JP2006101686A - モータ駆動装置および駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 ロータ位置検出用の非通電期間を必要としないセンサレス駆動により振動や騒音を低減し、さらに高効率で安定なモータ駆動が可能なモータ駆動装置および駆動方法を提供する。
【解決手段】 速度検出部からの速度信号ＦＧに応じた周波数により、指令電圧生成部で指令電圧を生成し、その振幅を外部からのトルク指令信号ＥＣにより制御する。電流位相検出部にてモータ端子電圧から検出したモータ電流のゼロクロス信号と、指令電圧との位相差を位相差生成部で検出し、位相差が実質的にゼロとなるように、指令電圧生成部にて指令電圧の位相を制御することでモータのセンサレス駆動を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、ロータ位置検出用の非通電期間を必要としない、センサレスのモータ駆動装置および駆動方法に関するものである。

近年、ハードディスクや光ディスク等のスピンドルモータ用として、あるいはエアコンのファンモータやコンプレッサ駆動用モータとして、ブラシレスモータが一般的に採用されている。ブラシレスモータは、広範囲の可変速制御や電力消費量低減のため、インバータ装置を使ってＰＷＭ駆動されている。３相コイルを有するブラシレスモータ内部には、通常、ロータの磁極位置検出のため、ホール素子等の位置センサが電気角１２０度毎に配置されている。ブラシレスモータは、この位置センサから得られるロータ回転位置に対応した信号を用い、１８０度通電方式によりほぼ正弦波駆動されている。

これに対して、低コスト化や小型化を目的としたセンサレス技術が種々開発されている。このセンサレス駆動を実現する方法として、１２０度通電方式などの１８０度未満の通電方式を用い、非通電期間に発生する誘起電圧のゼロクロスを検出する方法がある。しかし、上記従来の方式では非通電期間の存在が原因となって、通電切り替わりタイミングにおいて振動が発生し、それに伴う騒音も発生していた。それに対し、例えば特許文献１によると、ロータ位置検出用の非通電期間を必要とせず、しかもロータ位置検出が可能なモータ駆動制御技術が開示されている。

以下、この特許文献１に開示されている内容について、図３９、図４０を用いて簡単に説明する。図３９は、従来のモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。従来のモータ駆動装置は、電源１ｐと、制御対象であるモータ１０ｐと、駆動部２０ｐと、位置検出部１００ｐと、マイクロコンピュータ２００ｐと、を含んで構成される。

駆動部２０ｐは、電源１ｐとＧＮＤｐ間に配置されたパワートランジスタ２１ｐ、２２ｐ、２３ｐ、２４ｐ、２５ｐ、２６ｐを含む３相ブリッジ構成であり、マイクロコンピュータ２００ｐからの通電制御信号に応じてスイッチング動作を行う。これにより、モータ１０ｐの駆動制御を行う。位置検出部１００ｐは、誘起電圧に含まれる３倍高調波成分を検出し、ロータの位置検出を行う。詳細な検出動作は、後述する。検出した位置検出信号ＰＳｐは、マイクロコンピュータ２００ｐに入力される。

マイクロコンピュータ２００ｐは、駆動部２０ｐの各パワートランジスタ２１ｐから２６ｐを駆動制御する通電制御信号を生成する。具体的には、電圧パターン信号を、位置検出信号ＰＳｐのエッジに応じて生成し、指令電圧を、位置検出信号ＰＳｐより求めた周波数と外部指令の周波数指令信号Ｆｒｐの周波数との差に応じて、生成する。上記電圧パターン信号と指令電圧に応じて、通電制御信号を生成する。

以上のように、従来のモータ駆動装置は、ロータ位置検出用の非通電期間を必要とせず、しかもロータ位置検出が可能である。モータ１０ｐは、１８０度通電方式でありながら、センサレス駆動が可能となる。

ここで、位置検出部１００ｐの詳細な検出動作を、図４０のタイミングチャートを用いて説明する。位置検出部１００ｐは、３個の抵抗９１ｐ、９２ｐ、９３ｐで構成された擬似中性点生成部９０ｐと、差動増幅器１０１ｐと、積分器１０２ｐと、ローパスフィルタ１０３ｐと、比較器１０４ｐと、を含んで構成される。３個の抵抗９１ｐ、９２ｐ、９３ｐの一端は共通接続され、他端はそれぞれ３相コイルＬｕｐ、Ｌｖｐ、Ｌｗｐと駆動部２０ｐとの接続点に接続されている。したがって、共通接続点に発生する電圧は、モータ１０ｐの各端子電圧Ｖｕｐ、Ｖｖｐ、Ｖｗｐを平均化した擬似中性点電圧Ｖｎｐとなる。

差動増幅器１０１ｐは、モータ１０ｐの中性点電圧Ｖｃｐと擬似中性点電圧Ｖｎｐとの差動増幅処理を行い、差分信号Ｖｄｐを出力する。図４０に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ発生する誘起電圧Ｅｕｐ、Ｅｖｐ、Ｅｗｐと、差分信号Ｖｄｐを示す。このように差動増幅器１０１ｐは、モータ中性点電圧Ｖｃｐと擬似中性点電圧Ｖｎｐとの差動増幅処理により、誘起電圧に含まれる３倍高調波成分を検出することが可能であり、差分信号Ｖｄｐは、誘起電圧周波数に対して３倍の周波数信号となる。

差分信号Ｖｄｐは積分器１０２ｐに入力され、積分演算が行われる。図４０に、積分器１０２ｐの積分演算信号Ｖｄｉｐを示す。図中にオフセット分として示しているように、積分演算結果には累積されたオフセット分が重畳されている。次に、積分演算信号Ｖｄｉｐはローパスフィルタ１０３ｐに入力され、図４０に示すような直流成分Ｖｄｉｌｐが検出される。比較器１０４ｐは、積分器１０２ｐの積分演算信号Ｖｄｉｐと、ローパスフィルタ１０３ｐの直流成分Ｖｄｉｌｐが入力され、直流成分の影響に配慮した比較を行う。つまり、積分演算信号Ｖｄｉｐの正規のゼロクロスが検出できる。このゼロクロスは、図４０において積分演算信号Ｖｄｉｐのドット印で示される。比較器１０４ｐによる比較結果を、図４０に示すような位置検出信号ＰＳｐとしてマイクロコンピュータ２００ｐに出力する。このように、位置検出部１００ｐは、差分信号Ｖｄｐを積分演算処理する際に重畳されるオフセット分を、ローパスフィルタ１０３ｐにより得られる直流成分と比較することにより、正規のゼロクロスポイントを検出することが可能となる。

以上のように、従来のモータ駆動装置は、モータ中性点電圧Ｖｃｐと擬似中性点電圧Ｖｎｐとの差動増幅により誘起電圧の３倍高調波成分を検出し、積分器１０２ｐ、ローパスフィルタ１０３ｐ、比較器１０４ｐを用いてロータ位置検出を行う。また、マイクロコンピュータ２００ｐは、ロータ位置検出結果に応じた通電制御信号を生成し、駆動部２０ｐを介してモータ１０ｐのセンサレス駆動を行う。
特許第３４２４３０７号

上記従来の構成では、次のような課題があった。特許文献１による方法では、積分器１０２ｐのオフセット分を考慮した位置検出が可能であるが、比較器１０４ｐがオフセットを持つ場合にはその効果は小さい。通常、３倍高調波成分は小さいので、比較器１０４ｐのオフセット成分の影響は無視できないものである。この場合、位置検出信号は位置検出誤差を多く含んだ情報となる。また、ローパスフィルタによる積分演算信号Ｖｄｉｐの直流成分検出についても、積分演算信号Ｖｄｉｐの周波数がローパスフィルタのカットオフ周波数に対して低くなると、直流成分を正しく検出することが不可能となる。この場合も、位置検出信号は位置検出誤差を多く含んだ情報となる。

このように、位置検出信号に位置検出誤差を多く含むと、通電制御信号の通電開始タイミングに誤差が生じるため、効率の悪化を免れない。また、位置検出誤差が非常に大きい場合等は、通電制御信号の通電開始タイミングの誤差が非常に大きく、トルク不足によるうねりや脱調等の不具合が発生し、センサレス駆動として成立しない状態に陥る恐れがある。

なお、ロータ位置検出用に非通電期間を持つセンサレス駆動を行った場合、非通電期間における誘起電圧のゼロクロス検出が可能なため、上記方式より安定なセンサレス駆動が可能となる。しかしながら、前述のように非通電期間を設けたことにより、通電切り替わりタイミングで振動が発生し、それに伴う騒音も発生する。

本発明は上記問題に鑑みたもので、その目的とするところは、ロータ位置検出用の非通電期間を必要としないセンサレス駆動により振動や騒音を低減し、さらに高効率で安定なモータ駆動が可能なモータ駆動装置および駆動方法を提供することにある。

上記目的を達成するために本発明のモータ駆動装置は、Ｎ相（Ｎは２以上の整数）モータをＮ相のＰＷＭ駆動信号により駆動する装置であり、Ｎ相モータの回転速度を検出し回転速度に関連した周波数成分を含む速度信号を出力する速度検出部と、位相と振幅と周波数で特定される駆動指令信号を生成する駆動指令信号生成部と、駆動指令信号に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成する駆動信号生成部と、ＰＷＭ駆動信号に応じてモータに電力を供給する駆動出力部と、Ｎ相モータに流れるモータ電流の位相を検出する電流位相検出部と、モータ電流の位相と駆動指令信号の位相との位相差を表す位相差信号を生成する位相差生成部とを有している。この駆動指令信号生成部は、速度信号と位相差信号に基づいて、駆動指令信号の位相を制御することを特徴としている。

また上記目的を達成するために本発明のモータ駆動方法は、Ｎ相（Ｎは２以上の整数）モータをＮ相のＰＷＭ駆動信号により駆動する方法であり、Ｎ相モータの回転速度を検出し回転速度に関連した周波数成分を含む速度信号を出力し、位相と振幅と周波数で特定される駆動指令信号を生成し、駆動指令信号に基づいてＰＷＭ駆動信号を生成し、Ｎ相モータに流れるモータ電流の位相を検出し、モータ電流の位相と駆動指令信号の位相との位相差を表す位相差信号を生成するステップを有しており、速度信号と位相差信号に基づいて、駆動指令信号の位相を制御することを特徴としている。

本発明のモータ駆動装置および駆動方法によれば、センサレス駆動により低コスト化や小型化が達成できる。またロータ位置検出用の非通電期間を必要としないため、振動や騒音を低減する。さらに、ロータ位置検出の誤差による効率の悪化や、トルク不足によるうねりや脱調等の不具合が発生することもなく、高効率で安定なモータ駆動が可能となる。

以下、本発明に関するモータ駆動装置および駆動方法の実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。制御対象であるモータは、Ｎ相（Ｎは２以上の整数）巻線を備えたＮ相モータである。以下ではＮ＝３の場合に限定して説明するが、本発明は他の相数の場合にも適用できる。また、以下において実施の形態で記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明はこれらの数字に制限されない。
（実施の形態１）

図１から図１６を用いて、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置および駆動方法について説明する。図１は、実施の形態１におけるモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１のモータ駆動装置は、パワー供給源１と、モータ１０と、駆動部２０と、通電制御部３０と、指令電圧生成部４０と、乗算部５０と、速度検出部６０と、電流位相検出部７０と、位相差生成部８０とを備える。

制御対象であるモータ１０は、図示しない永久磁石による界磁部を有するロータと、３相コイルＬｕ、Ｌｖ、ＬｗがＹ結線されたステータとで構成される。駆動部２０は、パワー供給源１から所定の高電位（電源電圧）が供給されるＶＭ端子と、所定の低電位が供給されるＧＮＤ端子との間に配置され、パワートランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６を含む３相ブリッジの回路構成になっている。各パワートランジスタ２１から２６は、通電制御部３０からの通電制御信号に応じて、電源電圧をハイレベルとするパルスをＰＷＭ（Ｐｕｌｔｈ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ＝パルス幅変調）スイッチングし、スイッチングされたＰＷＭ駆動信号によりモータ１０を駆動する。所定の低電位は、ここでは接地電位としているが、パワートランジスタ２１から２６を動作させることが可能な電位であれば、任意の値でよい。

指令電圧生成部４０は、速度検出部６０の速度信号ＦＧに応じた周波数で、位相差がそれぞれ１２０度の３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを生成し、乗算部５０に出力する。乗算部５０は、指令電圧生成部４０の３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷと、モータ１０のトルクを指定するトルク指令信号ＥＣとを乗算し、結果を指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎとして通電制御部３０に出力する。トルク指令信号ＥＣは、トルク指令信号生成部５１で生成される。

通電制御部３０は、乗算部５０出力の指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎをパルス幅変調し、通電制御信号を生成する。この通電制御信号により、駆動部２０の各パワートランジスタ２１から２６は、電源電圧をハイレベルとするパルスをＰＷＭスイッチングしたＰＷＭ駆動信号によりモータ１０を駆動する。速度検出部６０は、モータ１０の各モータ端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、および、中性点電圧Ｖｃが入力され、モータ１０の回転速度、すなわちロータ回転速度に応じた速度信号ＦＧを生成し、指令電圧生成部４０に出力する。

電流位相検出部７０は、モータ１０のモータ端子電圧Ｖｕが入力され、モータ電流Ｉｕのゼロクロス検出を行い、電流ゼロクロス信号ＩＺとして位相差生成部８０に出力する。位相差生成部８０は、電流位相検出部７０の電流ゼロクロス信号ＩＺと指令電圧生成部４０のＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵが入力され、両入力信号の位相差を検出し、位相差信号ＰＤとして指令電圧生成部４０に出力する。指令電圧生成部４０は、位相差信号ＰＤにより、３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷの位相を制御する。詳細な動作は後述する。

指令電圧生成部４０、乗算部５０、およびトルク指令信号生成部５１を含めて、駆動指令信号生成部が構成される。３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷ、および指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎは、どちらも駆動指令信号を指している。指令電圧生成部４０出力における駆動指令信号が３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷであり、乗算部５０出力における駆動指令信号が指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎである。このように駆動指令信号は、駆動指令信号生成部により生成されることで、位相と振幅と周波数で特定される。
また通電制御部３０は、駆動信号生成部を構成し、駆動信号生成部は、駆動指令信号に基づいて、ＰＷＭ駆動信号を生成する。さらに、駆動部２０は駆動出力部を構成し、ＰＷＭ駆動信号に応じてモータに電力供給を行う。

以上のように構成された実施の形態１について、各部の詳細な動作を以下に説明する。
駆動部２０は、ブリッジ接続された６個のパワートランジスタ２１から２６で構成され、各パワートランジスタ２１から２６には、それぞれパワーダイオードｄ２１、ｄ２２、ｄ２３、ｄ２４、ｄ２５、ｄ２６が逆並列接続されている。パワートランジスタ２１、２４が直列接続され、その接続点にコイルＬｕの一端が接続されている。また、パワートランジスタ２２、２５が直列接続され、その接続点にコイルＬｖの一端が接続されている。また、パワートランジスタ２３、２６が直列接続され、その接続点にコイルＬｗの一端が接続されている。各パワートランジスタ２１から２６は、通電制御部３０出力の通電制御信号に応じてスイッチング動作を行い、ＶＭ端子からモータ１０の３相コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗへ電力を供給する。

なお、駆動部２０の構成として、各パワートランジスタ２１から２６をＮチャネル形電界効果トランジスタで構成する形式としてもよい。または、上側アームを構成するパワートランジスタ２１から２３をＰチャネル形電界効果トランジスタで、下側アームを構成するパワートランジスタ２４から２６をＮチャネル形電界効果トランジスタで構成する形式としてもよい。また、ＢＪＴ（Ｂｉｐｏｌａｒ Ｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ＝バイポーラ接合トランジスタ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ＝絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いて構成してもよい。さらに、各パワーダイオードｄ２１からｄ２６は、各パワートランジスタ２１から２６に構造的に存在する寄生ダイオードを用いて構成してもよい。

次に、乗算部５０は、指令電圧生成部４０の出力である３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷとトルク指令信号ＥＣとを乗算し、結果を指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎとして通電制御部３０に出力する。つまり、指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎは、トルク指令信号ＥＣに応じた振幅を有する３相正弦波状信号となる。

次に図２は、通電制御部３０の具体的な構成を示すブロック図である。通電制御部３０は、乗算部５０の指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎをパルス幅変調し、駆動部２０の各パワートランジスタ２１から２６を駆動制御するための通電制御信号を生成する。この通電制御部３０は、３個の比較部３１、３２、３３と、三角波発生部３４と、ゲート駆動部３５と、を含んで構成される。三角波発生部３４は、高周波（約２０ｋＨｚ〜約２００ｋＨｚ）の三角波信号Ｖｔｒｉを出力し、３個の比較部３１、３２、３３の一方の入力端子に入力する。比較部３１、３２、３３の他方の入力端子には、乗算部５０からの指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎがそれぞれ入力される。比較部３１、３２、３３は、指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎと三角波信号Ｖｔｒｉの大小を比較し、指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎの振幅の大きさに応じたデューティ比のパルス信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷを出力する。ゲート駆動部３５は、比較部３１、３２、３３のパルス信号ＰＷＭＵ、ＰＷＭＶ、ＰＷＭＷに応じて、駆動部２０の各パワートランジスタ２１から２６を駆動制御するための通電制御信号を生成する。

次に、速度検出部６０は、モータ１０の各モータ端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、および、中性点電圧Ｖｃを入力し、ロータ回転速度に関連した周波数成分を含む速度信号ＦＧを生成し、指令電圧生成部４０に出力する。速度検出部６０は、３個の抵抗９１、９２、９３で構成された擬似中性点生成部９０と、差分器６１と、比較器６２と、基準電圧Ｖｒと、を含んで構成される。３個の抵抗９１、９２、９３は抵抗値が同じであり、一端は共通接続され、他端はそれぞれ３相コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗと駆動部２０との接続点に接続されている。したがって、前述共通接続点に発生する電圧は、モータ１０の各モータ端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを平均化した擬似中性点電圧Ｖｎとなる。差分器６１は、例えば差動増幅回路により構成される。モータ１０の中性点電圧Ｖｃと擬似中性点生成部９０の擬似中性点電圧Ｖｎは、差分器６１に入力され、両電圧の差分を増幅し、差分信号Ｖｄとして比較器６２に出力する。比較器６２は、他方の入力端子に基準電圧Ｖｒが入力され、差分信号Ｖｄと基準電圧Ｖｒとを比較する。比較結果は、速度信号ＦＧとして指令電圧生成部４０に出力する。差分器６１および比較器６２を含めて、中性点比較部が構成される。

ここで、速度検出部６０の各部の動作を、図３に示すタイミングチャートを用いて説明する。図３のＥｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に発生する誘起電圧である。誘起電圧波形は正弦波状波形であるが、実際には高調波成分を含んだ波形となる。Ｖｄは、差分器６１の差分信号である。一般に、モータ中性点電圧と擬似中性点電圧の差分信号は、誘起電圧に含まれる３×Ｋ倍高調波成分（Ｋは整数）が現れる。図３の差分信号Ｖｄは、Ｋが１のみである場合の波形を示す。したがって、差分信号Ｖｄは、誘起電圧周波数に対して周波数が３倍となり、振幅は、３倍高調波成分の含有率をＭ％として、誘起電圧振幅のＭ％に相当する電圧値に差分器６１のゲインを乗算した値となる。

比較器６２は、差分信号Ｖｄと基準電圧Ｖｒを比較し、出力信号ＦＧを出力する。図３には、出力信号ＦＧの異なる２つの状態ＦＧ−１、ＦＧ−２を示す。出力信号ＦＧ−１は、基準電圧Ｖｒ＝０とした場合の比較結果である。このように、比較結果はデューティ比５０％のパルス信号となり、各パルスエッジが各相誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗのゼロクロスタイミングと一致している。しかし、比較器６２に正のオフセットＶｏｓが存在した場合、比較結果は図３の信号ＦＧ−２に示すように、デューティ比が５０％から外れたパルス信号となる。各パルスエッジも、各相誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、ＥｗのゼロクロスタイミングＶ０からＶ０１に、大きくずれてしまう。したがって、比較結果を位置検出信号としてセンサレス駆動を行った場合、位置検出信号には比較器６２のオフセットによる位置検出誤差が含まれ、高効率駆動が不可能となる。

また、差分信号Ｖｄの振幅は、誘起電圧の振幅およびロータ回転速度に依存しており、ロータが低速回転している場合などでは、その振幅は小さい。したがって、比較器６２のオフセットによる位置検出誤差の影響は大きくなる。また、差分器６１のゲインを大きく設定すれば振幅は大きくなるが、差分器６１のオフセットによる影響も大きくなり、位置検出誤差の影響も大きくなる。

しかし、実施の形態１では速度検出部６０においては、比較器６２の出力信号を位置検出信号として取り扱わず、速度信号ＦＧとして取り扱う。つまり、比較器６２の出力信号からは位置情報は得ずに速度情報のみを得る。比較器６２のオフセットの有無に関わらず速度情報は同じである。これは、図３の信号ＦＧ−１、ＦＧ−２に示すように、立上がりエッジ間の時間間隔は等しい（Ｔａ＝Ｔｂ）ことから明らかである。このように、本発明の実施の形態１においては、速度検出部６０は、ロータ回転速度に応じた周波数、すなわち周期のみを検出する。

なお、ここでは基準電圧Ｖｒをゼロとして説明したが、基準電圧Ｖｒと比較器６２のオフセット電圧Ｖｏｓの合計電圧が差分信号Ｖｄの振幅に対して小さくなる値であれば、基準電圧Ｖｒの値は任意に設定可能である。また、実施の形態１ではＰＷＭ駆動を行っているため、ＰＷＭ駆動によるスイッチングノイズが差分信号Ｖｄに重畳し、その影響で比較器６２の出力が安定しなくなる恐れがある。したがって、スイッチングノイズによる影響を避けるために差分器６１の後段にローパスフィルタを設ける構成としてもよい。またさらに、実施の形態１の速度検出部６０は、モータ中性点電圧Ｖｃと擬似中性点電圧Ｖｎを直接比較することで速度信号ＦＧを検出する構成とすることも可能である。このように構成すれば差分器６１および基準電圧Ｖｒを設ける必要がなく、より簡素に速度検出部６０を構成することが可能となる。なお、この場合もＰＷＭ駆動によるスイッチングノイズによる影響を避けるために、比較結果をスイッチングタイミング前後でマスク処理を行い、速度信号ＦＧとして出力するマスク処理部を新たに設ける構成としてもよい。その他、モータ中性点電圧Ｖｃおよび擬似中性点電圧Ｖｎを用いてロータ回転速度（速度信号ＦＧ）を検出する構成であれば種々の変更が可能である。さらに速度検出部６０は、ロータ回転速度を検出する速度センサを含み、速度センサからの速度情報を速度信号として出力する構成としてもよい。

次に、電流位相検出部７０は、モータ１０のモータ端子電圧Ｖｕを入力し、モータ電流Ｉｕのゼロクロスを検出し、電流ゼロクロス信号ＩＺを位相差生成部８０に出力する。実施の形態１では、モータ端子電圧からモータ電流のゼロクロスタイミングを検出する。ここで、図４、図５Ａ、図５Ｂを用いてモータ端子電圧からモータ電流のゼロクロスタイミングが検出できる理由を説明する。

図４は、モータ電流Ｉｕが負から正に切り替わる付近の、モータ電流Ｉｕとモータ端子電圧Ｖｕの関係を示した説明図である。また、図５Ａはモータ電流Ｉｕが負方向、すなわち駆動部２０にモータ１０側からモータ電流が流入する方向、の場合の動作説明図であり、図５Ｂはモータ電流Ｉｕが正方向、すなわち駆動部２０からモータ１０側へモータ電流が流出する方向、の場合の動作説明図である。図５Ａ、図５Ｂ共に、駆動部２０のＵ相部分を抜き出して図示している。

図５Ａ、図５Ｂに示すように、モータ電流Ｉｕが負方向の場合、動作としてはＴ１とＴ２の状態が存在し、正方向の場合、動作としてはＴ３とＴ４の状態が存在する。状態Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４は、それぞれ図４に同記号を付加された期間における状態に対応している。状態Ｔ１は、コイルＬｕからパワートランジスタ２４、ＧＮＤ端子を介してパワー供給源１にモータ電流が流れている場合であり、この時のモータ端子電圧Ｖｕは、図４のＡに示すようにほぼ接地電位（ＧＮＤ）と等しいローレベルとなる。厳密には、パワートランジスタ２４のオン抵抗とモータ電流Ｉｕの積で決まる電圧が、接地電位（ＧＮＤ）に対して正方向に現れる。

次に、ＰＷＭ動作によりパワートランジスタ２４がオフ動作に入ると、コイルＬｕを流れていたモータ電流は、パワーダイオードｄ２１、ＶＭ端子を介してパワー供給源１に回生される（状態Ｔ２）。この時のモータ端子電圧Ｖｕは、電源電圧に対して、パワーダイオードｄ２１の順方向ダイオード電圧分が上乗せされた電圧となる（図４のＢ、Ｄ）。なお、実施の形態１では同期整流を行っており（図４のＣ）、この時のモータ端子電圧Ｖｕは、ほぼ電源電圧と等しいハイレベルになる。厳密には、パワートランジスタ２１のオン抵抗とモータ電流Ｉｕの積で決まる電圧降下が、電源電圧に上乗せされたハイレベルとして現れる。

次に状態Ｔ３は、ＶＭ端子からパワートランジスタ２１を介してコイルＬｕにモータ電流が流れている場合であり、この時のモータ端子電圧Ｖｕは、図４のＥに示すようにほぼ電源電圧と同じハイレベルになる。厳密には、パワートランジスタ２１のオン抵抗とモータ電流Ｉｕの積で決まる電圧降下が、電源電圧から差し引かれたハイレベルとして現れる。

次に、ＰＷＭ動作によりパワートランジスタ２１がオフ動作に入ると、コイルＬｕを流れていたモータ電流は、ＧＮＤ端子からパワーダイオードｄ２４を介してコイルＬｕに供給される（状態Ｔ４）。この時のモータ端子電圧Ｖｕは、接地電位に対して、パワーダイオードｄ２４の順方向ダイオード電圧分が差し引かれた電圧となる（図４のＦ、Ｈ）。また、同期整流により（図４のＧ）、この時のモータ端子電圧Ｖｕは接地電位とほぼ等しいローレベルとなる。厳密には、モータ端子電圧Ｖｕは、パワートランジスタ２４のオン抵抗とモータ電流Ｉｕの積で決まる電圧降下によって、接地電位に対して負方向に現れる。

以上のように、モータ電流Ｉｕの極性に対して、モータ端子電圧Ｖｕの波形が異なることがわかる。つまりモータ端子電圧Ｖｕが、電源電圧より大きく現れる部分（Ｂ、Ｃ、Ｄ）と、接地電位より低く現れる部分（Ｆ、Ｇ、Ｈ）を見極めることにより、モータ電流Ｉｕの極性、すなわちゼロクロスを検出することが可能となる。

図６は、電流位相検出部７０の具体的な構成を示すブロック図である。電流位相検出部７０は、第１レベルシフト部７１と、第２レベルシフト部７２と、比較部７３、７４と、位相判定部７５と、を含んで構成される。図７は、電流位相検出部７０の各部の動作を示すタイミングチャートである。

Ｕ相モータ端子電圧Ｖｕは、第１レベルシフト部７１、および第２レベルシフト部７２に入力される。第１レベルシフト部７１は、図７の電圧Ｖｕ１に示すように、Ｕ相モータ端子電圧Ｖｕを第１オフセットレベルＶ１だけ負方向にレベルシフトし、第１レベルシフト電圧Ｖｕ１として比較部７３に入力する。また、第２レベルシフト部７２は、図７の電圧Ｖｕ２に示すように、Ｕ相モータ端子電圧Ｖｕを第２オフセットレベルＶ２だけ正方向にレベルシフトし、第２レベルシフト電圧Ｖｕ２として比較部７４に入力する。なお、実施の形態１では、第１オフセットレベルＶ１の大きさと第２オフセットレベルＶ２の大きさは同じ電圧（Ｖ１＝Ｖ２）として設定し、その大きさはパワーダイオードでの順方向ダイオード電圧分を検出できる値に設定する。

比較部７３は、第１レベルシフト電圧Ｖｕ１とＶＭ端子の電源電圧とを比較し、パルス信号Ｐ１を出力する。また、比較部７４は、第２レベルシフト電圧Ｖｕ２と接地電位とを比較し、パルス信号Ｐ２を出力する。位相判定部７５は、パルス信号Ｐ１、Ｐ２をリセット／セット信号としたラッチ動作により、電流ゼロクロス信号ＩＺを出力する。図７には、得られる電流ゼロクロス信号ＩＺの一状態を、ＩＺ−１として示す。

しかし、得られる電流ゼロクロス信号ＩＺ―１は、ＰＷＭ周波数毎でしか検出できないため、実際のモータ電流Ｉｕのゼロクロスタイミングとは異なる。そのため、ＰＷＭ周波数が低い場合やモータ電流Ｉｕが小さい場合等では、図７に示す期間Ｔｃが長くなる。つまり、電流ゼロクロス信号ＩＺ―１と実際のゼロクロスとの誤差はさらに大きくなり、位置検出誤差が大きくなる。このような場合、期間Ｔｃを計測する回路を設け、計測時間の半分の時間タイミングにエッジを持つ電流ゼロクロス信号ＩＺ―２を出力してもよい。

なおここでは、電流位相検出部７０は、モータ端子電圧Ｖｕを用いてモータ電流Ｉｕのゼロクロスタイミングを検出している。しかし必ずしもこの構成とする必要はなく、モータ端子電圧Ｖｖを用いてモータ電流Ｉｖのゼロクロスタイミングを検出する構成、もしくは、モータ端子電圧Ｖｗを用いてモータ電流Ｉｗのゼロクロスタイミングを検出する構成としてもよい。さらに、１相だけでなく２相もしくは３相モータ端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて、２相もしくは３相モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのゼロクロスタイミングを検出する構成としてもよい。このように構成すれば１相だけでなく２相もしくは３相分の電流ゼロクロスタイミングを検出できるため、後述する位相制御の精度を上げることが可能となる。さらに、比較部７３、７４に予め所定のオフセットを持たせる構成とすれば、第１レベルシフト部７１および第２レベルシフト部７２を削除することが可能となり、より簡単に構成することができる。また比較部７３は、電源電圧（ＶＭ）に第１オフセットレベルＶ１を加えた電圧と、モータ端子電圧Ｖｕとを比較する構成、比較部７４は、接地電位（ＧＮＤ）から第２オフセットレベルＶ２を減じた電圧と、モータ端子電圧Ｖｕとを比較する構成としても同様である。

次に図８は、位相差生成部８０の具体的な構成を示すブロック図である。位相差生成部８０は、電流位相検出部７０からの電流ゼロクロス信号ＩＺと、指令電圧生成部４０のＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵとの位相差を検出し、結果を位相差信号ＰＤとして指令電圧生成部４０に出力する。

位相差生成部８０は、基準信号生成部８１と、位相検出部８２と、位相差判定部８３と、を含んで構成される。位相差生成部８０の各部の動作を、図９に示すタイミングチャートを用いて説明する。基準信号生成部８１は、指令電圧生成部４０のＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵが入力され、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵのゼロクロスにエッジを持つ基準信号Ｕ０を出力する。位相検出部８２は、基準信号Ｕ０と電流位相検出部７０からの電流ゼロクロス信号ＩＺが入力され、両入力信号の位相差を検出する。具体回路の一例としては、帰還型フリップフロップ方式を用いて構成する。すなわち、Ｄ入力端子が“Ｈ”レベルに設定された、２個のＤフリップフロップのそれぞれのクロック入力に、基準信号Ｕ０と電流ゼロクロス信号ＩＺがそれぞれ入力され、それぞれの反転出力の否定論理和がそれぞれのクリヤ端子に帰還されることにより、位相差を表す２個のＤフリップフロップの非反転出力が得られる。

動作としては、図９（Ａ）に示すように、基準信号Ｕ０に対して電流ゼロクロス信号ＩＺがＰＸだけ進んでいる場合、電流ゼロクロス信号ＩＺの立上がりエッジを基準とし、位相進み量ＰＸだけ“Ｌ”レベルとなるパルス信号ＰＢを出力する。この時、パルス信号ＰＡは“Ｈ”レベルを出力する。逆に、図９（Ｂ）に示すように、基準信号Ｕ０に対して電流ゼロクロス信号ＩＺがＰＹだけ遅れている場合、基準信号Ｕ０の立上がりエッジを基準とし、位相遅れ量ＰＹだけ“Ｌ”レベルとなるパルス信号ＰＡを出力する。この時、パルス信号ＰＢは“Ｈ”レベルを出力する。このように、位相検出部８２は、基準信号Ｕ０に対する電流ゼロクロス信号ＩＺの位相進み／遅れを検出する。

以上により、位相検出部８２は、基準信号Ｕ０に対して電流ゼロクロス信号ＩＺの位相が進んでいる場合、位相進み量に相当する期間“Ｌ”レベルとなるパルス信号ＰＢを出力し、逆に、位相が遅れている場合、位相遅れ量に相当する期間“Ｌ”レベルとなるパルス信号ＰＡを出力する。

位相差判定部８３は、パルス信号ＰＡ、ＰＢのどちらのパルスが出力されているかの判定で位相進み／遅れを検出し、結果を位相差信号ＰＤとして指令電圧生成部４０に出力する。図１０は、位相差判定部８３の動作を示すタイミングチャートである。位相差判定部８３は、パルス信号ＰＡ、ＰＢをそれぞれリセット信号、または、セット信号として利用することにより、位相差信号ＰＤを生成する。つまり、パルス信号ＰＡが出力されれば位相差信号ＰＤは“Ｌ”レベルとなり、パルス信号ＰＢが出力されれば位相差信号ＰＤは“Ｈ”レベルとなる。したがって、位相差信号ＰＤの“Ｌ”レベル期間（図中の期間Ｘ）は、基準信号Ｕ０に対して電流ゼロクロス信号ＩＺの位相が遅れている位相遅れ状態であり、位相差信号ＰＤの“Ｈ”レベル期間（図中の期間Ｙ）は、基準信号Ｕ０に対して電流ゼロクロス信号ＩＺの位相が進んでいる位相進み状態である。このように、位相差信号ＰＤは、位相差の絶対量の情報を含まない２値信号（位相進み／遅れ）を出力する。なお、位相差生成部８０の構成は上記構成に限定する必要はなく、位相進み／遅れを検出する構成であれば種々の変更が可能である。

最後に図１１は、指令電圧生成部４０の具体的な構成を示すブロック図である。指令電圧生成部４０は、速度検出部６０からの速度信号ＦＧに応じた周波数で、位相差がそれぞれ１２０度の３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを生成し、乗算部５０に出力する。さらに、位相差生成部８０からの位相差信号ＰＤに応じて３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷの位相を制御する。

指令電圧生成部４０は、周期検出部４１と、角度生成部４２と、ＳＷマトリクス４３と、を含んで構成される。指令電圧生成部４０の各部の動作を、図１２、１３に示すタイミングチャートを用いて説明する。

周期検出部４１は、エッジカウンタ４１Ａと、アップカウンタ４１Ｂと、クロック４１Ｃとで構成される。エッジカウンタ４１Ａは、速度検出部６０からの速度信号ＦＧの立上がりエッジカウントを行い、所定数のカウント（図１２ではカウント数＝３）終了後にデータラッチ信号ＤＬ、リセット信号Ｒｅの順に出力する（図１２）。速度信号ＦＧは電気角度で１２０度毎に立上がりエッジを持つパルス信号であるため（図３参照）、立上がりエッジカウントの３カウントは電気周期１周期に相当する。つまり、エッジカウンタ４１Ａは、電気周期１周期毎にデータラッチ信号ＤＬおよびリセット信号Ｒｅを出力する。

次に、アップカウンタ４１Ｂは、エッジカウンタ４１Ａのリセット信号Ｒｅによりリセットされ、クロック４１ＣからのクロックＣＬＫ１に応じてアップカウント動作を開始する。つまり、アップカウンタ４１Ｂは、速度信号ＦＧの３周期（電気周期１周期）に相当する周期を検出している（図１２のデータＣ１）。検出結果であるアップカウントデータＣ１は、角度生成部４２のラッチ部４２Ａに出力される。

以上により、周期検出部４１は、速度信号ＦＧに基づいてロータ回転速度および周波数を検出する。なお、立上がりエッジカウント数を３と設定して説明したが、必ずしも３に限定されず、任意のカウント数に設定してもよい。また、アップカウントデータを数回分保持しておき、その平均値をアップカウントデータＣ１として出力するような保持回路と平均化回路を含んで構成してもよい。このように構成すれば、より精度よくロータ回転速度を検出することが可能となる。その他、速度信号ＦＧからロータ回転速度および周波数を検出する構成であればどのような構成でもよく、種々の変更が可能である。

次に、角度生成部４２は、ラッチ部４２Ａと、ダウンカウンタ４２Ｂとを含んで構成される。ラッチ部４２Ａは、エッジカウンタ４１Ａからのデータラッチ信号ＤＬに応じてアップカウントデータＣ１をラッチ出力する。ラッチ出力されたラッチデータＬ１はダウンカウンタ４２Ｂにロードされ、クロック４１ＣからのクロックＣＬＫ２に応じてダウンカウント動作を繰り返す。ダウンカウンタ４２Ｂの出力信号は、角度パルス信号ＡＰとしてＳＷマトリクス４３に入力する。この時、クロック４１ＣのクロックＣＬＫ１とＣＬＫ２の設定周波数の関係を１：Ｊとすれば、角度パルス信号ＡＰは、速度信号ＦＧの３６０度（電気周期１周期）の周期検出結果ＴｃをＪ分割したパルス信号となる（図１２のデータＣ１、信号ＡＰ）。

具体的には、エッジカウンタ４１Ａでの設定カウント数を３、ＣＬＫ１とＣＬＫ２の周波数比をＪ＝３６０と設定すれば、角度パルス信号ＡＰは電気角で１度刻みのパルス信号となる。したがって、設定カウント数およびクロック周波数比Ｊを変更することにより、任意の角度刻みの角度パルス信号ＡＰを生成することが可能となる。以上により、角度パルス信号ＡＰは、周期検出部４１で検出した周期をＣＬＫ１とＣＬＫ２の周波数比Ｊで決まる値で分割した信号であり、角度生成部４２は、この角度パルス信号ＡＰを出力する。

次に、ＳＷマトリクス４３は、角度パルス信号ＡＰに応じた振幅１の３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを出力する（図１２のｓｉｎＵ）。図１２のｓｉｎＵは巨視的には滑らかな正弦波状波形をしているが、微視的にはクロック周波数比Ｊに依存した階段状の波形となる。なお、３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷの生成方法はどのような構成でもよく、例えば、予め角度と正弦波値の関係を記憶させたＲＯＭから読み出し正弦波状波形を生成してもよいし、ソフト的に周期検出部４１の周期検出結果Ｔｃ（周波数情報）や角度パルス信号ＡＰ（角度情報）から正弦波演算して生成してもよい。また、所定電圧値を所定数の抵抗で分割した抵抗群から得られる各抵抗分割電圧をスイッチ制御により選択出力して正弦波状信号を生成する構成としてもよく、その他種々の変更が可能である。さらに、３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷの振幅は一定値であれば１に限定する必要はない。

さらに、ＳＷマトリクス４３には位相差信号ＰＤが入力され、位相差信号ＰＤに応じて３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを位相制御する。図１３は、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相差信号ＰＤによる位相制御方法を示すタイミングチャートである。基準信号Ｕ０と電流ゼロクロス信号ＩＺが図１３のような関係にある場合、位相差生成部８０におけるパルス信号ＰＡ、ＰＢは図１３に示すようなパルス信号を出力する。その結果、位相差信号ＰＤは、図１３に示すようなパルス信号となる。

位相差信号ＰＤが“Ｌ”レベルである期間Ｘにおいては、基準信号Ｕ０に対して電流ゼロクロス信号ＩＺが遅れている。この時、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスにおいて、所定角度ＡＳだけ位相を進ませるように制御する（図１３のＺ１）。逆に、位相差信号ＰＤが“Ｈ”レベルである期間Ｙにおいては、基準信号Ｕ０に対して電流ゼロクロス信号ＩＺが進んでいる。この時、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスにおいて、所定角度ＡＳだけ位相を遅らせるように制御する（図１３のＺ２）。このように、位相差信号ＰＤの状態により、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスにおいて位相を制御する。なお、Ｖ、Ｗ相については、Ｕ相の位相制御タイミングと同時に、位相を制御する。これらの位相制御の仕組みは、後述の図１６によりさらに説明される。

以上のように、ＳＷマトリクス４３は、角度パルス信号ＡＰに応じて３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを生成しつつ、位相差信号ＰＤに応じてＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスタイミングで位相を制御する。なお、位相制御タイミングをＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスとしたが、これは、位相差生成部８０において、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立上がりゼロクロスで位相差を生成するためである。位相制御をＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立上がりゼロクロスで実施した場合、位相差の生成と位相制御を同時に行うため動作が不安定になる。

この理由は、例えばＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立上がりゼロクロスで位相を遅らせるように制御した場合、位相制御直後に再び立上がりゼロクロスが来るからである。したがって、位相制御タイミングはＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスで実施する。なお、位相制御はＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスで行わず、例えば立上がりゼロクロスを０度とした場合の９０度、２７０度、その他角度で位相を制御してもよい。さらに、位相制御はＵ相の立下がりゼロクロス時の１回だけでなく、Ｖ相やＷ相の立上がりや立下がりゼロクロスにおいても行ってよい。さらに、実施の形態１では、位相差信号ＰＤをＵ相に関して検出する構成としているが、Ｖ相やＷ相に関しても同様に位相差を検出する構成とし、その信号を用いて位相を制御してもよい。このように構成すれば、より正確に位相を制御することが可能となる。

なお、位相制御の方法は上記に限定されず、図１４に示すようにＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵを生成してもよい。具体的には、図１３のＺ２に示すように位相を遅らせる制御を行う場合、図１４（Ａ）のＺ３に示すように、Ｕ相正弦波状波形ｓｉｎＵの三角波状部分を平坦な出力とするように生成してもよい。また、図１４（Ｂ）のＺ４、Ｚ５に示すように、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロス点と、所定角度ＡＳだけ位相を制御した後の立上がりゼロクロス点Ｐおよび点Ｑを、正弦波状に繋がるように生成してもよい。また、他の２相についてもＵ相の位相制御のタイミングと同時に同様に位相制御を行う。図１４に示した波形については、例えば必要な波形の値をＲＯＭに記憶し、ルックアップテーブル式に読み出せば、容易に生成することができる。

以上により、指令電圧生成部４０は、速度信号ＦＧの周波数に応じた振幅１の３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷを生成しつつ、位相差信号ＰＤに応じて位相を制御する。このように生成された３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷは、トルク指令信号生成部５１で生成されるトルク指令信号ＥＣと乗算処理され、指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎとして、通電制御部３０および駆動部２０を介してモータ１０の各コイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加される。その結果、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れ、モータ１０は駆動する。この時、電流位相検出部７０は電流ゼロクロス信号ＩＺを検出し、位相差生成部８０はＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵと電流ゼロクロス信号ＩＺとの位相差を生成し、位相差信号ＰＤを出力する。指令電圧生成部４０は、その結果を踏まえて３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷの位相を制御する。このループを繰り返すことにより、最終的に指令電圧生成部４０のＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵとモータ電流Ｉｕの位相が一致した状態で、モータ１０が駆動することになる。つまり、実施の形態１は、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させるように駆動させている。

以下、上記構成における実施の形態１の全体動作を説明する。実施の形態１では、電流ゼロクロス信号ＩＺと、指令電圧Ｖｕｉｎの位相差を実質的にゼロにするように、３相正弦波状信号ｓｉｎＵ、ｓｉｎＶ、ｓｉｎＷの位相を制御し、モータ１０のセンサレス駆動を行う。

図１５に、モータ１０の１相分（Ｕ相）の等価回路を示す回路図と、図１６に、その各部の動作波形図を示す。図１５の等価回路は、指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｕ相コイルのインダクタンスＬｕと、抵抗Ｒｕ、およびモータ１０の誘起電圧Ｅｕが直列接続されている。図１６は、誘起電圧Ｅｕに対して、指令電圧ＶｕｉｎがＰｈ１度進んだ位相で印加された状態を表している。この時、Ｕ相コイルのインダクタンスＬｕと抵抗Ｒｕの両端には、指令電圧Ｖｕｉｎと誘起電圧Ｅｕの差分電圧Ｖｕｉｎ−Ｅｕが印加される。それに伴い、インダクタンスＬｕ、抵抗Ｒｕ、およびその時の動作周波数ｆで決まる位相Ｐｈｔだけ遅れた位相で、モータ電流Ｉｕが流れる。

一般に、モータを高効率で駆動させるには、モータ電流Ｉｕと誘起電圧Ｅｕの位相を一致させて駆動させるのがよい。図１６の場合、誘起電圧Ｅｕに対して、モータ電流Ｉｕの位相が進んでいる。この場合、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１を小さくするように、すなわち指令電圧Ｖｕｉｎの位相を遅らせるように位相制御を行えば、モータ電流Ｉｕの位相を遅らせることが可能となる。なお、指令電圧Ｖｕｉｎの位相を所定量だけ遅らせた場合、差分電圧Ｖｕｉｎ−Ｅｕの位相は所定量以上に遅れるため、最終的にモータ電流Ｉｕの位相は所定量以上に遅れることになる。逆に、誘起電圧Ｅｕに対して、モータ電流Ｉｕの位相が遅れている場合は、指令電圧Ｖｕｉｎの位相を進ませるように位相制御を行えば、モータ電流Ｉｕの位相を進ませることが可能となる。このように指令電圧Ｖｕｉｎの位相制御を繰り返すことで、誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕの位相を一致させることができる。

しかしながら、ロータ位置検出を行わない実施の形態１では、誘起電圧Ｅｕの位相を直接的に知ることができないため、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１を任意に設定することは不可能となる。そこで、実施の形態１では誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１は管理せずに、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させるように制御する。つまり、図１６の場合、指令電圧Ｖｕｉｎに対して、モータ電流Ｉｕの位相は位相Ｐｈｄだけ遅れているため、指令電圧Ｖｕｉｎの位相を進ませるように位相制御を行い、モータ電流Ｉｕの位相を進ませる。なお、指令電圧Ｖｕｉｎの位相を所定量だけ進ませた場合、差分電圧Ｖｕｉｎ−Ｅｕの位相は所定量以上に進むため、最終的にモータ電流Ｉｕの位相は所定量以上に進むことになる。逆に、指令電圧Ｖｕｉｎに対して、モータ電流Ｉｕの位相が進んでいる場合は、指令電圧Ｖｕｉｎの位相を遅らせるように位相制御を行えばモータ電流Ｉｕの位相を遅らせることが可能となる。このように指令電圧Ｖｕｉｎの位相制御を繰り返すことで、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させることができる。より具体的には、適当な位相で指令電圧Ｖｕｉｎを印加させ、その時流れるモータ電流Ｉｕのゼロクロスを電流位相検出部７０で検出し、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相差を位相差生成部８０で検出する。検出した位相差信号ＰＤに応じて、指令電圧Ｖｕｉｎの位相を制御する。このループを繰り返すことにより、最終的に指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相差を、大略ゼロで駆動させることができる。

ここで指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相差の目指す値を目標値とすると、実施の形態１の場合、目標値はゼロである。
ここで図１７は、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相が一致する場合における、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１［度］とロータ回転速度［ｒｐｍ］との関係を示す関係図であり、小型モータの場合の一例を示している。このように、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相が一致している時の位相Ｐｈ１はロータ回転速度に応じて変化する。例えば、５０００ｒｐｍ一定でロータが回転している場合、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させると、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１は約４［度］となる。指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させて駆動させるこの状態は、誘起電圧Ｅｕに対して、指令電圧Ｖｕｉｎが図１７に示す位相Ｐｈ１だけ進んだ位相で駆動していることと等価である。

このように、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させて駆動すると、誘起電圧Ｅｕに対して、位相Ｐｈ１だけ進んだ位相で指令電圧Ｖｕｉｎが印加される。このときモータ電流Ｉｕは、誘起電圧Ｅｕに対して、位相Ｐｈ１だけ進んだ位相で駆動される。図１７は、情報機器用モータ等の小型モータでの一例である。一般に小型モータは、エアコンや洗濯機等のモータに比べて時定数が小さい。したがって、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させるための、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１は、数度程度と非常に小さい値となる。このため、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相を一致させて駆動している状態、すなわち誘起電圧Ｅｕに対してモータ電流Ｉｕが位相Ｐｈ１進んでいる状態においても、位相ずれが効率を低下させる可能性は小さくなる。つまり、ロータ位置検出を行わないセンサレス駆動が可能となる。

また、実施の形態１では、指令電圧Ｖｕｉｎ、Ｖｖｉｎ、Ｖｗｉｎの振幅は、トルク指令信号生成部５１で生成されるトルク指令信号ＥＣにより与えられ、動作周波数ｆは、新たに設けた速度検出部６０からの速度信号ＦＧにより算出して与えられる。このように構成することにより、指令電圧の動作周波数ｆは、速度検出部６０により常に現在のロータ回転速度を反映したものになる。したがって、トルク指令信号ＥＣをステップ的に入力しても、モータ１０はそれに追従してセンサレス駆動を行うことが可能となる。これにより、モータ１０を脱調させないことを目的として、トルク指令や回転速度指令を線形的に与えて指令電圧を生成する必要はなく、入力条件にとらわれる必要はない。

以上のように、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相が一致するように駆動させることで、ロータ位置検出用の非通電期間が必要でないセンサレス駆動が可能となる。つまり、位置検出誤差による効率悪化を防ぐことが可能となる。また、指令電圧Ｖｕｉｎを正弦波状波形とすることにより、モータ電流Ｉｕも正弦波状波形とすることが可能であり、１２０度通電や１８０度未満の広角通電に比べて、通電切り替わり時に発生する振動やそれに起因する騒音を低減することが可能である。また、必要とされる入力指令はトルク指令信号ＥＣのみであり、入力条件にとらわれる必要がない。

なお、実施の形態１では、指令電圧を正弦波状波形としたが、これに限定されず誘起電圧波形に含まれる３×Ｋ倍高調波成分（Ｋは整数）を含む指令電圧としてもよい。このような指令電圧を用いれば、さらに効率を良くすることが可能となる。また、３倍高調波を１／６含む指令電圧としてもよい。このような指令電圧を用いれば電圧利用率を上げることが可能となる。さらに、１２０度区間ゼロとした二相変調波形としてもよく、任意の波形形成が可能である。

また、電流位相検出部７０における電流ゼロクロス信号の検出は、Ｕ相に限定されず、Ｖ相やＷ相を用いて検出を行ってもよく、また、Ｖ相やＷ相とも電流ゼロクロス信号を検出する構成としてもよい。それに伴い、位相差生成部８０における位相差の生成もＵ相に限定されず、Ｖ相やＷ相で実施してもよく、また、Ｖ相やＷ相とも位相差を生成する構成としてもよい。さらに、指令電圧生成部４０における位相制御は、Ｕ相正弦波状信号の立下がりゼロクロスに限定されず、任意の場所で位相制御を行ってもよい。他相の位相差の生成結果を用いて、電気周期１周期で複数回位相を制御してもよい。このように構成すれば、位相制御の精度をあげることが可能となる。

またさらに、速度検出部６０で検出される誘起電圧の３倍高調波成分の振幅が小さい起動時や低速時は、設定された周波数による強制転流駆動、もしくは、非通電期間を持つ１２０度通電方式や広角通電方式を用いてのセンサレス駆動を行ってもよい。起動時や低速時以外の確実に誘起電圧の３倍高調波成分を検出できる状態で、実施の形態１を用いて駆動するように、駆動モード切替を行えばよい。すなわち、起動時または低速時を表す低速期間を検出する低速期間検出部、および駆動指令信号の周波数を設定する駆動指令信号設定部を備え、低速期間において、駆動指令信号設定部の出力周波数に基づいて駆動指令信号を生成するようにすればよい。このように構成すれば、ロータ回転速度に関係なく、安定したセンサレス駆動を行うことが可能となる。なお、駆動モード切替は速度信号ＦＧに応じて切り替えてもよく、外部入力で切り替えてもよい。また、その他、本発明の趣旨を変えずして種々の変更が可能であり、そのような構成は本発明に含まれることはいうまでもない。
（実施の形態２）

図１８から図２４を用いて、本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置および駆動方法について説明する。図１８は、本発明に係る実施の形態２のモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１とは、指令電圧生成部４０Ａと位相差生成部８０Ａの構成が異なる。それ以外の構成、動作は、実施の形態１で説明したものと同様である。

図１９は、指令電圧生成部４０Ａの具体的な構成を示すブロック図である。指令電圧生成部４０Ａは、実施の形態１の指令電圧生成部４０と構成が同じで、角度パルス信号ＡＰを位相差生成部８０Ａに出力する点が異なる。

図２０は、位相差生成部８０Ａの具体的な構成を示すブロック図である。位相差生成部８０Ａは、実施の形態１の位相差生成部８０に、新たに位相差計測部８４Ａと、記憶部８５と、位相差判定部８３Ａを備えた点が異なる。位相差生成部８０Ａの各部の動作を、図２１のタイミングチャートを用いて説明する。なお、図２１のタイミングチャートは、位相差生成部８０Ａの動作を説明するためのものであり実際の動作波形とは異なる。

電流ゼロクロス信号ＩＺとＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相を比較し、パルス信号ＰＡ（位相遅れ信号）およびパルス信号ＰＢ（位相進み信号）を出力するまでの過程は、実施の形態１と同じなので説明は省略する。パルス信号ＰＡ、ＰＢおよび指令電圧生成部４０Ａからの角度パルス信号ＡＰが、位相差計測部８４Ａに入力される。位相差計測部８４Ａは、パルス信号ＰＡの“Ｌ”レベル期間の時間計測を行う。具体的には図２１に示すように、角度パルス信号ＡＰをクロックとし、パルス信号ＰＡの立下がりエッジに同期してアップカウント動作を開始する。次に、パルス信号ＰＡの立上がりエッジの到来で、その時のアップカウント値Ｃ２Ａをラッチし、アップカウンタのリセット動作を行う。図２１の信号Ｌ２Ａと信号Ｃ２Ａは、互いのゼロレベルを重ねて示されている。アップカウント値Ｃ２Ａをラッチ出力したラッチ信号Ｌ２Ａは、位相差判定部８３Ａに出力される。ここで、例えば角度パルス信号ＡＰは、電気角で１度刻みの信号と設定する。この場合、パルス信号ＰＡの“Ｌ”レベル期間において、アップカウンタにより計測されたラッチ信号Ｌ２Ａは、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵのゼロクロスにエッジを持つ基準信号Ｕ０、に対する電流ゼロクロス信号ＩＺの位相遅れ量、と一致する。つまり、ラッチ信号Ｌ２Ａは、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの位相遅れ量と一致する。

次に、記憶部８５について説明する。実施の形態１では、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵ、つまりＵ相指令電圧Ｖｕｉｎと、モータ電流Ｉｕの位相差を実質的にゼロにするように駆動している。すなわち目標値はゼロである。図２２（Ａ）に、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相が一致している状態における各信号の波形図を示す。この時、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相差はＰｈ１であり、モータ電流Ｉｕは誘起電圧Ｅｕに対して位相が進み位相となっている。一般に、誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕの位相は、一致させて駆動させるのが効率的に最適な駆動となる。ここで図２３は、誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕの位相が一致する場合における、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１Ａ［度］とロータ回転速度［ｒｐｍ］との関係を示す関係図であり、小型モータの一例を示している。このように指令電圧Ｖｕｉｎの位相を誘起電圧Ｅｕの位相に対して、Ｐｈ１Ａだけ進ませれば、誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕの位相を一致させることができる。例えば、５０００ｒｐｍ一定でロータが回転している場合、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相Ｐｈ１Ａを約３．５［度］に設定することで、誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕの位相をほぼ一致させることができる。

図２２（Ｂ）に、誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕの位相が一致している状態における各信号の波形図を示す。誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕが同位相で駆動している時の、誘起電圧Ｅｕに対する指令電圧Ｖｕｉｎの位相差Ｐｈ１Ａは、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの位相差Ｐｈ１Ａでもある。つまり、指令電圧Ｖｕｉｎに対してモータ電流Ｉｕを位相差Ｐｈ１Ａで駆動させると、誘起電圧Ｅｕとモータ電流Ｉｕの位相を一致させることが可能となる。したがって、効率的に最適な駆動が可能となる。この場合目標値は、Ｐｈ１Ａとなる。

記憶部８５は、図２３の関係を予め記憶しておくものである。図２３は説明上用いた一例に過ぎず、この関係はモータ定数や負荷、例えば、ディスク負荷やモータ負荷のみ等、が変わると、それに応じて変化する。したがって、記憶部８５には、予めモータ定数や負荷等による関係を求めておく必要がある。図２４は、図２３の関係を近似した場合の一例を示す説明図である。目標値Ｖｔｈ１は所定のロータ回転速度毎にステップ状に近似した場合であり、目標値Ｖｔｈ２は、例えば２次曲線で近似したものである。記憶部８５は、速度信号ＦＧより得られるロータ回転速度に応じて、これらＶｔｈ１およびＶｔｈ２のような目標値Ｖｔｈを、位相差判定部８３Ａに出力する。なお、図２３の近似方法は、上記に限らず種々の設定が可能である。例えば、ロータ回転速度の増加に応じて単調増加的に近似してもよく、また低速時はゼロで近似し、中高速時を所定の非ゼロの目標値で設定することも可能であるし、速度に関係なく一定の所定値で近似してもよい。この場合、実際使用する回転数領域で高効率駆動となるように設定しておく。

位相差判定部８３Ａは、位相差計測部８４Ａのラッチ出力Ｌ２Ａと記憶部８５の目標値Ｖｔｈとを比較し、位相差検出信号ＰＤ１として出力する。図２１に位相差検出信号ＰＤ１を示す。期間Ｔ１０では、目標値Ｖｔｈに対してラッチ出力Ｌ２Ａが大きい。すなわち、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの遅れ方向の位相差が、目標値Ｖｔｈ以上に大きい。したがって、指令電圧Ｖｕｉｎを位相進み方向に制御するために、位相差信号ＰＤ１を“Ｌ”レベルとする。これにより指令電圧Ｖｕｉｎは、現在の位相に対して位相が進むため、モータ電流Ｉｕも現在の位相に対して位相が進む。その結果、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの遅れ方向の位相差が小さくなり、目標値Ｖｔｈに近づく。

次に、期間Ｔ１１では、目標値Ｖｔｈに対してラッチ出力Ｌ２Ａが小さい。すなわち、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの遅れ方向の位相差が、目標値Ｖｔｈより小さい。したがって、指令電圧Ｖｕｉｎを位相遅れ方向に制御するために、位相差信号ＰＤ１を“Ｈ”レベルとする。これにより指令電圧Ｖｕｉｎは、現在の位相に対して位相が遅れるため、モータ電流Ｉｕも現在の位相に対して位相が遅れる。その結果、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの遅れ方向の位相差が大きくなり、目標値Ｖｔｈに近づく。以上の状態を繰り返し、最終的に指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相差が、目標値Ｖｔｈ近辺に落ち着く。

次に、図２１において、パルス信号ＰＢが出力された場合についての説明を行う。パルス信号ＰＢが出力されている期間Ｔ１１Ａでは、 パルス信号ＰＡは“Ｈ”レベル出力を維持し、指令電圧Ｖｕｉｎに対してモータ電流Ｉｕの位相が進んでいる状態である。この場合、パルス信号ＰＡの立下がりエッジが来ないため、アップカウント動作は行われないが、パルス信号ＰＢの立下りエッジに同期し、ラッチ出力Ｌ２Ａをゼロで出力させる。したがって、位相差判定部８３Ａにおける目標値Ｖｔｈとラッチ出力Ｌ２Ａの比較に応じた位相差信号ＰＤ１は、“Ｈ”レベルとなる。つまり、上記説明した期間Ｔ１１と同様に、指令電圧Ｖｕｉｎを位相遅れ方向に制御し、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの遅れ方向の位相差を目標値Ｖｔｈに近づけるよう動作する。

以上のように構成することで、ロータ位置検出用の非通電期間が必要でないセンサレス駆動が可能となる。特に、誘起電圧とモータ電流の位相を一致させることができ、最適な位相で効率的に駆動可能となる。

なお、角度パルス信号ＡＰは、電気角で１度刻みの信号に限定されず、目標値Ｖｔｈに応じて任意に設定すればよい。また、位相差生成部８０Ａの記憶部８５を構成する代わりに、外部設定器から位相差判定部８３Ａに目標値Ｖｔｈを入力する形式としても、同様の効果を得ることは言うまでもない。記憶部８５および外部設定器を含めて、目標値設定部が構成される。

また図２３に示すように、目標値Ｖｔｈがロータ回転速度により変化すれば、誘起電圧とモータ電流の位相がロータ回転速度によらずに一致する。ロータ回転速度はトルク指令信号ＥＣにより変化するから、目標値Ｖｔｈが、トルク指令信号ＥＣの大きさに基づいて変化すれば、誘起電圧とモータ電流の位相がロータ回転速度によらずに一致するようにすることができる。

さらに以上では、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの位相差が、目標値Ｖｔｈに対して大きくなるか小さくなるかで、位相差信号ＰＤ１を２値に設定しているが、この位相差と目標値Ｖｔｈの差をそのまま位相差信号ＰＤ１とし、この位相差信号ＰＤ１により指令電圧Ｖｕｉｎの位相を制御するように構成すれば、位相差をより早く目標値Ｖｔｈに収束することができる。

また目標値Ｖｔｈは、誘起電圧とモータ電流の位相を一致させる値にするだけでなく、高速回転時に誘起電圧に対して、モータ電流の位相が進み位相となるような値に設定することもできる。このようにすれば、最高回転速度を向上させるように駆動させることも可能である。また、位相差生成部８０Ａの記憶部８５を設ける代わりに、基準信号生成部８１の基準信号Ｕ０の位相を変えてもよい。すなわち予め目標値Ｖｔｈだけ位相を遅らせた信号を新たな基準信号とし、実施の形態１と同様に、新たな基準信号とモータ電流の位相差が実質的にゼロとなるように駆動させてもよい。このようにすれば、以上のような記憶部８５を設ける場合と同様の効果が得られる。
（実施の形態３）

図２５から図２７を用いて、本発明の実施の形態３におけるモータ駆動装置および駆動方法について説明する。図２５は、本発明に係る実施の形態３のモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２とは位相差生成部８０Ｂの構成が異なる。それ以外の構成、動作は、実施の形態２で説明したものと同様である。

図２６は、位相差生成部８０Ｂの具体的な構成を示すブロック図である。位相差生成部８０Ｂは、実施の形態１の位相差生成部８０に、新たに位相差計測部８４Ａ、８４Ｂと、位相差判定部８３Ｂと、閾値設定部８６と、を備えた点が異なる。位相差生成部８０Ｂの各部の動作を、図２７のタイミングチャートを用いて説明する。なお、図２７のタイミングチャートは、位相差生成部８０Ｂの動作を説明するためのものであり実際の動作波形とは異なる。電流ゼロクロス信号ＩＺとＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相を比較し、パルス信号ＰＡ（位相遅れ信号）およびパルス信号ＰＢ（位相進み信号）を出力するまでの過程は、実施の形態１と同じなので説明を省略する。

パルス信号ＰＡおよび指令電圧生成部４０Ａからの角度パルス信号ＡＰが、位相差計測部８４Ａに入力され、パルス信号ＰＢおよび指令電圧生成部４０Ａからの角度パルス信号ＡＰが、位相差生成部８４Ｂに入力される。図２７に、パルス信号ＰＡ、パルス信号ＰＢ、角度パルス信号ＡＰを示す。位相差計測部８４Ａは、パルス信号ＰＡの“Ｌ”レベル期間の時間計測を行い、位相差計測部８４Ｂは、パルス信号ＰＢの“Ｌ”レベル期間の時間計測を行う。

位相差計測部８４Ａの具体的な動作は、実施の形態２で説明している通りであるため（図２７の信号Ｌ２Ａ、信号Ｃ２Ａ参照）、ここでは、位相差計測部８４Ｂの具体的な動作について説明する。位相差計測部８４Ｂは、角度パルス信号ＡＰをクロックとし、パルス信号ＰＢの立下がりエッジに同期してアップカウント動作を行い、パルス信号ＰＢの立上がりエッジ到来でその時のアップカウント値Ｃ２Ｂをラッチし、アップカウンタのリセット動作を行う。図２７の信号Ｌ２Ｂ、信号Ｃ２Ｂは、互いのゼロレベルを重ねて示されている。アップカウント値Ｃ２Ｂをラッチ出力したラッチ信号Ｌ２Ｂは、位相差判定部８３Ｂに出力される。ここで、例えば角度パルス信号ＡＰを、電気角で１度刻みの信号と設定する。この場合、パルス信号ＰＢの“Ｌ”レベル期間のアップカウンタによる計測値（ラッチ信号Ｌ２Ｂ）は、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵのゼロクロスにエッジを持つ基準信号Ｕ０、に対する電流ゼロクロス信号ＩＺの位相進み量、つまり、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの位相進み量と一致する。

位相差判定部８３Ｂは、位相差計測部８４Ａ、８４Ｂからのラッチ出力Ｌ２Ａ、Ｌ２Ｂと、閾値設定部８６からの閾値ＶｔｈＡとを比較し、位相差信号ＰＤ２を出力する。図２７に位置差信号ＰＤ２を示す。期間Ｔ１２は、パルス信号ＰＡが出力されている期間であり、指令電圧Ｖｕｉｎに対してモータ電流Ｉｕの位相が遅れている状態を示している。同様に期間Ｔ１３は、パルス信号ＰＢが出力されている期間であり、指令電圧Ｖｕｉｎに対してモータ電流Ｉｕの位相が進んでいる状態を示す。位相差判定部８３Ｂは、閾値設定部８６からの閾値ＶｔｈＡに対してラッチ出力Ｌ２Ａが大きい場合、位相差信号ＰＤ２を１として出力する。同様に、閾値ＶｔｈＡに対してラッチ出力Ｌ２Ｂが大きい場合、位相差信号ＰＤ２を−１として出力する。なお、ラッチ出力Ｌ２Ａが閾値ＶｔｈＡより小さい、または、ラッチ出力Ｌ２Ｂが閾値ＶｔｈＡより小さい場合は、位相差信号ＰＤ２をゼロとして出力する。なお、ＰＤ２の出力は上記に限らず、３値出力であれば各３値のレベルは任意の値でよい。

位相差信号ＰＤ２が１を出力している場合、指令電圧Ｖｕｉｎに対してモータ電流Ｉｕの位相が、設定した閾値ＶｔｈＡ以上に遅れている。このため、指令電圧生成部４０Ａにおいて、位相を進ませるように制御する。これにより、指令電圧Ｖｕｉｎを現在の位相に対して位相を進ませるため、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの遅れ方向の位相差は小さくなる。次に、位相差信号ＰＤ２が−１を出力している場合、指令電圧Ｖｕｉｎに対してモータ電流Ｉｕの位相が設定した閾値ＶｔｈＡ以上に進んでいるため、指令電圧生成部４０Ａにおいて、位相を遅らせるように制御する。これにより、指令電圧Ｖｕｉｎを現在の位相に対して位相を遅らせるため、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの進み方向の位相差は小さくなる。また、位相差信号ＰＤ２がゼロを出力している場合、指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相差の絶対値は、設定した閾値内に存在しており、指令電圧生成部４０Ａにおける位相制御は行わない。以上の状態を繰り返し、最終的に指令電圧Ｖｕｉｎとモータ電流Ｉｕの位相差の絶対値は、閾値ＶｔｈＡ内に落ち着く。なお、閾値ＶｔｈＡは一定値でなく、変化する構成としてもよい。

以上のように構成することで、ロータ位置検出用の非通電期間が必要でないセンサレス駆動が可能となる。また、位相差の生成に閾値を設定しているため、閾値近辺での過剰な位相制御を無くすことができるため、安定したセンサレス駆動が可能となる。

なお、角度パルス信号ＡＰは電気角で１度刻みの信号に限定されず、閾値ＶｔｈＡに応じて任意に設定すればよい。また、位相差生成部８０Ｂの閾値設定部８６を構成する代わりに、外部閾値設定部から位相差判定部８３Ｂに閾値ＶｔｈＡを入力する形式としても、同様の効果を得ることは言うまでもない。

さらに以上では、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの位相差が目指す目標値を実質的にゼロに設定しているが、非ゼロの所定値に設定してもよい。非ゼロの所定値にする構成としては、位相差生成部８０Ｂにおける基準信号生成部８１の基準信号Ｕ０の位相を所定値分だけずらせたり、ラッチ出力Ｌ２Ａ、Ｌ２Ｂに与える閾値に所定値分の差を加えたり、パルス信号ＰＡ、ＰＢに所定値分のパルス幅の差を加えたりすること等があり、容易に目標値を非ゼロの所定値にできる。このような構成すれば、実施の形態２のように、誘起電圧とモータ電流の位相を一致させる等の最適な位相関係に、設定することができる。また実施の形態２の効果に加えて、最適位相付近における過剰な位相制御を無くすことが可能であり、安定した高効率なセンサレス駆動が得られる。

また図２３に示すように、目標値Ｖｔｈがロータ回転速度により変化すれば、誘起電圧とモータ電流の位相がロータ回転速度によらずに一致する。ロータ回転速度はトルク指令信号ＥＣにより変化するから、目標値Ｖｔｈが、トルク指令信号ＥＣの大きさに基づいて変化すれば、誘起電圧とモータ電流の位相がロータ回転速度によらずに一致するようにすることができる。
目標値は、外部目標値設定器などの目標値設定部により設定される。
（実施の形態４）

図２８から図３０を用いて、本発明の実施の形態４におけるモータ駆動装置および駆動方法について説明する。図２８は、本発明に係る実施の形態４のモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。実施の形態３とは位相差生成部８０Ｃの構成が異なる。それ以外の構成、動作は、実施の形態３で説明したものと同様である。

図２９は、位相差生成部８０Ｃの具体的な構成を示すブロック図である。位相差生成部８０Ｃは、実施の形態３の位相差生成部８０Ｂに、新たに位相差判定部８３Ｃと、アンプ８７と、を備えた点が異なる。位相差生成部８０Ｃの各部の動作を、図３０のタイミングチャートを用いて説明する。なお、図３０のタイミングチャートは、位相差生成部８０Ｃの動作を説明するためのものであり実際の動作波形とは異なる。電流ゼロクロス信号ＩＺとＵ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相を比較し、パルス信号ＰＡおよびパルス信号ＰＢを出力し、位相差計測部８４Ａ、８４Ｂのラッチ出力Ｌ２Ａ、Ｌ２Ｂを出力するまでの過程は、実施の形態３と同じなので、説明を省略する。

位相差判定部８３Ｃは、ラッチ出力Ｌ２Ａ、Ｌ２Ｂと閾値設定部８６の閾値ＶｔｈＡとを比較し、アンプ８７を介して位相差信号ＰＤ３として出力する。位相差判定部８３Ｃは、ラッチ出力Ｌ２Ａ、Ｌ２Ｂが閾値ＶｔｈＡを超えている場合、その差の値をそのまま出力する。その際、パルス信号ＰＡが出力されている期間Ｔ１２においては正の値を出力し、パルスＰＢが出力されている期間Ｔ１３においては負の値を出力する。アンプ８７は、位相差判定部８３Ｃの出力をゲイン倍して、位相差信号ＰＤ３として出力する。図３０のＰＤ３は、アンプ８７のゲインが１の場合の図である。このように、パルス信号ＰＡが出力されている期間Ｔ１２においては、ラッチ出力Ｌ２Ａが閾値ＶｔｈＡを超える量がＶａ、Ｖｂの時、それぞれ正の値Ｖａ、Ｖｂを出力する。また、パルス信号ＰＢが出力されている期間Ｔ１３においては、ラッチ出力Ｌ２Ｂが閾値ＶｔｈＡを超える量がＶｃ、Ｖｄの時、それぞれ負の値−Ｖｃ、−Ｖｄを出力する。

指令電圧生成部４０Ａは、位相差信号ＰＤ３の値に応じて位相を制御する。つまり、位相差信号ＰＤ３がＶａの値であった場合、指令電圧Ｖｕｉｎを位相進み方向に、Ｖａに比例した量だけ位相を制御する。また、位相差信号ＰＤ３が−Ｖｃであった場合、指令電圧Ｖｕｉｎを位相遅れ方向に、Ｖｃに比例した量だけ位相を制御する。このように、位相差生成部８０Ｃで検出された位相差量に応じて位相を制御するため、実施の形態１から３のように位相の進み／遅れの２値で位相を制御するステップ制御に比べて、収束性がよくなる。

なお、実施の形態４ではアンプ８７のゲインを一定としたが、ゲインの値は場合に応じて変更してもよい。また、アンプを用いたＰ制御（比例制御）だけでなく、ＰＩ制御（比例−積分制御）やＰＩＤ制御（比例−積分−微分制御）を用いた構成としてもよい。このように構成することで、さらに収束性がよくなる。また、閾値ＶｔｈＡは任意の値に変更可能であり、ゼロに設定してもよい。

さらに以上では、指令電圧Ｖｕｉｎに対するモータ電流Ｉｕの位相差が目指す目標値を実質的にゼロに設定しているが、非ゼロの所定値に設定してもよい。非ゼロの所定値にする構成としては、位相差生成部８０Ｃにおける基準信号生成部８１の基準信号Ｕ０の位相を所定値分だけずらせたり、ラッチ出力Ｌ２Ａ、Ｌ２Ｂに与える閾値に所定値分の差を加えたり、パルス信号ＰＡ、ＰＢに所定値分のパルス幅の差を加えたりすること等があり、容易に目標値を非ゼロの所定値にできる。このような構成すれば、実施の形態２のように、誘起電圧とモータ電流の位相を一致させる等の最適な位相関係に、設定することができる。また実施の形態２の効果に加えて、最適位相付近における過剰な位相制御を無くすことが可能であり、安定した高効率なセンサレス駆動が得られる。

また図２３に示すように、目標値Ｖｔｈがロータ回転速度により変化すれば、誘起電圧とモータ電流の位相がロータ回転速度によらずに一致する。ロータ回転速度はトルク指令信号ＥＣにより変化するから、目標値Ｖｔｈが、トルク指令信号ＥＣの大きさに基づいて変化すれば、誘起電圧とモータ電流の位相がロータ回転速度によらずに一致するようにすることができる。

以上のように構成することにより、ロータ位置検出用の非通電期間を必要とせず、かつ、位相制御の収束性がよい安定したセンサレス駆動が可能となる。
（実施の形態５）

図３１、３２を用いて、本発明の実施の形態５におけるモータ駆動装置および駆動方法について説明する。図３１は、本発明に係る実施の形態５のモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１とは、電流検出部１９０と、差分部１１０が追加された点が異なる。それ以外の構成、動作は実施の形態１で説明したものと同様である。

図３２は、電流検出部１９０の具体的な構成を示すブロック図である。電流検出部１９０は、電流検出抵抗１９１と、抵抗１９２および容量１９３を含むローパスフィルタ１９５とで構成される。電流検出部１９０は、電流検出抵抗１９１により駆動部２０を流れる電流を検出し、ローパスフィルタ１９５により電流検出抵抗１９１にて検出された電圧値を平均化処理し、結果を電流検出信号Ｖｃｓとして差分部１１０に出力する。このように、電流検出部１９０により検出される電流検出信号Ｖｃｓは、駆動部２０を流れる平均電流であり、モータ電流の大きさを表している。

次に差分部１１０は、例えば差動増幅回路で構成されており、トルク指令信号ＥＣと電流検出部１９０の電流検出信号Ｖｃｓとの差分を増幅し、差分信号ＥＣ１として乗算器５０に出力する。つまり、電流検出部１９０の電流検出信号Ｖｃｓが、トルク指令信号ＥＣにほぼ等しくなるように、電流制御がかかる構成となっている。このように構成することにより、駆動部２０を流れる平均電流を制御することが可能となる。このため、ロータ位置検出用の非通電期間が必要でないセンサレス駆動を行いつつも、モータ１０の定速回転時や、加減速時において安定したセンサレス駆動が可能となる。また、常に駆動部２０を流れる電流を検出しているため、応答性の面でも優れる。なお、本実施形態５では実施形態１を基に説明したが、その他の実施形態２、３、および４においても、同様に差分部１１０と電流検出部１９０を備えた構成にすることにより、安定したセンサレス駆動が可能となる。また、電流検出部１９０の構成は上記に限定されず、駆動部２０に流れる電流の平均値を検出する構成であればどのような構成でもよい。
（実施の形態６）

図３３Ａから図３８を用いて、本発明の実施の形態６におけるモータ駆動装置および駆動方法について説明する。図３３Ａは、本発明に係る実施の形態６のモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１とは指令電圧生成部４０Ｂおよびトルク指令信号生成部５１Ａの構成が異なり、トルク指令信号生成部５１Ａからの信号ＢＲＫが指令電圧生成部４０Ｂに入力される点、および電流検出部１９０と、差分部１１０が追加された点が異なる。それ以外の構成および動作は、実施の形態１で説明したものと同様である。

図３３Ｂは、トルク指令信号生成部５１Ａの具体的な構成を示すブロック図であり、図３３Ｃは、トルク指令信号生成部５１Ａの各部の動作を説明するタイミングチャートである。トルク指令信号生成部５１Ａは、比較器５２と絶対値差動増幅器５３とで構成される。比較器５２は、トルク指令信号ＥＣと基準信号ＥＣＲが入力され、信号ＢＲＫを指令電圧生成部４０Ｂに出力する。信号ＢＲＫは、基準信号ＥＣＲに対してトルク指令信号ＥＣが大きい場合に“Ｈ”レベル、小さい場合に“Ｌ”レベルとなる信号である。この信号ＢＲＫの状態により、通常動作とブレーキ動作を切替えてモータ１０の駆動制御を行う。ブレーキ動作には、逆転方向の電流を強制的に流す逆転ブレーキと、モータの自己発電電力により停止させるショートブレーキとがあるが、以下、ブレーキ動作とは逆転ブレーキ動作のことをいう。なお、信号ＢＲＫによりショートブレーキ動作を行わせたい場合は、駆動部２０の上側パワートランジスタ２１〜２３もしくは下側パワートランジスタ２４〜２６のどちらか一方を全てオンとさせる。

一方、絶対値差動増幅器５３にもトルク指令信号ＥＣと基準信号ＥＣＲが入力され、信号ＥＣｄを差分部１１０に出力する。信号ＥＣｄは、トルク指令信号ＥＣと基準信号ＥＣＲの差分の絶対値を所定ゲインで増幅させた信号であり、この信号と電流検出部１９０からの電流検出信号Ｖｃｓとの差分信号を差分部１１０において生成することで、モータ１０のトルク制御を行う。つまり、トルク指令信号生成部５１Ａは、比較器５２において基準信号ＥＣＲとトルク指令信号ＥＣの大小関係に応じて通常動作とブレーキ動作を切替える信号ＢＲＫを出力し、絶対値差分増幅器５３において基準信号ＥＣＲとトルク指令信号ＥＣの差分の絶対値に比例した信号ＥＣｄを出力する。

ここで、図３３Ｃを用いてトルク指令信号生成部５１Ａの具体的な動作説明を行う。通常動作時は、基準信号ＥＣＲに対して小さい値のトルク指令信号ＥＣを入力することでトルク制御を行う（例えば点１３０）。回転速度を上げたい場合は、トルク指令信号ＥＣを基準信号ＥＣＲに対してより小さくすることで実現できる（例えば点１３１）。次に、図３３Ｃの点１３０で駆動している状態から、ブレーキ動作に移行させる場合について説明する。通常動作からブレーキ動作への移行は、基準信号ＥＣＲに対するトルク指令信号ＥＣの値を大きくすればよい（例えば点１３２）。この時、基準信号ＥＣＲに対するトルク指令信号ＥＣの大きさによりブレーキトルク制御が行われる。

図３４は、指令電圧生成部４０Ｂの具体的な構成を示すブロック図である。指令電圧生成部４０Ｂは、実施の形態１の指令電圧生成部４０に、新たにＢＲＫ切替部４４を備えた点が異なる。図３５は、ＢＲＫ切替部４４の動作を説明するタイミングチャートである。ＢＲＫ切替部４４には、信号ＢＲＫが入力される。ＢＲＫ切替部４４は、通常動作時（信号ＢＲＫは“Ｌ”レベル）、位相差生成部８０の位相差信号ＰＤをそのままＳＷマトリクス４３に出力する。一方、ブレーキ動作時（信号ＢＲＫは“Ｈ”レベル）には、位相差生成部８０の位相差信号ＰＤを反転させ、反転位相差信号ＰＤＢとしてＳＷマトリクス４３に出力する。

通常動作時（信号ＢＲＫは“Ｌ”レベル）の反転位相差信号ＰＤＢは、位相差信号ＰＤと同じ信号であり、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの生成方法は実施の形態１と同じである。ここで、通常動作時の位相制御について図１３を用いて簡単に説明する。位相差信号ＰＤが“Ｌ”レベルの場合、電流ゼロクロス信号ＩＺは、基準信号Ｕ０に対して遅れ位相である。この場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスにおいて、所定角度ＡＳだけ位相を進ませるように制御する（図１３のＺ１）。逆に位相差信号ＰＤが“Ｈ”レベルの場合、電流ゼロクロス信号ＩＺは、基準信号Ｕ０に対して進み位相である。この場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスにおいて、所定角度ＡＳだけ位相を遅らせるように制御する（図１３のＺ２）。このように通常動作時は、電流ゼロクロス信号ＩＺが基準信号Ｕ０に対して進み位相の場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相を遅らせる方向に制御し、反対に電流ゼロクロス信号ＩＺが基準信号Ｕ０に対して遅れ位相の場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相を進ませる方向に制御する。

次に逆転ブレーキ動作時（信号ＢＲＫは“Ｈ”レベル）の場合について、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの生成方法を、図３６を用いて説明する。逆転ブレーキ動作時の反転位相差信号ＰＤＢは、ＢＲＫ切替部４４により位相差信号ＰＤが反転出力された信号である。つまり、通常動作時と比較して、位相制御の方向を逆にすることが特徴である。以下、具体的に逆転ブレーキ動作時の位相制御について説明する。反転位相差信号ＰＤＢが“Ｌ”レベル、つまり、電流ゼロクロス信号ＩＺが基準信号Ｕ０に対して進み位相である場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスにおいて、所定角度ＡＳだけ位相を進ませるように制御する（図３６のＺ１１）。逆に、位相差信号ＰＤＢが“Ｈ”レベル、つまり、電流ゼロクロス信号ＩＺが基準信号Ｕ０に対して遅れ位相である場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの立下がりゼロクロスにおいて、所定角度ＡＳだけ位相を遅らせるように制御する（図３６のＺ２２）。このように、逆転ブレーキ動作時においては、電流ゼロクロス信号ＩＺが基準信号Ｕ０に対して進み位相の場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相を進ませる方向に制御し、電流ゼロクロス信号ＩＺが基準信号Ｕ０に対して遅れ位相の場合、Ｕ相正弦波状信号ｓｉｎＵの位相を遅らせる方向に制御する。

以下に位相制御の方向を逆にするだけで、逆転ブレーキ動作が可能となる理由を説明する。
図３７に、逆転ブレーキ動作時の指令電圧、誘起電圧、およびモータ電流等のＵ相のみ位相関係、および指令電圧のゼロクロスにエッジを持つ基準信号Ｕ０と電流ゼロクロス信号ＩＺを示す。なお、通常動作からブレーキ動作に切替えた場合、誘起電圧の位相に対して逆位相のモータ電流を流すため、モータ電流は通常動作時に対して大きくなる。そのため、電流検出部１９０および差分部１１０を介して、指令電圧Ｖｕｉｎの振幅値は小さくするように制御される。

図３７（Ａ）は、Ｕ相誘起電圧Ｅｕに対して、Ｕ相指令電圧Ｖｕｉｎが位相Ｐｈ１だけ進んでいる時の位相関係図である。このときＵ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相指令電圧Ｖｕｉｎに対して位相Ｐｈｄだけ進み位相となっている。ここで、通常動作時であれば、実施の形態１で説明したようにＵ相モータ電流Ｉｕの進み位相を検出した場合、指令電圧生成部４０Ｂにおいて遅れ方向（図３７（Ａ）の矢印１２０の方向）に指令電圧の位相を制御し、モータ電流の位相を遅らせる。また、逆にＵ相モータ電流Ｉｕの遅れ位相を検出した場合は、進み方向に指令電圧の位相を制御し、モータ電流の位相を進ませる。これを繰り返すことにより、実施の形態１で説明したように、Ｕ相指令電圧ＶｕｉｎおよびＵ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相誘起電圧Ｅｕとほぼ同位相で駆動する（図２２参照）。一方、Ｕ相モータ電流Ｉｕの進み位相を検出した時に、指令電圧生成部４０Ｂにおいて進み方向（図３７（Ａ）の矢印１２１の方向）に指令電圧の位相を制御、すなわち、通常動作時と位相制御の方向を逆にすると、モータ電流の位相が進み、図３７（Ｂ）に示す位相でＵ相指令電圧ＶｕｉｎとＵ相モータ電流Ｉｕの位相が一致する。この状態は、Ｕ相モータ電流ＩｕがＵ相誘起電圧Ｅｕに対して逆位相付近で駆動しているため、ブレーキトルクが発生し、モータ１０は減速することになる。

なお、上記では、Ｕ相モータ電流ＩｕがＵ相指令電圧Ｖｕｉｎより進んでいる場合について説明した。逆に、Ｕ相モータ電流ＩｕがＵ相指令電圧Ｖｕｉｎより遅れている場合についても、同様に通常動作時と位相制御の方向を逆に、すなわち遅れ方向に位相を制御すればよい。以上より、逆転ブレーキ動作は、信号ＢＲＫの入力に応じて位相制御の方向を逆にすることで可能となる。
このように、逆転ブレーキ動作時の位相制御の方向を通常動作時に対して逆にすれば、逆転ブレーキ動作時も通常動作時と同様に、ロータ位置検出用の非通電期間を必要としないセンサレス駆動が可能となる。つまり、逆転ブレーキ動作時においても、非通電期間による振動や騒音を低減することが可能となる。

なお、図３７（Ｂ）に示すように、逆転ブレーキ動作時のＵ相誘起電圧ＥｕとＵ相モータ電流Ｉｕとの位相関係は、完全な逆位相の状態にはなっていない。つまり、ブレーキトルクが小さい逆転ブレーキ動作を行っているため、逆転ブレーキ時間が長くなる傾向にある。ここで図３８は、ブレーキトルクを大きくした場合、すなわち誘起電圧とモータ電流が逆位相の場合の各波形の位相関係図である。図３８（Ａ）は図３７（Ｂ）と同じ図であり、この状態では、基準信号Ｕ０と電流ゼロクロス信号ＩＺの位相差が実質的にゼロとなるように、制御されている。それに対して、図３８（Ｂ）は、ブレーキトルクが最大となる場合、すなわち誘起電圧とモータ電流が逆位相の場合の各波形の位相関係図である。図３８（Ａ）との違いは、基準信号をＵ０からＵ０ｄに変更した点である。つまり図３８（Ｂ）では、電流ゼロクロス信号ＩＺと新たな基準信号Ｕ０ｄとの位相差が実質的にゼロとなるように、制御されている。このように、基準信号をＵ０よりも遅れ位相のＵ０ｄとすることにより、Ｕ相モータ電流ＩｕがＵ相誘起電圧Ｅｕに対して逆位相で駆動する、すなわちブレーキトルクを最大とすることが可能となる。したがって逆転ブレーキ時には、位相制御の方向を逆にするだけでなく、基準信号をＵ０に対して遅れ位相のＵ０ｄとすることで、ブレーキ時間の短い逆転ブレーキが可能となる。

なお、新たな基準信号Ｕ０ｄの基準信号Ｕ０に対する遅れ位相の大きさは、ロータ回転速度が速いほど大きく設定し、またトルク指令信号が大きいほど大きく設定する方がよい。さらに、減速中のロータ回転速度に応じて単調減少的に小さく設定する方がよい。これは、ロータ回転速度が逆転ブレーキ動作により減速してくると、誘起電圧もそれに比例して小さくなるため、同じ新たな基準信号Ｕ０ｄで位相を制御すると、誘起電圧とモータ電流の位相が逆位相からずれてしまうためである。

次に、実施の形態５および６のように、電流検出部１９０および差分部１１０を追加する目的を、以下に説明する。高速運転状態において逆転ブレーキを作動させた場合、モータ電流は通常動作時よりも非常に大きくなり、大電流が流れ続けることになる。実施の形態５のモータ駆動装置を半導体ＩＣで構成した場合、発熱等により動作不良を起こしたり、強いては破壊まで至ったりすることになる。したがって、電流検出部１９０において駆動部２０を流れる電流を検出し、差分部１１０を介して駆動指令信号の振幅を制御すれば、このような問題を起こさないようにすることができる。また、トルク指令信号ＥＣを直接乗算器５０に入力し、駆動指令信号の振幅を制御する構成と比較した場合、応答性に優れるといった利点もある。

以上のように、本発明は逆転ブレーキに対しても効果を発揮する。すなわち信号ＢＲＫにより、位相制御の方向を通常動作時とは逆にすれば、通常動作時と同様に、ロータ位置検出用の非通電期間を必要としないセンサレス駆動が可能となる。このように逆転ブレーキ動作時であっても、非通電期間による振動や騒音を低減することが可能となる。また、逆転ブレーキ時の基準信号を、通常動作時に対して遅れ位相とすることにより、ブレーキトルクの最大点でのブレーキ動作が可能となるため、ブレーキ時間を短縮することができる。

なお実施の形態６は、実施の形態１のような位相制御方法に限定されず、実施の形態２から４に示したように様々な位相制御方法に対しても、同様に位相制御の方向を通常動作時とは逆にすればよいことは言うまでもない。
（実施の形態のまとめ）

以上、本発明のモータ駆動装置および駆動方法によれば、センサレス駆動により低コスト化や小型化が達成できる。またロータ位置検出用の非通電期間を必要としないため、振動や騒音を低減する。さらに、ロータ位置検出誤差による効率の悪化や、トルク不足によるうねりや脱調等の不具合が発生することもなく、高効率で安定なモータ駆動が可能となる。
なお、以上の実施の形態において展開した説明は、すべて本発明を具体化した一例であり、本発明はこれらの例に限定されるものではない。

本発明は、センサレス駆動を行うモータ駆動装置および駆動方法等に有用である。

本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 図１の通電制御部３０の具体的な構成を示すブロック図である。 図１の速度検出部６０の各部の動作を説明するタイミングチャートである。 図１の電流位相検出部７０の動作を説明する説明図である。 図１の電流位相検出部７０の動作を説明する説明図である。 図１の電流位相検出部７０の動作を説明する説明図である 図１の電流位相検出部７０の具体的な構成を示すブロック図である。 図６の電流位相検出部７０の各部の動作を説明するタイミングチャートである。 図１の位相差生成部８０の具体的な構成を示すブロック図である。 図８の位相差生成部８０の各部の動作を説明するタイミングチャートである。 図８の位相差判定部８３の動作を説明するタイミングチャートである。 図１の指令電圧生成部４０の具体的な構成を示すブロック図である。 図１１の指令電圧生成部４０の各部の動作を説明するタイミングチャートである。 図１１の指令電圧生成部４０の位相制御動作を説明するタイミングチャートである。 図１１の指令電圧生成部４０の別の位相制御動作を説明するタイミングチャートである。 モータ１０のＵ相の等価回路を示す回路図である。 モータ１０のＵ相等価回路における各信号の動作を示す波形図である。 指令電圧とモータ電流の位相を一致させるための位相関係の一例を示す関係図である。 本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 図１８の指令電圧生成部４０Ａの具体的な構成を示すブロック図である。 図１８の位相差生成部８０Ａの具体的な構成を示すブロック図である。 図２０の位相差生成部８０Ａの各部の動作を説明するタイミングチャートである。 指令電圧とモータ電流の位相関係を示す波形図である。 誘起電圧とモータ電流の位相を一致させるための位相関係の一例を示す関係図である。 図２２の関係を近似した波形を示す説明図である。 本発明の実施の形態３におけるモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 図２５の位相差生成部８０Ｂの具体的な構成を示すブロック図である。 図２６の位相差生成部８０Ｂの各部の動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態４におけるモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 図２８の位相差生成部８０Ｃの具体的な構成を示すブロック図である。 図２９の位相差生成部８０Ｃの各部の動作を説明するタイミングチャートである。 本発明の実施の形態５におけるモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 図３１の電流検出部１９０の具体的な構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態６におけるモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 図３３Ａのトルク指令信号生成部５１Ａの具体的な構成を示すブロック図である。 図３３Ａのトルク指令信号生成部５１Ａの各部の動作を説明するタイミングチャートである。 図３３Ａの指令電圧生成部４０Ｂの具体的な構成を示すブロック図である。 図３４のＢＲＫ切替部４４の動作を説明するタイミングチャートである。 図３４の電圧指令生成部４０Ｂの各部の動作を説明するタイミングチャートである。 逆転ブレーキ時の指令電圧とモータ電流等の位相関係を示すタイミングチャートである。 逆転ブレーキ時のブレーキトルクが最大となる場合の指令電圧とモータ電流等の位相関係を示すタイミングチャートである。 従来のモータ駆動装置の全体構成を示すブロック図である。 図３９の従来のモータ駆動装置の位置検出部１００ｐの各部の動作を説明するタイミングチャートである。

符号の説明

１ パワー供給源
１０ モータ
２０ 駆動部
３０ 通電制御部
４０ 指令電圧生成部
５０ 乗算部
５１ トルク指令信号生成部
６０ 速度検出部
６１ 差分器
６２ 比較器
７０ 電流位相検出部
８０ 位相差生成部
９０ 擬似中性点生成部

Claims (29)

1. Ｎ相（Ｎは２以上の整数）モータをＮ相のＰＷＭ駆動信号により駆動する装置であって、
   前記Ｎ相モータの回転速度を検出し、回転速度に関連した周波数成分を含む速度信号を出力する速度検出手段と、
   位相と振幅と周波数で特定される駆動指令信号を生成する駆動指令信号生成手段と、
   前記駆動指令信号に基づいて、前記ＰＷＭ駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記ＰＷＭ駆動信号に応じて、前記モータに電力を供給する駆動出力手段と、
   前記Ｎ相モータに流れるモータ電流の位相を検出する電流位相検出手段と、
   前記モータ電流の位相と、前記駆動指令信号の位相との位相差を表す位相差信号を生成する位相差生成手段とを有し、
   前記駆動指令信号生成手段は、前記速度信号と位相差信号に基づいて、駆動指令信号の位相を制御することを特徴とする、モータ駆動装置。
2. 前記駆動指令信号生成手段は、
   前記Ｎ相モータのトルクを指定するトルク指令信号を生成するトルク指令信号生成手段と、
   前記トルク指令信号に基づいて、前記駆動指令信号の振幅を制御する乗算手段とを有することを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 更に、
   前記駆動出力手段に流れる電流を検出し、電流検出信号を出力する電流検出部と、
   前記トルク指令信号と、前記電流検出信号との差分信号を生成する差分部とを有し、
   前記乗算手段は、前記差分信号に基づいて、前記駆動指令信号の振幅を制御することを特徴とする、請求項２記載のモータ駆動装置。
4. 更に、目標値を設定する目標値設定手段を有し、
   前記駆動指令信号生成手段は、前記位相差信号が前記目標値と大略等しくなるように制御することを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
5. 前記駆動指令信号生成手段は、前記位相差信号と前記目標値との差の極性に基づいて制御することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
6. 前記駆動指令信号生成手段は、前記位相差信号と前記目標値との差の極性および差の絶対値に基づいて制御することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
7. 前記駆動指令信号生成手段は、前記位相差信号と前記目標値との差の絶対値が、所定の閾値以上の場合、前記差の極性に基づいて制御することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
8. 前記駆動指令信号生成手段は、前記位相差信号と前記目標値との差の絶対値が、所定の閾値以上の場合、前記閾値を超過する量に基づいて制御することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
9. 前記駆動指令信号生成手段は、前記位相差信号が前記目標値以下の場合、前記駆動指令信号の位相を遅らせる方向に制御し、前記位相差信号が前記目標値以上の場合、前記駆動指令信号の位相を進ませる方向に制御することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
10. 更に、前記Ｎ相モータのブレーキを動作させるブレーキ動作期間を検出するブレーキ動作期間検出手段を有し、
    前記駆動指令信号生成手段は、前記ブレーキ動作期間において、前記位相差信号が前記目標値以下の場合、前記駆動指令信号の位相を進ませる方向に制御し、前記位相差信号が前記目標値以上の場合、前記駆動指令信号の位相を遅らせる方向に制御することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
11. 前記目標値は、前記回転速度の増加に応じて単調増加的に変化することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
12. 前記目標値は、前記トルク指令信号の大きさに基づいて変化することを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
13. 前記目標値は、前記回転速度と前記位相差信号との関係に基づいて設定されることを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
14. 前記目標値は、実質的にゼロであることを特徴とする、請求項４記載のモータ駆動装置。
15. 前記Ｎ相モータは、一端が共通に接続され、他端がＮ相のモータ端子電圧を生成するＮ相コイルを含み、
    前記速度検出手段は、
    Ｎ個の前記モータ端子電圧の平均を表す、擬似中性点電圧を生成する擬似中性点生成部と、
    前記共通接続端におけるモータ中性点電圧と、前記擬似中性点電圧とを比較する中性点比較部とを含むことを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
16. 前記中性点比較部は、
    前記モータ中性点電圧と前記擬似中性点電圧との差分電圧を生成する差分器と、
    前記差分電圧と所定の基準電圧とを比較する比較器とを含むことを特徴とする、請求項１５記載のモータ駆動装置。
17. 前記駆動指令信号生成手段は、前記速度信号の周期を検出する周期検出部を備え、
    前記駆動指令信号生成手段により生成される前記駆動指令信号は、前記周期を表す情報を含むことを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
18. 前記駆動指令信号生成手段は、
    前記周期検出部で検出した周期の平均値を求める平均値処理部を備え、
    前記駆動指令信号生成手段により生成される前記駆動指令信号は、前記周期の平均値を表す情報を含むことを特徴とする、請求項１７記載のモータ駆動装置。
19. 前記駆動指令信号生成手段は、前記周期検出部により検出された周期を所定比率に分割する角度生成部を含み、
    前記角度生成部の出力に基づいて、前記駆動指令信号を生成することを特徴とする、請求項１８記載のモータ駆動装置。
20. 前記駆動指令信号生成手段は、実質的に正弦波の駆動指令信号を生成することを特徴する、請求項１記載のモータ駆動装置。
21. 前記駆動指令信号生成手段は、前記Ｎ相モータの誘起電圧に含まれる高調波成分を含んだ駆動指令信号を生成することを特徴する、請求項１記載のモータ駆動装置。
22. 前記駆動指令信号生成手段は、３倍高調波成分を含む駆動指令信号を生成することを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
23. 前記電流位相検出手段は、
    前記モータ端子電圧と所定のハイレベルとを、所定の第１オフセットレベルを与えて比較する第１比較部と、前記モータ端子電圧と所定のローレベルとを、所定の第２オフセットレベルを与えて比較する第２比較部の少なくとも１つと、
    前記第１比較部と第２比較部の少なくとも１つの比較出力に基づいて、前記モータ電流の位相を検出する位相判定部とを含むことを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
24. 前記電流位相検出手段は、前記モータ電流の少なくとも１相の位相を検出し、
    前記位相差生成手段は、前記少なくとも１相の位相と、前記駆動指令信号の少なくとも１相の位相との位相差を生成することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
25. 更に、
    前記駆動指令信号の周波数を設定する駆動指令信号設定手段と、
    前記Ｎ相モータの起動時または低速時を表す低速期間を検出する低速期間検出手段とを有し、
    前記駆動指令信号生成手段は、前記低速期間において、前記駆動指令信号設定手段の出力周波数に基づいて駆動指令信号を生成することを特徴とする、請求項１記載のモータ駆動装置。
26. 前記低速期間において、前記駆動指令信号は非通電期間を有する信号であり、前記非通電期間中にロータの磁極位置検出を行うことを特徴とする、請求項２５記載のモータ駆動装置。
27. Ｎ相（Ｎは２以上の整数）モータをＮ相のＰＷＭ駆動信号により駆動する方法であって、
    前記Ｎ相モータの回転速度を検出し、回転速度に関連した周波数成分を含む速度信号を出力し、
    位相と振幅と周波数で特定される駆動指令信号を生成し、
    前記駆動指令信号に基づいて、前記ＰＷＭ駆動信号を生成し、
    前記Ｎ相モータに流れるモータ電流の位相を検出し、
    前記モータ電流の位相と、前記駆動指令信号の位相との位相差を表す位相差信号を生成するステップを有し、
    前記速度信号と位相差信号に基づいて、駆動指令信号の位相を制御することを特徴とする、モータ駆動方法。
28. 更に、前記位相差信号が実質的にゼロとなるように制御することを特徴とする、請求項２７記載のモータ駆動方法。
29. 更に、
    前記駆動指令信号の周波数を設定し、
    前記Ｎ相モータの起動時または低速時を表す低速期間を検出するステップを有し、
    前記低速期間において、前記駆動指令信号の前記設定された周波数に基づいて駆動指令信号を生成することを特徴とする、請求項２７記載のモータ駆動方法。
    

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