入力電圧Ｖａが不定であると、その出力電圧Ｖｂは、電源電圧ＶＣＣ２に向けて急激に増大し、その後、電源電圧ＶＣＣ２に張り付いて遷移する。

その後、第１アンプＡＭＰ１に対する第１電源電圧ＶＣＣ１が増大すると、第１アンプＡＭＰ１が正常に動作するようになり、第１アンプＡＭＰ１の出力電圧のレベルが確定する。その結果、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖｂは、第１アンプＡＭＰ１の出力電圧に応じたレベルに向かって急峻に変化する。

このようにして第２アンプＡＭＰ２の出力に生ずる電圧変化がスピーカＳＰＫに入力されるとノイズ（ショック音）が出力される。電圧変化幅が小さい場合、ミュートトランジスタＴｒ１によって除去することが可能であるが、変化幅が１Ｖ以上になると、ミュートトランジスタＴｒ１では除去することが難しくなる。

このようにアンプごとに異なる電源電圧を供給する場合、オーディオ信号処理回路の出力電圧は、各電源電圧を生成する電源回路の立ち上げシーケンスの影響を受ける。
２つの電源電圧ＶＣＣ１、ＶＣＣ２の起動シーケンスを、ノイズが発生しないように最適化することにより、ノイズを抑制することは可能であるが、この手法では、システムの設計が複雑となる。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ノイズを抑制したオーディオ信号処理回路の提供にある。

本発明のある態様は、オーディオ信号処理回路に関する。オーディオ信号処理回路は、第１バッファと、第２バッファと、非反転アンプと、起動電圧源と、スイッチと、制御回路と、を備える。第１バッファは、その電源端子に第１電源からの第１電源電圧を受け、その非反転入力端子にオーディオ信号を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第１演算増幅器を含む。第２バッファは、その非反転入力端子に所定のバイアス電圧を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第２演算増幅器を含む。非反転アンプは、その電源端子に第１電源と異なる第２電源からの第２電源電圧を受け、その非反転入力端子に第１演算増幅器の出力電圧が入力された第３演算増幅器と、第２演算増幅器の出力電圧と第３演算増幅器の出力電圧を分圧し、第３演算増幅器の反転入力端子に印加する第１分圧回路と、を含む。起動電圧源は、その電源端子に第２電源電圧を受け、起動電圧を生成する。スイッチは、起動電圧源の出力端子と第３演算増幅器の非反転入力端子の間に設けられる。制御回路は、第２電源電圧が所定のしきい値電圧より低いときにスイッチをオンし、第２電源電圧がしきい値電圧より高いときにスイッチをオフする。

第１電源電圧が第２電源電圧より遅れて起動する場合に、第１バッファの出力はハイインピーダンス状態となる。一方、起動電圧源は、第２電源電圧を受けて動作するため、起動電圧は、第１バッファよりも早い時刻に確定する。第２アンプの遷移期間において、スイッチをオンすることにより、非反転アンプには、起動電圧源からの起動電圧が入力される。その結果、遷移期間における非反転アンプの出力電圧は、第２電源電圧には張り付かずに、起動電圧に応じた値をとり、第２アンプの出力電圧に発生する電圧変化を抑制でき、ノイズを低減できる。

起動電圧源は、第２電源電圧を受けて、バイアス電圧を生成する電圧源と、その電源端子に第２電源電圧を受け、その非反転入力端子に電圧源からのバイアス電圧を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第４演算増幅器を含み、起動電圧を生成する第４バッファと、を備えてもよい。
電圧源は、第２電源電圧を分圧する第２分圧回路を含んでもよい。

ある態様のオーディオ信号処理回路は、第１演算増幅器、第２演算増幅器、第３演算増幅器、起動電圧源およびスイッチのセットを複数チャンネル備えてもよい。単一の起動電圧源および単一の制御回路が、複数チャンネルで共有されてもよい。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。この電子機器は、上述のいずれかの態様のオーディオ信号処理回路と、オーディオ信号処理回路の非反転アンプの出力信号を直流防止キャパシタを介して受け、それを増幅するパワーアンプと、パワーアンプにより駆動される電気音響変換素子と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係るオーディオ信号処理回路によれば、ノイズを抑制できる。

本発明者が検討した２段のアンプを含むオーディオ信号処理回路の構成を示すブロック図である。 図１のオーディオ信号処理回路の動作を示す波形図である。 実施の形態に係るオーディオ信号処理回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。 図３の制御回路の構成例を示す回路図である。 図４の制御回路の動作を示す波形図である。 図３のオーディオ信号処理回路の動作を示すシミュレーション波形図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａと部材Ｂが接続」された状態とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係るオーディオ信号処理回路１００を備える電子機器１の構成を示す回路図である。電子機器１は、マルチチャンネルのオーディオ信号を再生する。電子機器１は、オーディオ信号処理回路１００と、チャンネルごとに設けられたパワーアンプＰＡと、チャンネルごとに設けられたスピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子（以下、スピーカと総称する）ＳＰＫと、を備える。

オーディオ信号処理回路１００の各チャンネルは同様に構成される。ｉ番目（ｉは自然数）のチャンネルに関して、オーディオ信号処理回路１００は、第１バッファ１０＿ｉ、第２バッファ１２＿ｉ、非反転アンプ１４＿ｉ、スイッチＳＷ１＿ｉ、起動電圧源１６、制御回路２０を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。起動電圧源１６および制御回路２０は、複数のチャンネルで共有される。

オーディオ信号処理回路１００は、図示しない第１電源から第１電源電圧ＶＣＣ１を受け、それとは別の図示しない第２電源から第２電源電圧ＶＣＣ２を受ける。

第１バッファ１０＿ｉは、第１演算増幅器ＯＡ１を含む。第１演算増幅器ＯＡ１の電源端子には、第１電源からの第１電源電圧ＶＣＣ１が供給される。第１演算増幅器ＯＡ１の非反転入力端子（＋）には、対応するチャンネルのオーディオ信号Ｓ１＿ｉが入力され、その反転入力端子（−）は、その出力端子と接続される。第１バッファ１０＿ｉは、利得１倍（０ｄＢ）のボルテージフォロアである。

第２バッファ１２＿ｉは、第２演算増幅器ＯＡ２を含む。第２演算増幅器ＯＡ２の電源端子には、第１電源からの第１電源電圧ＶＣＣ１が供給される。第２演算増幅器ＯＡ２の非反転入力端子（＋）には、所定のバイアス電圧ＶＢＩＡＳ３が入力され、その反転入力端子（−）はその出力端子と接続される。バイアス電圧ＶＢＩＡＳ３は、非反転アンプ１４＿１の出力電圧Ｖｂの直流レベルＶＢＩＡＳ２が、ＶＣＣ２／２となるように定めることが望ましい。

第２演算増幅器ＯＡ２に第１電源電圧ＶＣＣ１を供給することにより、第２電源電圧ＶＣＣ２を供給する場合に比べて、第２演算増幅器ＯＡ２を低耐圧素子で構成できるため、回路面積を小さくできる。

なお、回路面積が問題とならない場合、第２演算増幅器ＯＡ２に第２電源電圧ＶＣＣ２を供給することが好ましい。これにより、第２電源電圧ＶＣＣ２が立ち上がる際に、起動電圧源１６の出力ＶＳＴＡＲＴと第２バッファ１２の出力電圧ＶＢＩＡＳを、一致して上昇させることができる。

非反転アンプ１４＿ｉは、第３演算増幅器ＯＡ３、第１分圧回路Ｒ１、Ｒ２を含む。第３演算増幅器ＯＡ３の電源端子には、第２電源からの第２電源電圧ＶＣＣ２が供給される。第３演算増幅器ＯＡ３の非反転入力端子（＋）には、第１演算増幅器ＯＡ１の出力電圧が入力される。分圧回路Ｒ１、Ｒ２は、第２演算増幅器ＯＡ２の出力電圧と第３演算増幅器ＯＡ３の出力電圧を分圧し、第３演算増幅器ＯＡ３の反転入力端子（−）に印加する。非反転アンプ１４＿ｉは、（１＋Ｒ１／Ｒ２）で与えられる利得ｇ２を有する。

起動電圧源１６の電源端子には、第２電源電圧ＶＣＣ２が供給される。起動電圧源１６は、第２電源電圧ＶＣＣ２が供給されると、起動電圧ＶＳＴＡＲＴを生成する。たとえば起動電圧源１６は、第２分圧回路Ｒ３、Ｒ４と、第４演算増幅器ＯＡ４を含んでもよい。第２分圧回路Ｒ３、Ｒ４は、第２電源電圧ＶＣＣ２を１／２分圧し、バイアス電圧ＶＢＩＡＳ＝ＶＣＣ２／２を生成する。第４演算増幅器ＯＡ４の電源端子には、第２電源電圧ＶＣＣ２が供給される。第４演算増幅器ＯＡ４の非反転入力端子（＋）には、第２分圧回路Ｒ３、Ｒ４の出力電圧ＶＢＩＡＳが入力され、その反転入力端子（−）はその出力端子と接続される。第４演算増幅器ＯＡ４からは、起動電圧ＶＳＴＡＲＴが出力される。
なお起動電圧源１６は、第２電源電圧ＶＣＣ２にもとづいて、起動電圧ＶＳＴＡＲＴを生成できればよく、その構成は特に限定されない。たとえば抵抗Ｒ３、Ｒ４とは別の形式の電圧源によって、バイアス電圧ＶＢＩＡＳを生成してもよい。

スイッチＳＷ１＿ｉは、起動電圧源１６の出力端子と、対応する非反転アンプ１４＿ｉの第３演算増幅器ＯＡ３の非反転入力端子（＋）の間に設けられる。たとえばスイッチＳＷ１＿ｉは、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、そのゲートに印加される制御信号Ｓ２がハイレベル電圧のときオン、ローレベル電圧のときオフする。

制御回路２０は、第２電源電圧ＶＣＣ２を受け、第２電源電圧ＶＣＣ２が所定のしきい値電圧Ｖｔｈ１より低いときに、各チャンネルのスイッチＳＷ１をオンし、第２電源電圧ＶＣＣ２がしきい値電圧Ｖｔｈ１より高いときに各チャンネルのスイッチＳＷ１をオフする。

図４は、図３の制御回路２０の構成例を示す回路図である。制御回路２０は、第１抵抗Ｒａ１〜第３抵抗Ｒａ３、トランジスタＭ１、キャパシタＣ２を有する。第１抵抗Ｒａ１および第２抵抗Ｒａ２は、第２電源電圧ＶＣＣ２が印加される電源ラインと、接地電圧ＶＳＳが供給される接地ラインの間に順に直列に設けられる。第３抵抗Ｒａ３およびトランジスタＭ１は、電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられる。トランジスタＭ１の制御端子（ゲート）には、式（４）で与えられる第１抵抗Ｒａ１と第２抵抗Ｒａ２の接続点Ｎ１の電位Ｖ_Ｎ１が印加される。
Ｖ_Ｎ１＝ＶＣＣ２×Ｒａ２／（Ｒａ１＋Ｒａ２） …（４）
トランジスタＭ１と第３抵抗Ｒａ３の接続点Ｎ２の電圧Ｖ_Ｎ２が、キャパシタＣ２によって平滑化され、制御信号Ｓ２が生成される。

制御信号Ｓ２は、ノードＮ１の電圧Ｖ_Ｎ１がトランジスタＭ１のゲートソース間しきい値電圧Ｖ_ＴＨより小さいときにハイレベル、大きいときにローレベルとなる。そして制御信号Ｓ２は、ＶＣＣ２＜Ｖｔｈ１のときにハイレベル（ＶＣＣ２）、ＶＣＣ２＞Ｖｔｈ１のときにローレベル（ＶＳＳ＝０）となる。しきい値電圧Ｖｔｈ１は、式（５）で与えられる。
Ｖｔｈ１＝Ｖ_ＴＨ×（Ｒａ１＋Ｒａ２）／Ｒａ２ …（５）

制御回路２０は、しきい値電圧Ｖｔｈ１が非反転アンプ１４の不安定領域と安定領域の境界のしきい値電圧と一致するように設計される。図５は、図４の制御回路２０の動作を示す波形図である。第２電源が起動すると、第２電源電圧ＶＣＣ２が時間とともに上昇する。第２電源電圧ＶＣＣ２がしきい値電圧Ｖｔｈ１より低い領域では、Ｓ２＝ＶＣＣ２となる。第２電源電圧ＶＣＣ２がしきい値電圧Ｖｔｈ１より高くなると、制御信号Ｓ２はローレベルとなる。上述のようにしきい値電圧Ｖｔｈ１は、非反転アンプ１４の安定動作しきい値と等しく設定されるため、制御信号Ｓ２は、遷移期間τにおいてハイレベル、その後の安定動作期間においてローレベルをとる。

以上がオーディオ信号処理回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図６は、図３のオーディオ信号処理回路１００の動作を示すシミュレーション波形図である。図６には、第１電源電圧ＶＣＣ１、第２電源電圧ＶＣＣ２、制御信号Ｓ２および非反転アンプ１４の出力電圧Ｖｂが示される。併せて、図１において生成される出力電圧Ｖｂ’を一点鎖線で示す。

はじめに、実施の形態に係るオーディオ信号処理回路１００の効果を明確とするため、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒの動作を再度説明する。
起動時に、第１バッファ１０はミュート状態に設定され、オーディオ信号Ｓ１が遮断される。第１電源電圧ＶＣＣ１に先立ち、第２電源電圧ＶＣＣ２が立ち上がり始める。起動直後において、第１電源電圧ＶＣＣ１が低いため、第１バッファ１０が動作せず、したがって第１バッファ１０の出力はハイインピーダンスとなり、その出力電圧Ｖａは不定となる。

起動直後の遷移期間τにおいて、非反転アンプ１４は不安定領域で動作する。このときにその入力電圧Ｖａが不定であると、その出力電圧Ｖｂは第２電源電圧ＶＣＣ２に向けて急峻に上昇する（時刻ｔ１）。続いて第１電源電圧ＶＣＣ１が立ち上がると、第１バッファ１０の出力が低インピーダンスとなり、非反転アンプ１４の入力電圧Ｖａが確定する。そうすると、非反転アンプ１４の出力電圧Ｖｂは、入力電圧Ｖａに応じた電圧レベルへと急峻に変化する（時刻ｔ２）。

このように、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒでは、第１電源電圧ＶＣＣ１が第２電源電圧ＶＣＣ２に遅れて立ち上がると、非反転アンプ１４の出力電圧が変動する。

続いて、図３のオーディオ信号処理回路１００の動作を説明する。
起動電圧源１６の第４演算増幅器ＯＡ４には、第１電源電圧ＶＣＣ１ではなく第２電源電圧ＶＣＣ２が供給される。したがって、起動電圧源１６の出力は、第１バッファ１０よりも早い時刻に、ハイインピーダンスから低インピーダンスとなり、起動電圧源１６からは、起動電圧ＶＳＴＡＲＴが出力される。

第２電源電圧ＶＣＣ２の上昇とともに制御信号Ｓ２が上昇し、スイッチＳＷ１がオンすると、起動電圧ＶＳＴＡＲＴが非反転アンプ１４に入力される（時刻ｔ３）。その結果、非反転アンプ１４の出力電圧Ｖｂは、起動電圧ＶＳＴＡＲＴに応じたレベルへと遷移するが、このときの変化量は、時刻ｔ１における出力電圧Ｖｂ’の変化量にくらべて十分に小さい。

このように、図３のオーディオ信号処理回路１００によれば、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒに比べて、遷移期間τにおける、出力電圧Ｖｂの変動を抑制することができる。出力電圧Ｖｂの変化量が小さければ、ミュートトランジスタによって除去することが可能であり、あるいはミュートトランジスタそのものを省略することができる場合もある。

さらに、複数チャンネルで、起動電圧源１６および制御回路２０が共有されるため、図１のオーディオ信号処理回路１００ｒに比べて、消費電力や回路面積もそれほど大きくならない。なお、消費電力や回路面積の増大が許容される場合には、チャンネルごとに起動電圧源１６よび制御回路２０を設けてもよい。

実施の形態では、マルチチャンネルのオーディオ信号処理回路１００について説明したが、本発明はシングルチャンネルにおいても有効である。

実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…電子機器、１００…オーディオ信号処理回路、１０…第１バッファ、１２…第２バッファ、１４…非反転アンプ、１６…起動電圧源、ＳＷ１…スイッチ、２０…制御回路、ＯＡ１…第１演算増幅器、ＯＡ２…第２演算増幅器、ＯＡ３…第３演算増幅器、ＯＡ４…第４演算増幅器、ＶＣＣ１…第１電源電圧、ＶＣＣ２…第２電源電圧。

Claims (7)

1. その電源端子に第１電源からの第１電源電圧を受け、その非反転入力端子にオーディオ信号を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第１演算増幅器を含む第１バッファと、
   その非反転入力端子に所定のバイアス電圧を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第２演算増幅器を含む第２バッファと、
   その電源端子に第１電源と異なる第２電源からの第２電源電圧を受け、その非反転入力端子に前記第１演算増幅器の出力電圧が入力された第３演算増幅器と、前記第２演算増幅器の出力電圧と前記第３演算増幅器の出力電圧を分圧し、前記第３演算増幅器の反転入力端子に印加する第１分圧回路と、を含む非反転アンプと、
   その電源端子に前記第２電源電圧を受け、起動電圧を生成する起動電圧源と、
   前記起動電圧源の出力端子と前記第３演算増幅器の非反転入力端子の間に設けられたスイッチと、
   前記第２電源電圧が所定のしきい値電圧より低いときに前記スイッチをオンし、前記第２電源電圧が前記しきい値電圧より高いときに前記スイッチをオフする制御回路と、
   を備えることを特徴とするオーディオ信号処理回路。
2. 前記起動電圧源は、
   前記第２電源電圧を受けて、バイアス電圧を生成する電圧源と、
   その電源端子に前記第２電源電圧を受け、その非反転入力端子に前記電圧源からのバイアス電圧を受け、その反転入力端子がその出力端子と接続された第４演算増幅器を含み、前記起動電圧を生成する第４バッファと、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号処理回路。
3. 前記電圧源は、前記第２電源電圧を分圧する第２分圧回路を含むことを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号処理回路。
4. 前記制御回路は、
   前記第２電源電圧が印加される電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられた第１抵抗および第２抵抗と、
   前記電源ラインと接地ラインの間に順に直列に設けられた第３抵抗およびトランジスタと、
   を含み、
   前記トランジスタの制御端子には、前記第１抵抗と前記第２抵抗の接続点の電位が印加され、前記トランジスタと前記第３抵抗の接続点の電圧を、前記スイッチに対する制御信号として出力することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のオーディオ信号処理回路。
5. 前記第１演算増幅器、前記第２演算増幅器、前記第３演算増幅器、前記起動電圧源および前記スイッチのセットを複数チャンネル備え、
   単一の前記起動電圧源および単一の前記制御回路が、複数チャンネルで共有されることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のオーディオ信号処理回路。
6. ひとつの半導体基板上に一体集積化されることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のオーディオ信号処理回路。
7. 請求項１から６のいずれかに記載のオーディオ信号処理回路と、
   前記オーディオ信号処理回路に第１電源電圧、第２電源電圧を供給する電源と、
   前記オーディオ信号処理回路の前記非反転アンプの出力信号を直流防止キャパシタを介して受け、それを増幅するパワーアンプと、
   前記パワーアンプにより駆動される電気音響変換素子と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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