JP2006025233A - マイクロ波増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】バイアス回路の設計の自由度を大きくし、かつ、インピーダンス変成を容易とするマイクロ波増幅回路を得る。
【解決手段】入力端子４１から出力端子４２に至る信号経路に安定化回路３０とトランジスタ２０とを直列接続したマイクロ波増幅回路において、安定化回路２０は、第１の抵抗３２と第１のコンデンサ３１とが並列接続された第１の回路と、第２の抵抗３４と一端が接地された第２のコンデンサ３３とが直列接続された第２の回路と、第３のコンデンサ３５を有するショートスタブ３６とから構成されており、入力端子４１とトランジスタ２０の入力電極との間に第１の回路が直列接続され、入力端子４１と第１の回路との間に第２の回路とショートスタブ３６とが並列接続された安定化回路３０を備えたマイクロ波増幅回路である。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランジスタの発振を防止するための安定化回路を備えたマイクロ波増幅回路に関する。

従来のマイクロ波増幅回路としては、コンデンサと抵抗からなる安定化回路と、ＦＥＴ（Field effect transistor：電界効果トランジスタ）とを組み合わせたものがある（例えば、特許文献１参照）。低周波領域では、コンデンサのインピーダンスが抵抗の抵抗値よりも十分高くなるので抵抗に電流が流れ、回路損失が大きくなり、安定化を図ることができる。

一方、高周波領域では、コンデンサのインピーダンスが抵抗の抵抗値よりも十分小さくなるので、抵抗にはほとんど電流が流れず、回路損失もほとんど生じない。従って、安定係数が高い所望の周波数（高周波領域）では、利得を劣化させず、ＦＥＴの安定係数が低い領域（低周波領域）では、安定化を図ることができる。

特開平１１−０７４７４０号公報（第１頁、図１）

しかしながら、従来技術には次のような課題がある。従来のマイクロ波増幅回路においては、ＦＥＴに並列に抵抗を装荷しているため、マイクロ波増幅回路の入力インピーダンスが低くなり、整合回路を設計する際にインピーダンス変成が難しいという問題があった。さらに、従来のマイクロ波増幅回路内においては、コンデンサによって直流がカットされるため、バイアス供給線路をＦＥＴとコンデンサとの間にしか装荷できず、バイアス回路の設計の自由度が小さいという問題があった。

本発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、バイアス回路の設計の自由度を大きくし、かつ、インピーダンス変成を容易とするマイクロ波増幅回路を得ることを目的とする。

本発明に係るマイクロ波増幅回路は、入力端子から出力端子に至る信号経路に安定化回路とトランジスタとを直列接続したマイクロ波増幅回路において、安定化回路は、第１の抵抗と第１のコンデンサとが並列接続された第１の回路と、第２の抵抗と一端が接地された第２のコンデンサとが直列接続された第２の回路と、第３のコンデンサを有するショートスタブとから構成されており、入力端子とトランジスタの入力電極との間に第１の回路が直列接続され、入力端子と第１の回路との間に第２の回路とショートスタブとが並列接続されたものである。

本発明によれば、安定化回路で使用される高周波領域の安定化を図るためのコンデンサと並列に抵抗を接続してバイアスの供給を可能とすることにより、バイアス回路の設計の自由度を大きくし、かつ、低周波領域の安定化を図るための抵抗と並列にショートスタブを接続してマイクロ波増幅回路の入力インピーダンスを高くすることにより、インピーダンス変成を容易とするマイクロ波増幅回路を得ることができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるマイクロ波増幅回路の回路構成図である。図１において、マイクロ波増幅回路１０は、ＦＥＴ２０及び安定化回路３０で構成される。さらに、安定化回路３０は、第１のコンデンサ３１、第１の抵抗３２、第２のコンデンサ３３、第２の抵抗３４、第３のコンデンサ３５を含むショートスタブ３６で構成される。また、マイクロ波増幅回路１０は、外部の入出力端子として、入力端子４１及び出力端子４２を有する。

ここで、第１のコンデンサ３１と第１の抵抗３２とは、並列接続されており、第１の回路を構成している。また、第２のコンデンサ３３と第２の抵抗３４とは、直列接続されており、第２の回路を構成している。また、ノード５０は、入力端子４１に直接接続され、第１の回路、第２の回路、ショートスタブの接続関係を説明するための接続点を示している。

第１のコンデンサ３１と第１の抵抗３２とを有する第１の回路は、ＦＥＴ２０の入力側電極とノード５０との間に接続されている。第２のコンデンサ３３及び第２の抵抗３４を有する第２の回路と、第３のコンデンサ３５を含むショートスタブ３６とは並列接続されており、ノード５０と接地端子との間に接続されている。

これに対して、従来のマイクロ波増幅回路における安定化回路は、図１の安定化回路３０において、第１のコンデンサ３１及び第２の抵抗３４のみで構成されるものに相当する。すなわち、従来のマイクロ波増幅回路における安定化回路は、ＦＥＴ２０の入力側電極とノード５０との間にコンデンサ（第１のコンデンサ３１に相当）が接続され、ノード５０と接地端子との間に抵抗（第２の抵抗３４に相当）が接続された構成を有する。

次に、本実施の形態１のマイクロ波増幅回路１０の動作について説明する。入力端子４１から入力された信号は、低周波領域においては、ＦＥＴ２０の入力インピーダンスが第２の抵抗３４の抵抗値よりも十分高くなるため、入力信号の電流は、ＦＥＴ２０側にはほとんど流れずに第２の抵抗３４に流れる。その結果、回路損失が大きくなるので安定化が図れる。

一方、高周波領域においては、ＦＥＴ２０の入力インピーダンスが第２の抵抗３４の抵抗値よりも十分低くなるため、入力信号の電流は、第２の抵抗３４にはほとんど流れない。その結果、第２の抵抗３４での回路損失はほとんど発生しないため、所望の周波数（高周波領域）では、利得は劣化しないこととなる。

本実施の形態１の安定化回路３０は、第１のコンデンサ３１に対して第１の抵抗３２がさらに並列接続されている。このような構成を取ることにより、第１の抵抗３２を通ってＦＥＴ２０にバイアスが供給できるので、入力端子４１とＦＥＴ２０との間であれば、どこでもバイアス供給線路を装荷でき、バイアス回路の設計の自由度を大きくすることができる。

また、第３のコンデンサ３５を有するショートスタブ３６の働きにより、マイクロ波増幅回路１０の入力インピーダンスＺ１を高くすることができる。これにより、インピーダンス変成が容易になり、複数のマイクロ波増幅回路を並列接続することが容易に実現できる。また、ショートスタブ３６の働きにより入力インピーダンスＺ１を高くでき、インピーダンス変成が容易になることに伴い、マイクロ波増幅回路１０の広帯域化を図ることができる。

次に、図１の安定化回路３０の具体的な特性を、計算例を用いて示す。使用周波数は、ｆ＝３４ＧＨｚ付近とした。また、図１のマイクロ波増幅回路１０の入力インピーダンスと安定係数Ｋを１〜４０ＧＨｚの周波数帯域で計算するものとする。図２は、本発明の実施の形態１のマイクロ波増幅回路１０における入力インピーダンスの変化を示すスミスチャートである。また、図３は、本発明の実施の形態１のマイクロ波増幅回路１０における安定係数の周波数特性を示す図である。なお、図２及び図３は、どちらも従来の安定化回路を有するマイクロ波増幅回路の特性が、比較のために合わせて記載されている。図２において、四角（□）は、本発明の実施の形態１のマイクロ波増幅回路１０の入力インピーダンス、三角（△）は、従来の安定化回路を有するマイクロ波増幅回路の入力インピーダンスを示す。図３において、四角（□）は本発明の実施の形態１のマイクロ波増幅回路１０の入力安定係数、三角（△）は、従来の安定化回路を有するマイクロ波増幅回路の安定係数を示す。

この計算に当たっては、安定化回路３０内の各回路定数は、以下のものとした。
第１のコンデンサ３１＝０．７ｐＦ
第１の抵抗３２＝５００Ω
第２のコンデンサ３３＝１００ｐＦ
第２の抵抗３４＝１００Ω
第３のコンデンサ３５＝３ｐＦ

また、従来の安定化回路における第１のコンデンサ３１及び第２の抵抗３４に相当するそれぞれの回路定数は、以下のものとした。
コンデンサ＝３ｐＦ
抵抗＝２００Ω

図２に示すように、本実施の形態１の安定化回路３０を適用することで、従来の安定化回路と比較して、使用周波数ｆ＝３４ＧＨｚ付近において、入力インピーダンスが高くなっていることが分かる。

さらに、図３から、本実施の形態１の安定化回路３０を適用しても、従来の安定化回路を適用した場合と同様に、使用周波数領域において同等の特性が得られるとともに、全周波数領域でＦＥＴの安定化を図ることができる。

実施の形態１によれば、マイクロ波増幅回路内の安定化回路として、第１のコンデンサに対して第２の抵抗をさらに並列接続した構成を備えることにより、バイアス回路を自由に配置でき、バイアス回路の設計の自由度を大きくすることができる。さらに、ショートスタブを用いることで、マイクロ波増幅回路の入力インピーダンスを高くし、インピーダンス変成を容易にできる。これにより、マイクロ波増幅回路の広帯域化を実現できる。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２におけるマイクロ波増幅回路の回路構成図である。図１における実施の形態１のマイクロ波増幅回路１０と比較すると、図４における実施の形態２のマイクロ波増幅回路１０ａは、安定化回路３０ａ内に新たに第４のコンデンサ３７及び第３の抵抗３８を備えている点が異なり、その他の構成は同じである。

ここで、第４のコンデンサ３７と第３の抵抗３８とは、並列接続されており、第３の回路を構成している。そして、第４のコンデンサ３７と第３の抵抗３８とを有する第３の回路は、入力端子４１とノード５０との間に接続されている。

次に、本実施の形態２のマイクロ波増幅回路１０ａの動作について説明する。この実施の形態２のマイクロ波増幅回路１０ａは、上述の実施の形態１と同様に次の２つの利点を有する。第１は、バイアス供給線路を入力端子４１とＦＥＴ２０との間に自由に配置できるという利点であり、第２は、ショートスタブ３６を用いることでマイクロ波増幅回路１０ａの入力インピーダンスを高くし、インピーダンス変成を容易にできるという利点である。

さらに、実施の形態２のマイクロ波増幅回路１０ａは、第４のコンデンサ３７及び第３の抵抗３８を含む第３の回路を備えることにより、次の利点を有する。低周波領域においては、第４のコンデンサ３７のインピーダンスが第３の抵抗３８の抵抗値よりも十分に大きくなるので、第３の抵抗３８に入力信号の電流が流れ、回路損失が大きくなる。従って、従来の安定化回路あるいは実施の形態１の安定化回路３０と比較して、実施の形態２の安定化回路３０ａは、低周波領域において、より安定化を図ることができ、発振を抑圧できる。

次に、図４の安定化回路３０ａの具体的な特性を、計算例を用いて示す。使用周波数は、実施の形態１の場合と同様に、ｆ＝３４ＧＨｚ付近とした。また、図２のマイクロ波増幅回路１０ａの利得ＭＡＧと安定係数Ｋを１〜４０ＧＨｚの周波数帯域で計算するものとする。図５は、本発明の実施の形態２のマイクロ波増幅回路１０ａにおける利得の周波数特性を示す図である。また、図６は、本発明の実施の形態２のマイクロ波増幅回路１０ａにおける安定係数の周波数特性を示す図である。なお、図５及び図６は、どちらも従来の安定化回路を有するマイクロ波増幅回路の特性が、比較のために合わせて記載されている。

この計算に当たっては、安定化回路３０ａ内の各回路定数は、以下のものとした。
第１のコンデンサ３１＝０．７ｐＦ
第１の抵抗３２＝５００Ω
第２のコンデンサ３３＝１００ｐＦ
第２の抵抗３４＝１００Ω
第３のコンデンサ３５＝３ｐＦ
第４のコンデンサ３７＝０．７ｐＦ
第３の抵抗３８＝５００Ω

また、従来の安定化回路における第１のコンデンサ３１及び第２の抵抗３４に相当するそれぞれの回路定数は、以下のものとした。
コンデンサ＝３ｐＦ
抵抗＝２００Ω

図５に示すように、本実施の形態２の安定化回路３０ａを適用することで、使用周波数の範囲以外の周波数における利得ＭＡＧを小さくすることができ、従来のマイクロ波増幅回路と比較して、より安定化を図ることができる。

さらに、図６から、本実施の形態２の安定化回路３０ａを適用しても、従来の安定化回路あるいは実施の形態１の安定化回路３０を適用した場合と同様に、使用周波数領域において同等の特性が得られるとともに、全周波数領域でＦＥＴの安定化を図ることができる。

実施の形態２によれば、マイクロ波増幅回路内の安定化回路として、新たに第４のコンデンサ及び第３の抵抗を備えることにより、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、低周波領域において、より安定化を図り、発振を抑圧したマイクロ波増幅回路を実現できる。

実施の形態３．
図７は、本発明の実施の形態３におけるマイクロ波増幅回路の回路構成図である。図１における実施の形態１のマイクロ波増幅回路１０と比較すると、図７における実施の形態３のマイクロ波増幅回路１０ｂは、第２のコンデンサ３３及び第２の抵抗３４を有する第２の回路の接続点を示すノード５０の位置が異なり、その他の構成は同じである。

次に、本実施の形態３のマイクロ波増幅回路１０ｂの動作について説明する。この実施の形態３のマイクロ波増幅回路１０ｂは、上述の実施の形態１と同様に次の２つの利点を有する。第１は、バイアス供給線路を入力端子４１とＦＥＴ２０との間に自由に配置できるという利点であり、第２は、ショートスタブ３６を用いることでマイクロ波増幅回路１０ｂの入力インピーダンスを高くし、インピーダンス変成を容易にできるという利点である。

さらに、実施の形態３のマイクロ波増幅回路１０ｂは、第２のコンデンサ３３及び第２の抵抗３４を有する第２の回路の接続点を変えて、第３のコンデンサ３５を含むショートスタブ３６と一体化することにより、実施の形態１や実施の形態２と比較して第２の回路とショートスタブの間の電磁界の干渉を小さくできるという利点を有する。

本発明の実施の形態１におけるマイクロ波増幅回路の回路構成図である。 本発明の実施の形態１のマイクロ波増幅回路における入力インピーダンスの変化を示すスミスチャートである。 本発明の実施の形態１のマイクロ波増幅回路における安定係数の周波数特性を示す図である。 本発明の実施の形態２におけるマイクロ波増幅回路の回路構成図である。 本発明の実施の形態２のマイクロ波増幅回路における利得の周波数特性を示す図である。 本発明の実施の形態２のマイクロ波増幅回路における安定係数の周波数特性を示す図である。 本発明の実施の形態３におけるマイクロ波増幅回路の回路構成図である。

符号の説明

１０、１０ａ マイクロ波増幅回路、２０ ＦＥＴ（トランジスタ）、３０、３０ａ 安定化回路、３１ 第１のコンデンサ、３２ 第１の抵抗、３３ 第２のコンデンサ、３４ 第２の抵抗、３５ 第３のコンデンサ、３６ ショートスタブ、３７ 第４のコンデンサ、３８ 第３の抵抗、４１ 入力端子、４２ 出力端子。

Claims (3)

1. 入力端子から出力端子に至る信号経路に安定化回路とトランジスタとを直列接続したマイクロ波増幅回路において、
   前記安定化回路は、第１の抵抗と第１のコンデンサとが並列接続された第１の回路と、第２の抵抗と一端が接地された第２のコンデンサとが直列接続された第２の回路と、第３のコンデンサを有するショートスタブとから構成されており、
   前記入力端子と前記トランジスタの入力電極との間に前記第１の回路が直列接続され、前記入力端子と前記第１の回路との間に前記第２の回路と前記ショートスタブとが並列接続されたことを特徴とするマイクロ波増幅回路。
2. 請求項１に記載のマイクロ波増幅回路において、
   前記安定化回路と前記入力端子との間に第４のコンデンサと第３の抵抗が並列接続された回路を直列接続したことを特徴とするマイクロ波増幅回路。
3. 入力端子から出力端子に至る信号経路に安定化回路とトランジスタとを直列接続したマイクロ波増幅回路において、
   前記安定化回路は、第１の抵抗と第１のコンデンサとが並列接続された第１の回路と、第２の抵抗と一端が接地された第２のコンデンサとが直列接続された第２の回路と、第３のコンデンサを有するショートスタブとから構成されており、
   前記入力端子と前記トランジスタの入力電極との間に前記第１の回路が直列接続され、前記入力端子と前記第１の回路との間に前記ショートスタブが並列接続され、前記第３のコンデンサに前記第２の回路が並列接続されたことを特徴とするマイクロ波増幅回路。

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