JP5406010B2 - モータ駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータを駆動するためのモータ駆動回路に関する。

同期モータには様々な種類があり、たとえば、ＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）、ＰＭ（Permanent Magnet）型ステッピングモータ、ＶＲ（Variable Reluctance）型ステッピングモータ、ＨＢ（Hybrid）型ステッピングモータ、ＢＬＤＣＭ（Brushless DC Motor）などが知られている。これら同期モータの回転位置を検出する方法には、センサを用いて検出する方法と、センサレスで検出する方法とがある。

センサレスで検出する方法には、ステータとロータにより誘起される誘起電力（以下適宜、速度起電力ともいう）を用いる方法がある。この速度起電力を用いる方法には、モータステータ電圧・電流とモータモデル式からベクトル演算をして位置推定する方法や、モータの駆動ラインを特定の期間ハイインピーダンス状態として、直接的に速度起電圧を検知する方法がある。前者の方法では、駆動期間の全期間においてロータの位置推定が可能である。後者の方法では、検知した速度起電圧成分のゼロクロスタイミングでロータの位置推定が可能である。

特開２００７−２７４７６０号公報

上記前者の方法では、回路規模が増大しコスト高となる。上記後者の方法では、速度起電圧を検出する期間、モータへの通電を停止させる必要があり、電流の連続性が損なわれる。また、ロータの位置推定のためのサンプリングポイントが速度起電圧のゼロクロスタイミングに限られ、とくに、２相モータでは各相の非通電期間を合算しても、１／４電気角周期ごとにしかロータの状態を検知することができない。

本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、低コストで、連続的に誘起電圧を検出し、それをもとにモータを高効率駆動する技術を提供することにある。

本発明のある態様のモータ駆動回路は、駆動信号に応じて、同期モータのコイルに電流を供給する駆動部と、コイルに流れる電流成分を検出するコイル電流検出部と、駆動信号をスケーリングするスケーリング部と、コイル電流検出部により検出されたコイル電流成分から、前記スケーリング部によりスケーリングされた駆動信号を除去して、誘起電圧成分を抽出する誘起電圧成分抽出部と、駆動信号の位相と、誘起電圧成分の位相との位相差を検出する位相差検出部と、位相差検出部により検出された位相差を目標位相差に近づけるよう前記駆動信号を調整する駆動信号調整部と、を備える。

本発明によれば、低コストで、連続的に誘起電圧を検出し、それをもとにモータを高効率駆動することができる。

２相ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）のステータとロータの関係を説明するための図である。 本発明の実施の形態に係るモータ駆動回路の構成を示す図である。 本発明の実施の形態の変形例１に係るモータ駆動回路の構成を示す図である。 本発明の実施の形態の変形例２に係るモータ駆動回路の構成を示す図である。 本発明の実施の形態の変形例３に係るモータ駆動回路の構成を示す図である。 位相差検出部の動作例を示すタイミングチャートである。 同期外れ検出部の構成を示す図である。 連続判定部の動作例を示すタイミングチャートである。 回転速度検出部の構成を示す図である。 回転速度検出部の動作例を示すタイミングチャートである。 図２に示したモータ駆動回路にフィードバックループを追加したモータ駆動回路の構成を示す図である。 図１１に示したモータ駆動回路の変形例を示す図である。 脱調予測判定部の構成を示す図である。 位相判定部の動作例を示すタイミングチャートである。

本発明の実施の形態を説明する前に、本発明の実施の形態に利用する知見について説明する。当該知見は、モータに含まれるステータとロータの関係を規定するものである。
図１は、２相ＰＭＳＭのステータとロータの関係を説明するための図である。前提として、図１内の各符号について定義する。
Ｌ＝各相のインダクタンス
ｉａ，Ｉｂ＝各相の電流
Ｒ＝各ステータの直流抵抗ＤＣＲ
Ｖａ，Ｖｂ＝各相の電圧
θ＝ロータ軸とＡ相軸とのなす角
ω＝ロータ角速度（ｄθ／ｄｔ）

ロータは永久磁石であるが、その速度起電力により各相に発生する鎖交磁束の最大値をΦとすると、Ａ相軸成分Φａは、下記式（１）のように定義される。
Φａ＝Φｃｏｓθ …式（１）

したがって、Ａ相のステータに誘起される速度起電力Ｅａは、下記式（２）に示すように、Ａ相軸成分Φａの時間微分により得られる。
Ｅａ＝−ωΦｓｉｎθ …式（２）

したがって、Ａ相の電圧方程式は下記式（３）のように定義される。
Ｖａ＝（Ｒ＋ｐＬ）Ｉａ＋（−ωΦｓｉｎθ） …式（３）
ここで、ｐ＝ｄ／ｄｔである。

Ｂ相も同様に計算することができ、図１に示す２相ＰＭＳＭのＡ相とＢ相の電圧方程式をまとめて記載すると、下記式（４）のように定義される。

上記式（４）を変形すると、下記式（５）が導かれる。

上記式（５）の右辺第１項は、速度起電力がゼロのときに、ステータコイルに流れる電流を示している。ここで、小型ステッピングモータなど、インダクタンスが比較的小さいモータでは、ｐＬ成分を無視して考えても実用上差し支えない。また、ステータコイルを励磁する電気角周期との関係において、相対的にｐＬ成分の影響が小さい場合も、ｐＬ成分を無視して考えても実用上差し支えない。これを踏まえ、上記式（５）を下記式（６）に近似することができる。

モータが停止状態で、かつステータコイルが直流励磁で定常状態にあるとき、速度起電力はゼロとなり、上記式（６）は下記式（７）のように表される。

上記式（７）は、上記条件下で、ステータに印加される電圧値と当該ステータから検出される電流値とを一致させるためのスケーリングファクタが、ステータの直流抵抗ＤＣＲで表現されることを示している。

上記式（６）の右辺第２項は、速度起電圧を示している。したがって、速度起電圧Ｅｖは、下記式（８）に示すように、モータ回転時にステータから検出される電流値Ｉｓから、モータ回転時におけるステータの駆動電圧値Ｓ０にスケーリングファクタＡｓを乗じて得られるスケーリング後の駆動信号Ｓｓを減算することにより検出される。ここで、スケーリングファクタＡｓは、直流励磁状態でステータから検出される電流値Ｉｄｃと、直流励磁状態でステータに印加される電圧値Ｖｄｃとを同一にスケーリングするためのファクタである。
Ｅｖ＝Ｉｓ−Ａｓ＊Ｓ０＝Ｉｓ−Ｓｓ …式（８）
ここで、ＶｄｃとＳ０のスケールは同一である。すなわち、Ｖｄｃ：Ｓ０＝１：１である。

図２は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動回路１００の構成を示す図である。当該モータ駆動回路１００は、同期モータを駆動する回路である。本実施の形態では、２相ステッピングモータ２０（以下、単にステッピングモータ２０と表記する）を駆動する。ステッピングモータ２０は、二つのステータコイル（以下、それぞれを第１コイル２２および第２コイル２４という）およびロータ２６を含む。ステータ抵抗Ｒｓはステータの直流抵抗成分を示している。なお、図２では第１コイル２２の駆動系統を描いており、第２コイル２４の駆動系統は省略して描いている。

第１コイル２２および第２コイル２４は、互いに電気角で９０°位置がずれて配置される。

ロータ２６は、磁性体（たとえば、永久磁石）を含んでおり、第１コイル２２および第２コイル２４からの磁界に応じて安定する位置が決定される。モータ駆動回路１００は、第１コイル２２および第２コイル２４に互いに９０°位相の異なる交流電流を供給することにより、両者の電流位相に差を設け、ロータ２６を回転させることができる。

また、モータ駆動回路１００は、電流位相の変化を特定のタイミングで停止させることにより、そのタイミングの電流位相に応じた、特定の位置にロータ２６を停止させることができる。これらの処理により、ステッピングモータ２００の回転を制御することができる。

モータ駆動回路１００は、励磁タイミング生成部１０、励磁振幅生成部１２、信号調整部１４、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成部１６、Ｈブリッジ駆動部１８、コイル電流検出部３０、符号判定部３６、スケーリング部３８、比較調整部４０、誘起電圧成分抽出部４２、増幅器４４、デジタルローパスフィルタ４６、微分器４８、同期外れ検出部５０、回転速度検出部６０、第１ゼロクロス検出部７０、第２ゼロクロス検出部７２および位相差検出部７４を備える。

励磁タイミング生成部１０は、図示しない上位の制御装置から、スケーリング指令または通常励磁指令を受け、その指令に応じた励磁タイミングを生成する。スケーリング指令はスケーリングファクタＡｓを検出するためのスケーリング検出モードを選択する指令であり、通常励磁指令は通常駆動モードを選択する指令である。

スケーリングファクタＡｓは、第１コイル２２に発生する誘起電圧がゼロの状態における駆動信号（より具体的には、直流励磁状態でステータに印加される電圧値）と、コイル電流成分（より具体的には、直流励磁状態でステータから検出される電流値）との関係を規定したものである。

スケーリング指令は、システム起動時に発行される。また、スケーリング指令は、ステッピングモータ２０の停止中でかつ直流励磁されている状態において、任意のタイミングで発行される。

通常駆動モードでは、励磁タイミング生成部１０および励磁振幅生成部１２により、所定の励磁角度を持つ励磁信号が生成される。励磁方式としては、たとえば、正弦波励磁、マイクロステップ励磁、１−２相励磁、２相励磁、１相励磁などを採用することができる。

励磁振幅生成部１２は、励磁タイミング生成部１０から供給される励磁タイミングに応じた励磁振幅を持つ駆動信号またはスケーリング検出信号を生成する。信号調整部１４は、励磁振幅生成部１２から供給される駆動信号またはスケーリング検出信号を調整する。より厳密にはその信号の振幅を調整する。この振幅調整の詳細は後述する。

ＰＷＭ信号生成部１６は、信号調整部１４から供給される駆動電圧値Ｓ０をＰＷＭ信号に変換する。スケーリング検出電圧値Ｖｄｃは、直流信号のまま出力する。Ｈブリッジ駆動部１８は、供給される信号に応じてステッピングモータ２０に電流を供給する。Ｈブリッジ駆動部１８は、第１コイル２２を中心に、四つのトランジスタを含む。それらトランジスタのゲート端子には、ＰＷＭ信号生成部１６から供給されるＰＷＭ信号形式の駆動電圧値Ｓ０または直流信号形式のスケーリング検出電圧値Ｖｄｃが入力される。ＰＷＭ信号形式の駆動電圧値Ｓ０が入力される場合、Ｈブリッジ駆動部１８は、当該ＰＷＭ信号のデューティ比に応じた電流を第１コイル２２に供給する。その際、当該ＰＷＭ信号により、第１コイル２２に流すべき電流の向きおよび量が決定される。

コイル電流検出部３０は、第１コイル２２に流れる電流成分を検出する。コイル電流検出部３０は、ステータ抵抗Ｒｓの両端電圧を検出することにより、当該電流成分を検出する。なお、電流成分を検出する際、ステータ抵抗Ｒｓとは別に電流検出用の抵抗を設け、その抵抗の両端電圧を検出する構成にしてもよい。コイル電流検出部３０は、差動増幅器３１、オフセット調整部３２およびアナログデジタル変換器３３を含む。

差動増幅器３１は、ステータ抵抗Ｒｓの両端電圧を所定の増幅率で増幅して、アナログデジタル変換器３３に出力する。差動増幅器３１の出力端子には、ローパスフィルタが接続されており、このローパスフィルタにより差動増幅器３１の出力信号に含まれるノイズが除去された後、当該出力信号がアナログデジタル変換器３３に入力される。

オフセット調整部３２は、差動増幅器３１に発生するオフセットを調整する。たとえば、オフセット調整部３２は、駆動電流がゼロ（すなわち、ステータ抵抗Ｒｓに流れる電流がゼロ）のときの、差動増幅器３１の出力信号を検出して、オフセット値として記憶する。このオフセット値は、差動増幅器３１の入力端子に加算され、差動増幅器３１に発生するオフセットをキャンセルする。なお、オフセット調整部３２によるオフセット値の検出処理は、図示しない上記制御装置からのオフセット調整指令にもとづき実行される。

アナログデジタル変換器３３は、差動増幅器３１から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。このデジタル信号はコイル電流検出部３０により検出された、駆動時コイル電流成分Ｉｓまたはスケーリング検出時コイル電流成分Ｉｄｃを示す信号である。符号判定部３６は、アナログデジタル変換器３３から入力される信号の正負を判定し、スケーリング部３８に供給する。この符号判定により、ステータ抵抗Ｒｓに流れる電流の向きが検出される。

スケーリング部３８は、上記スケーリングファクタＡｓを記憶している。通常駆動モードでは、スケーリング部３８は、上記スケーリングファクタＡｓを用いて、信号調整部１４から出力される駆動電圧値Ｓ０（以下、駆動信号Ｓ０と表記する）をスケーリングする。より具体的には、当該駆動信号Ｓ０にスケーリングファクタＡｓを乗算して、スケーリング後の駆動信号Ｓｓを生成し、誘起電圧成分抽出部４２に供給する。

スケーリング検出モードでは、スケーリング部３８は、信号調整部１４から出力されるスケーリング検出電圧値ＶｄｃにスケーリングファクタＡｓを乗算した値（Ｖｄｃ・Ａｓ）を、比較調整部４０に供給する。比較調整部４０は、スケーリング検出モードにて、スケーリング部３８から供給される値（Ｖｄｃ・Ａｓ）と、コイル電流検出部３０から供給されるスケーリング検出時コイル電流成分Ｉｄｃとを比較し、両者を一致させるためのスケーリングファクタＡｓを算出し、スケーリング部３８に設定する。このスケーリングファクタＡｓは、第１コイル２２に流れる電流の向きによって個別に調整される。すなわち、正負二種類のスケーリングファクタＡｓが設定される。モータ駆動回路１００の直流特性の差を解消するためである。

誘起電圧成分抽出部４２は、コイル電流検出部３０により検出された駆動時コイル電流成分Ｉｓから、スケーリング後の駆動信号Ｓｓを除去して、誘起電圧成分を抽出する。ここでは、当該誘起電圧成分を速度起電圧成分Ｅｖとして抽出する。すなわち、スケーリング後の駆動信号Ｓｓは、誘起電流が発生していない状態において第１コイル２２から検出される電流成分を示すものであるため、実際に検出されたコイル電流成分から当該スケーリング後の駆動信号Ｓｓを減算することにより、誘起電流成分を算出することができる。

このように通常駆動モードでは、駆動信号Ｓ０とスケーリングファクタＡｓとを乗算して生成される駆動信号Ｓｓと、駆動時コイル電流成分Ｉｓとの差分を算出することにより、速度起電圧成分Ｅｖを連続的に検出することができる。

増幅器４４は、誘起電圧成分抽出部４２から出力される速度起電圧成分Ｅｖを所定の増幅率で増幅する。デジタルローパスフィルタ４６は、増幅器４４により増幅された速度起電圧成分Ｅｖから高周波ノイズを除去する。このデジタルローパスフィルタ４６には、励磁タイミング生成部１０からサンプリングクロックＳｍｐｃｌｋが供給される。デジタルローパスフィルタ４６は、当該サンプリングクロックＳｍｐｃｌｋにもとづいて、カットオフ周波数を調整することができる。励磁タイミング生成部１０は、通常励磁指令に含まれる回転速度情報にもとづき励磁速度を決定し、その励磁速度に応じたサンプリングクロックＳｍｐｃｌｋを生成している。したがって、デジタルローパスフィルタ４６は、サンプリングクロックＳｍｐｃｌｋを受けることにより、カットオフ周波数を、励磁速度に応じた最適値に設定することができる。

デジタルローパスフィルタ４６から出力される速度起電圧成分Ｖｂ（以下、増幅器４４を経た速度起電圧成分Ｅｖを速度起電圧成分Ｖｂと表記する）は、微分器４８、第２ゼロクロス検出部７２および回転速度検出部６０に入力される。

微分器４８は、入力された速度起電圧成分Ｖｂを微分して、速度起電圧成分微分値Ｖｂ’を出力する。この微分により、速度起電圧成分Ｖｂの位相が９０°進むことになる。微分器４８により生成された速度起電圧成分微分値Ｖｂ’は、同期外れ検出部５０および第１ゼロクロス検出部７０に入力される。

同期外れ検出部５０は、励磁タイミング生成部１０から供給される励磁速度情報および微分器４８から供給される速度起電圧成分微分値Ｖｂ’をもとに、ステッピングモータ２０の同期外れを検出し、同期外れ検出信号Ｓｅを出力する。この検出処理の詳細は後述する。

回転速度検出部６０は、デジタルローパスフィルタ４６から供給される速度起電圧成分Ｖｂおよび微分器４８から供給される速度起電圧成分微分値Ｖｂ’をもとに、ステッピングモータ２０の回転速度を検出し、回転速度信号ＦＧを出力する。この検出処理の詳細は後述する。

第１ゼロクロス検出部７０は、微分器４８から供給される速度起電圧成分微分値Ｖｂ’のゼロクロスポイントを検出し、第１ゼロクロス信号Ｔｐを位相差検出部７４に出力する。第２ゼロクロス検出部７２は、デジタルローパスフィルタ４６から供給される速度起電圧成分Ｖｂのゼロクロスポイントを検出し、第２ゼロクロス信号Ｔｚを位相差検出部７４に出力する。

位相差検出部７４は、上記駆動信号の位相と、速度起電圧成分の位相との位相差を検出し、第１位相差信号Ｐｐおよび第２位相差信号Ｐｚを出力する。位相差検出部７４には、上述した第１ゼロクロス信号Ｔｐおよび第２ゼロクロス信号Ｔｚに加えて、第１フラグ信号Ｔｐ０、第２フラグ信号Ｔｚ０およびカウントクロックＣｎｔｃｌｋが供給される。第１フラグ信号Ｔｐ０および第２フラグ信号Ｔｚ０は、互いに９０°位相が異なる二種類の励磁タイミングを示す信号であり、励磁タイミング生成部１０から供給される。

たとえば、第１フラグ信号Ｔｐ０は励磁角度が９０°、２７０°時点のタイミングを示す信号であり、第２フラグ信号Ｔｚ０は励磁角度が０°、１８０°、３６０°時点のタイミングを示す信号であってもよい。この場合、位相差検出部７４は、第１フラグ信号Ｔｐ０で示される９０°、２７０°時点のタイミングと、第１ゼロクロス信号Ｔｐで示されるゼロクロスタイミングとの時間差をそれぞれの時点で計測し、それぞれの励磁角度における位相差を検出する。この検出結果は、第１位相差信号Ｐｐとして出力される。同様に、位相差検出部７４は、第２フラグ信号Ｔｚ０で示される０°、１８０°、３６０°時点のタイミングと、第２ゼロクロス信号Ｔｚで示されるゼロクロスタイミングとの時間差をそれぞれの時点で計測し、それぞれの励磁角度における位相差を検出する。この検出結果は、第２位相差信号Ｐｚとして出力される。

ステッピングモータ２０が理想的な回転中であれば、速度起電圧成分Ｅｖは正弦波として検出される。ステッピングモータはその特性上、電気角周波数においては、駆動電圧の位相と駆動電流の位相をほぼ同じとみなすことができる。この特性を利用して、スケーリング後の駆動信号Ｓｓを基準として、速度起電圧成分Ｅｖを観測することにより、ロータ２６の状態を検知することができる。スケーリング前の駆動信号Ｓ０およびスケーリング後の駆動信号Ｓｓは、モータ駆動回路１００内で生成される信号であるため、その励磁角度が０°、９０°、１８０°、２７０°、３６０°時点のタイミングを示すフラグ信号を生成することは容易である。また、励磁周期を把握することも容易である。

図３は、本発明の実施の形態の変形例１に係るモータ駆動回路１００の構成を示す図である。変形例１は、上記駆動信号Ｓ０をアナログ値として検出し、駆動時コイル電流成分Ｉｓとスケーリング後の駆動信号Ｓｓとの減算処理をアナログドメインで行う構成である。なお、比較調整部４０によるスケーリングファクタＡｓの設定処理もアナログドメインで行われる。これに対し、図２に示したモータ駆動回路１００は、これらの処理をデジタルドメインで行っている。

変形例１では、差動増幅器３４が追加される。差動増幅器３４は、Ｈブリッジ駆動部１８から第１コイル２２の両端に印加される電圧を所定の増幅率で増幅して、スケーリング部３８に出力する。差動増幅器３４の出力端子には、ローパスフィルタが接続されており、このローパスフィルタにより差動増幅器３４の出力信号に含まれるノイズが除去された後、当該出力信号がスケーリング部３８に供給される。

変形例１では差動増幅器３１の出力信号は、アナログデジタル変換器３３を経ずに符号判定部３６、比較調整部４０および誘起電圧成分抽出部４２に供給される。なお、差動増幅器３１および差動増幅器３４の出力信号は、アナログデジタル変換器３３にも直接出力可能な構成であり、アナログデジタル変換器３３はその出力信号をオフセット調整部３２に出力可能な構成であり、オフセット調整部３２はこの経路を通じて、差動増幅器３１および差動増幅器３４のそれぞれのオフセット値を検出することができる。

誘起電圧成分抽出部４２は、アナログ信号形式の速度起電圧成分Ｅｖを出力し、その速度起電圧成分Ｅｖは、増幅器４４により増幅され、アナログデジタル変換器３３によりデジタル信号形式の速度起電圧成分Ｖｂに変換される。

図４は、本発明の実施の形態の変形例２に係るモータ駆動回路１００の構成を示す図である。変形例２は、差動増幅器３１の出力端子にスイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５が接続され、デジタルローパスフィルタ４６が取り除かれた構成である。

スイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５は、その動作クロックにより、カットオフ周波数を変更することができる。したがって、ステッピングモータ２０の駆動周波数に応じて、そのカットオフ周波数を常に最適値に制御することができる。変形例２では、図２のデジタルローパスフィルタ４６による高周波ノイズの除去を、スイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５で実施している。スイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５は、励磁タイミング生成部１０から供給されるオペレーションクロックＯｐｃｌｋに応じて、その動作クロックを調整し、カットオフ周波数を最適値に調整する。

図５は、本発明の実施の形態の変形例３に係るモータ駆動回路１００の構成を示す図である。変形例３は、変形例１および変形例２を組み合わせたものである。すなわち、差動増幅器３４が追加され、差動増幅器３１の出力端子にスイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５ａが接続され、差動増幅器３４の出力端子にスイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５ｂが接続され、デジタルローパスフィルタ４６が取り除かれた構成である。

差動増幅器３４は、Ｈブリッジ駆動部１８から第１コイル２２の両端に印加される電圧を所定の増幅率で増幅し、スイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５ｂを経てスケーリング部３８に出力する。スイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５ｂは、差動増幅器３４の出力信号に含まれる高周波ノイズを除去する。スイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５ａおよびスイッチトキャパシタ型のローパスフィルタ３５ｂは、励磁タイミング生成部１０から供給されるオペレーションクロックＯｐｃｌｋに応じて、その動作クロックを調整し、カットオフ周波数を最適値に調整する。

変形例３も、変形例１と同様に、上記駆動信号Ｓ０をアナログ値として検出し、駆動時コイル電流成分Ｉｓとスケーリング後の駆動信号Ｓｓとの減算処理をアナログドメインで行う構成である。なお、比較調整部４０によるスケーリングファクタＡｓの設定処理もアナログドメインで行われる。

図６は、位相差検出部７４の動作例を示すタイミングチャートである。ステッピングモータ２０に含まれる第１コイル２２および第２コイル２４に対し、互いに９０°位相が異なる駆動信号を供給するために、励磁タイミング生成部１０は、二種類の励磁タイミングを生成している。この二種類の励磁タイミングにもとづき第１フラグ信号Ｔｐ０および第２フラグ信号Ｔｚ０が生成される。第１フラグ信号Ｔｐ０および第２フラグ信号Ｔｚ０は、上記駆動信号の２倍の周波数の信号であり、回転速度信号ＦＧと同一周波数の信号である。

位相差検出部７４は、図示しない二つのカウンタおよび減算器を有する。第１カウンタは、第１フラグ信号Ｔｐ０の立ち下がりエッジから第１ゼロクロス信号Ｔｐの立ち下がりエッジまでの期間を、クロックＣＬＫに同期してカウントする。そして、第１ゼロクロス信号Ｔｐの立ち下がり時点の第１カウンタ内の第１カウント値Ｃ１が、第１出力カウント値Ｃｏｕｔ１として出力される。同様に、第２カウンタは、第２フラグ信号Ｔｚ０の立ち下がりエッジから第２ゼロクロス信号Ｔｚの立ち下がりエッジまでの期間を、クロックＣＬＫに同期してカウントする。そして、第２ゼロクロス信号Ｔｚの立ち下がり時点の第２カウンタ内の第２カウント値Ｃ０が、第２出力カウント値Ｃｏｕｔ０として出力される。

位相差検出部７４によるオフセット成分を補償するため、上記減算器は、第１カウントから供給される第１出力カウント値Ｃｏｕｔ１から所定の定数Ｐｃを減算して、第１位相差信号Ｐｐを生成する。同様に、第２カウントから供給される第２出力カウント値Ｃｏｕｔ０から所定の定数Ｐｃを減算して、第２位相差信号Ｐｚを生成する。

図７は、同期外れ検出部５０の構成を示す図である。同期外れ検出部５０は、ステッピングモータ２０の回転同期が外れたときに、ステッピングモータ２００が回転できなくなり、速度起電圧を喪失する原理を利用して、同期外れを検出する。同期外れ検出部５０は、可変閾値設定部５２および連続判定部５４を含む。可変閾値設定部５２には、励磁タイミング生成部１０から励磁速度情報が供給される。可変閾値設定部５２は、その励磁速度情報にもとづき、判定連続時間および判定閾値を決定し、連続判定部５４に設定する。連続判定部５４は、微分器４８から供給される速度起電圧成分微分値Ｖｂ’が、所定のレンジ内に、一定時間以上とどまるか否かを判定することにより同期外れを検出する。

図８は、連続判定部５４の動作例を示すタイミングチャートである。図８に示すように、速度起電圧成分微分値Ｖｂ’が、ゼロを基準に対称に位置する正側閾値＋と負側閾値−とにより規定されるレンジ内に入った場合、連続判定部５４は、閾値判定信号をハイレベルに設定する。そして、速度起電圧成分微分値Ｖｂ’が、設定された連続時間経過してもそのレンジ内にとどまる場合（すなわち、当該閾値判定信号がハイレベルのままの場合）、連続判定部５４は、同期外れが発生したと判定し、同期外れ検出信号Ｓｅをハイレベルに設定する。

速度起電圧成分微分値Ｖｂ’は、速度起電圧成分Ｖｂの微分値であるため、その振幅成分は、ステッピングモータ２０の回転速度に比例する。また、速度起電圧成分微分値Ｖｂ’の周波数はステッピングモータ２０の回転数に一致する。したがって、可変閾値設定部５２は、励磁タイミング生成部１０から励磁速度情報をリアルタイムに取得することにより、上記判定連続時間および上記判定閾値を最適値に設定することができる。これにより、低速回転から高速回転まで、様々な状態における同期外れを精度よく検出することができる。

図９は、回転速度検出部６０の構成を示す図である。回転速度検出部６０は、第１ヒステリシスコンパレータ６２、第２ヒステリシスコンパレータ６４および排他的論理和回路６６を含む。第１ヒステリシスコンパレータ６２には、速度起電圧成分Ｖｂが入力される。第２ヒステリシスコンパレータ６４には、速度起電圧成分微分値Ｖｂ’が入力される。

図１０は、回転速度検出部６０の動作例を示すタイミングチャートである。第１ヒステリシスコンパレータ６２および第２ヒステリシスコンパレータ６４にはそれぞれ、図１０に示すような、ゼロを基準に対称に位置する正側閾値＋と負側閾値−が入力されている。第１ヒステリシスコンパレータ６２は、速度起電圧成分Ｖｂが正側閾値＋を超えると、判定信号Ａをハイレベルに設定し、負側閾値−を下回るとローレベルに設定する。正側閾値＋と負側閾値−との間のレンジ内では、判定信号Ａのレベルをそのまま維持する。同様に、第２ヒステリシスコンパレータ６４は、速度起電圧成分微分値Ｖｂ’が正側閾値＋を超えると、判定信号Ｂをハイレベルに設定し、負側閾値−を下回るとローレベルに設定する。正側閾値＋と負側閾値−との間のレンジ内では、判定信号Ｂのレベルをそのまま維持する。

第１ヒステリシスコンパレータ６２および第２ヒステリシスコンパレータ６４からは、互いに９０°位相が異なる判定信号Ａおよび判定信号Ｂが出力され、排他的論理和回路６６に入力される。排他的論理和回路６６は、判定信号Ａおよび判定信号Ｂの排他的論理和をとり、その演算結果を回転速度信号ＦＧとして出力する。このようにして、速度起電圧成分Ｖｂと速度起電圧成分微分値Ｖｂ’の２倍の周波数を持つ回転速度信号ＦＧが得られる。この回転速度信号ＦＧの周期を計測することにより、速度起電圧成分Ｖｂの半周期ごとの速度変化を把握することができる。また、ステッピングモータ２０の各相で生成された回転速度信号ＦＧの位相関係を判定することにより、ステッピングモータ２０の回転方向を検知することもできる。なお、上記正側閾値＋および上記負側閾値−は、同期外れ検出部５０において使用したものを転用してもよい。

図１１は、図２に示したモータ駆動回路１００にフィードバックループを追加したモータ駆動回路１００の構成を示す図である。なお、図面を簡略化するため、増幅器４４、デジタルローパスフィルタ４６、微分器４８、同期外れ検出部５０、回転速度検出部６０、第１ゼロクロス検出部７０および第２ゼロクロス検出部７２を省略して描いている。

図１１に示すモータ駆動回路１００は、図２に示したモータ駆動回路１００に、セレクタ７６、減算器９０、補償フィルタ９２、セレクタ９４、加算器９６、セレクタ９８および脱調予測判定部８０が追加された構成である。

セレクタ７６は、位相差検出部７４から出力される第１位相差信号Ｐｐおよび第２位相差信号Ｐｚを交互に選択して出力する。これにより、位相差信号が一系統にまとめられる。減算器９０は、所定の目標位相差Ｔｐから、セレクタ７６から入力される位相差信号を減算することにより偏差信号を生成する。

補償フィルタ９２は、減算器９０から入力される偏差信号をフィルタリングして制御信号を生成する。たとえば、補償フィルタ９２がＰＩ補償器で構成される場合、当該ＰＩ補償器は、当該偏差信号に比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉ／ｓをそれぞれ乗算し、両演算結果を加算して、制御信号を生成する。なお、当該ＰＩ補償器は、ステッピングモータ２０の停止中は、基本的に前値を保持し続け、特定の時期に前値をクリアして動作する。特定の時期とは、システムリセット直後や脱調後の再起動時などである。ステッピングモータ２０の動作中は、継続して動作する。

信号調整部１４は、補償フィルタ９２により生成された制御信号Ｆ０または加算器９６によりオフセット値が加算された後の制御信号Ｆ０をもとに、位相差検出部７４により検出された位相差を上記目標位相差Ｔｐに近づけるよう駆動信号Ｓ０を調整する。より具体的には、駆動信号Ｓ０の振幅を調整する。速度起電圧成分Ｅｖの位相を遅らせる場合、駆動信号Ｓ０の振幅を減衰させ、速度起電圧成分Ｅｖの位相を進めさせる場合、駆動信号Ｓ０の振幅を増大させる。

ここで、制御対象は位相差であるが、この位相差は駆動電流により変化するため、フィードバックループとしては電流ループとなる。当該位相差は、スケーリング後の駆動信号Ｓｓと速度起電圧成分Ｅｖとの位相差であるが、ステッピングモータ２０の場合、その運転条件から上述したように、駆動電圧と駆動電流との間の位相差は無視することができる。ステッピングモータ２０では、一ステップごとにステータ電流が定常状態に至るように運転することが基本であるためである。

上記目標位相差Ｔｐは、スケーリング後の駆動信号Ｓｓの位相に対して、速度電圧成分Ｅｖの位相が９０°進み〜０°の範囲内に設定される。上記目標位相差Ｔｐは、その範囲内で、適用するシステムに応じて決定される。実際には、０°に所定のマージンを持たせた角度に設定されることが多くなる。

上記位相差が小さいほど、駆動電流が減少し、消費電力を低減することができるが、ステッピングモータ２０のステップごとの停止位置精度は低下する。すなわち、消費電力と停止位置精度はトレードオフの関係にある。また、ステッピングモータ２０の効率最大点は、ロータ２６に対して電流の位相が９０°進んだ位置にあるが、本実施の形態では、効率を減少させてもトータルの消費電力の最小点で運転するため、上記目標位相差を＋９０°〜０°の間に設定する。

上記目標位相差が＋９０°未満では、ステップごとにステータ電流が定常状態に到達するというステッピングモータ２０の基本動作条件を厳密には満たせなくなる。そこで、信号調整部１４は、ステッピングモータ２０に含まれるロータ２６が、ある停止位置（Ａ点）からつぎの停止位置（Ｂ点）まで移動しているとき、上記位相差を上記目標位相差に近づけるための駆動信号の調整を実行し、ロータ２６が停止位置に停止しているとき、当該駆動信号の調整を停止する。すなわち、低消費電力で駆動するのは、Ａ点からＢ点までの移動における移動開始から、Ｂ点到達直前までの期間に限る。

セレクタ９８は、ロータ２６がある停止位置（Ａ点）からつぎの停止位置（Ｂ点）まで移動しているとき、フィードバックされてくる制御信号Ｆ０を選択して出力する。ロータ２６が停止しているとき、停止時設定値Ｃｓを選択して出力する。当該停止時設定値Ｃｓは、十分な停止位置精度を確保するために、あらかじめ設定された値である。固定値であってもよいし、励磁速度に応じた変動値であってもよい。なお、このセレクタ９８の切替制御は、図示しない上位の制御装置により行われる。

セレクタ９４は、第１オフセット値Ｋｆおよび第２オフセット値Ｃｆを選択して、加算器９６に出力する。第１オフセット値Ｋｆは、ステッピングモータ２０の回転速度切り替え時も安定した動作が可能なよう、励磁速度情報に応じて変動する値である。第１オフセット値Ｋｆは、励磁速度が高い場合、大きくなり、低い場合、小さくなるよう制御される。これは、同一負荷であれば、速度が高い場合は大きなトルクが必要となり、低い場合、小さなトルクで足りることによる。

第２オフセット値Ｃｆは、任意の値を設定可能であり、ステッピングモータ２０の運転開始時に任意の駆動量から運転を開始したい場合に選択される。これにより、運転を開始してから、上記位相差を上記目標位相差により早く収束させることができる。なお、このセレクタ９４の切替制御も、図示しない上位の制御装置により行われる。

加算器９６は、補償フィルタ９２から入力される制御信号にセレクタ９４から入力されるオフセット値を加算して、セレクタ９８に出力する。

脱調予測判定部８０は、位相差検出部７４により検出された位相差の微分値と、脱調予測用の検出閾値とを比較し、脱調の発生を予測する。脱調予測判定部８０の詳細な構成は後述する。

当該モータ駆動回路１００は、第１コイル２２の上記位相差を検出し、その位相差を上記目標位相差Ｔｐに近づけるよう第１コイル２２の駆動信号Ｓ０を調整するとともに、他相のコイル（本実施の形態では、第２コイル２４）の駆動信号を調整する。すなわち、上記制御信号Ｆ０がセレクタ９８を介して、他相の信号調整部（ＡＴＴ）にも供給される。これにより、第１コイル２２と第２コイル２４との電流比を保つことができる。なお、信号調整部１４で第１コイル２２の駆動信号と第２コイル２４の駆動信号の両方を調整する構成であってもよい。

図１２は、図１１に示したモータ駆動回路１００の変形例を示す図である。図１２に示すモータ駆動回路１００は、図１１に示したモータ駆動回路１００に平均化部７８が追加された構成である。平均化部７８は、セレクタ７６と減算器９０との間に挿入される。また、本変形例では、他相のコイル（本実施の形態では、第２コイル２４）の上記位相差も検出する。図１２では省略して描いているが、第１コイル２２の上記位相差を検出するための回路要素と同じ回路要素が第２コイル２４用に別に設けられる。

図１２に示すモータ駆動回路１００は、第１コイル２２の上記位相差、および他相のコイル（本実施の形態では、第２コイル２４）の上記位相差を検出し、それら位相差の平均値を上記目標位相差Ｔｐに近づけるよう、第１コイル２２の駆動信号Ｓ０および他相のコイル（本実施の形態では、第２コイル２４）の駆動信号を調整する。第１コイル２２の上記位相差と第２コイル２４の上記位相差は、平均化部７８により平均化される。

第１コイル２２の上記位相差および第２コイル２４の上記位相差を検出し、それぞれ独立に駆動信号を調整した場合、第１コイル２２と第２コイル２４との電流比を崩してしまう。本実施の形態のように２相モータでは、位相差検出タイミングが各相でほぼ同一となる。そこで、平均化部７８に他相の上記位相差を取り込むためのウインドウを設け、第１コイル２２の上記位相差と第２コイル２４の上記位相差とを平均化した後、共通のフィードバック系として、共通の制御信号Ｆ０を第１コイル２２および第２コイル２４の信号調整部に供給する。これにより、第１コイル２２と第２コイル２４との電流比を崩すことなく、互いの相の応答を加味したフィードバック制御が可能となる。

図１３は、脱調予測判定部８０の構成を示す図である。脱調予測判定部８０は、微分器８２および位相判定部８４を含む。微分器８２および位相判定部８４には、位相差検出部７４からセレクタ７６を介して位相差がそれぞれ入力される。微分器８２は、入力された位相差を微分して位相差微分値Ｐｄを生成し、位相判定部８４に出力する。

図１４は、位相判定部８４の動作例を示すタイミングチャートである。位相判定部８４は、微分器８２から供給される位相差微分値Ｐｄと、脱調予測用の検出閾値とを比較し、位相差微分値Ｐｄが当該検出閾値を位相遅れ方向に超えたとき、脱調予測信号ＳＯＰをハイレベルに設定する。その後、位相判定部８４は、位相差検出部７４からセレクタ７６を介して入力される位相差と、復帰閾値とを比較し、当該位相差が当該復帰閾値を位相進み方向に超えたとき、脱調予測信号ＳＯＰをローレベルに設定する。

脱調予測信号ＳＯＰがハイレベルの期間は、脱調発生の危険性が高い状態であることを示している。上記検出閾値および上記復帰閾値は、所望の脱調予測感度に応じて、設計者またはユーザが設定することができる。

図１１、図１２に戻り、セレクタ９８は、脱調予測信号ＳＯＰがハイレベルの期間、脱調予測時設定値Ｃａを選択して、信号調整部１４に供給する。脱調予測時設定値Ｃａは、ステッピングモータ２０に大きなトルクを発生させるに必要十分な値に設定される。したがって、脱調予測時設定値Ｃａは、停止時設定値Ｃｓ以上の値となる。

信号調整部１４は、脱調予測時設定値Ｃａの供給を受けている期間（すなわち、脱調予測信号ＳＯＰがハイレベルの期間）、第１コイル２２に流す電流を増大させるよう駆動信号Ｓ０を調整する。より具体的には、駆動信号Ｓ０の振幅を増大させる。

信号調整部１４は、脱調予測時設定値Ｃａの供給が終了すると（すなわち、脱調予測信号ＳＯＰがローレベルに復帰したとき）、上記駆動信号Ｓ０の調整を終了する。信号調整部１４が制御信号Ｆ０または停止時設定値Ｃｓの供給を受けている期間の処理は、上述した通りである。このように、脱調予測判定部８０による予測判定処理により、発生するトルクに対して負荷の変化が大きいときの脱調を予測し、回避することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、スケーリング後の駆動信号Ｓｓと速度起電圧成分Ｅｖとの位相差を、上記目標位相差Ｔｐに近づけるようフィードバック制御することにより、モータの高効率駆動を低コストで実現することができる。ベクトル演算を用いてロータの位置を推定する手法と比較し、回路を大幅に簡素化することができる。また、フィードバック制御対象を駆動信号Ｓ０の振幅とすることにより、フィードバック制御系の回路要素を簡素化することができる。また、ハイインピーダンス状態のときのみ速度起電圧を検出する手法と比較し、電流の連続性を損なわずに速度電圧成分を検出することができるため、駆動騒音を低減することができる。

また、上記目標位相差Ｔｐを＋９０°〜０°の間に設定することにより、消費電力を低減することができる。また、ロータ２６の停止時にはフィードバック制御を停止させ、別の設定値により駆動信号Ｓ０を制御することにより、ロータ２６の停止位置精度を確保することができる。したがって、消費電力低減の要請と停止位置精度確保の要請を両方満たすことができる。

また、上記位相差の微分値を観測することにより、脱調を予測することができる。とくに、負荷の急変による脱調を予測することができる。脱調の危険性が高いと予測されるとき、トルクを増大させるように、駆動信号Ｓ０を調整することにより、脱調を回避することができる。その際、駆動信号Ｓ０の振幅を調整してトルクを増大させることにより、脱調回避系の回路要素を簡素化することができる。また、その回路要素の多くを、上記フィードバック制御系の回路要素と共通化することができる。

以上、本発明をいくつかの実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１０ 励磁タイミング生成部、 １２ 励磁振幅生成部、 １４ 信号調整部、 １６ ＰＷＭ信号生成部、 １８ Ｈブリッジ駆動部、 ２０ ステッピングモータ、 ２２ 第１コイル、 ２４ 第２コイル、 ２６ ロータ、 Ｒｓ ステータ抵抗、 ３０ コイル電流検出部、 ３１ 差動増幅器、 ３２ オフセット調整部、 ３３ アナログデジタル変換器、 ３４ 差動増幅器、 ３５ ローパスフィルタ、 ３６ 符号判定部、 ３８ スケーリング部、 ４０ 比較調整部、 ４２ 誘起電圧成分抽出部、 ４４ 増幅器、 ４６ デジタルローパスフィルタ、 ４８ 微分器、 ５０ 同期外れ検出部、 ５２ 可変閾値設定部、 ５４ 連続判定部、 ６０ 回転速度検出部、 ６２ 第１ヒステリシスコンパレータ、 ６４ 第２ヒステリシスコンパレータ、 ６６ 排他的論理和回路、 ７０ 第１ゼロクロス検出部、 ７２ 第２ゼロクロス検出部、 ７４ 位相差検出部、 ７６ セレクタ、 ７８ 平均化部、 ８０ 脱調予測判定部、 ８２ 微分器、 ８４ 位相判定部、 ９０ 減算器、 ９２ 補償フィルタ、 ９４ セレクタ、 ９６ 加算器、 ９８ セレクタ、 １００ モータ駆動回路。

Claims (7)

1. 駆動信号に応じて、同期モータのコイルに電流を供給する駆動部と、
   前記コイルに流れる電流成分を検出するコイル電流検出部と、
   前記駆動信号をスケーリングするスケーリング部と、
   前記コイル電流検出部により検出されたコイル電流成分から、前記スケーリング部によりスケーリングされた駆動信号を除去して、誘起電圧成分を抽出する誘起電圧成分抽出部と、
   前記駆動信号の位相と、前記誘起電圧成分の位相との位相差を検出する位相差検出部と、
   前記位相差検出部により検出された位相差を目標位相差に近づけるよう前記駆動信号を調整する駆動信号調整部と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動回路。
2. 前記スケーリング部は、前記コイルに発生する誘起電圧がゼロの状態における前記駆動信号と前記コイル電流検出部により検出されるコイル電流成分との関係を規定したスケーリングファクタを用いて、前記駆動信号をスケーリングすることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記駆動信号調整部は、前記駆動信号の振幅を調整することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。
4. 前記同期モータは、ステッピングモータであり、
   前記目標位相差は、前記スケーリングされた駆動信号の位相に対して、前記誘起電圧成分の位相が＋９０°〜０°の範囲内に設定されることを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。
5. 前記同期モータは、ステッピングモータであり、
   前記駆動信号調整部は、前記ステッピングモータに含まれるロータが、ある停止位置からつぎの停止位置まで移動しているとき、前記位相差を前記目標位相差に近づけるための前記駆動信号の調整を実行し、前記ロータが停止位置に停止しているとき、前記駆動信号の調整を停止することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。
6. 前記同期モータは、ステッピングモータであり、当該ステッピングモータは、第１コイルおよび第２コイルを含み、
   当該モータ駆動回路は、前記第１コイルの前記位相差を検出し、その位相差を前記目標位相差に近づけるよう前記第１コイルの駆動信号および前記第２コイルの駆動信号を調整することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。
7. 前記同期モータは、ステッピングモータであり、当該ステッピングモータは、第１コイルおよび第２コイルを含み、
   当該モータ駆動回路は、前記第１コイルの前記位相差、および前記第２コイルの前記位相差を検出し、それら位相差の平均値を前記目標位相差に近づけるよう、前記第１コイルの駆動信号および前記第２コイルの駆動信号を調整することを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。

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