[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

JP2003517257A - 共振回路素子を含む変換器 - Google Patents

共振回路素子を含む変換器

Info

Publication number
JP2003517257A
JP2003517257A JP2001545427A JP2001545427A JP2003517257A JP 2003517257 A JP2003517257 A JP 2003517257A JP 2001545427 A JP2001545427 A JP 2001545427A JP 2001545427 A JP2001545427 A JP 2001545427A JP 2003517257 A JP2003517257 A JP 2003517257A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
circuit
circuit element
converter
load
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP2001545427A
Other languages
English (en)
Inventor
ザオアーランダー，ゲオルク
ドュルバオム，トーマス
レーツ，フーベルト
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE19961228A external-priority patent/DE19961228A1/de
Priority claimed from DE19961227A external-priority patent/DE19961227A1/de
Application filed by Philips Electronics NV filed Critical Philips Electronics NV
Publication of JP2003517257A publication Critical patent/JP2003517257A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H02M7/53832—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement in a push-pull arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2856—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

(57)【要約】 本発明は、ＤＣ電圧（Ｕ１）をチョッピングし、スイッチオン状態フェーズが交番する回路素子（Ｓ１，Ｓ２）と、チョッピングされたＤＣ電圧（Ｕ３）を処理し出力電圧を生ずるため使用される共振回路素子（Ｃｒ，Ｌｒ）を備えた回路組立体とを含む変換器に関する。最小限の回路上の経費と、最小限の測定損失とによって変更可能な変換器負荷監視の一方式として、回路素子のスイッチがオンされる前の不感時間フェーズ（Ｔｔｏｔ）中に、回路素子に印加された電圧（Ｕ Ｓ１）又は（ＵＳ２）を閾値（Ｕｔｈ）と比較し、この比較結果から、誘導性変換器負荷又は容量性変換器負荷のどちらが存在するかを確かめることを提案する。第２の実施例として、不感時間フェーズ（Ｔｔｏｔ）中に、回路素子に現れる電圧（ＵＳ１）の微分値（ｄＵＳ１／ｄｔ）を判定し、判定された微分値（ｄＵ Ｓ１／ｄｔ）を用いて、誘導性変換器負荷が存在するか、又は、容量性変換器負荷が存在するかを判定することを提案する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ電圧をチョッピングし、スイッチオン状態フェーズが交番する
回路素子と、チョッピングされたＤＣ電圧を処理し出力電圧を生ずるため使用さ
れる共振回路素子を備えた回路組立体とを含む変換器に関する。
【０００２】 このような負荷共振変換器は、好ましくは、ＤＣ電圧を負荷へ供給するため使
用されるスイッチング電源を表し、この負荷はスイッチング電源の出力に接続さ
れる。このようなスイッチング電源において、入力に現れるＡＣ電圧は、変換器
入力ＤＣ電圧を得るため、最初に整流される。しかし、本発明は、ＤＣ電圧源か
らのＤＣ電圧が直接的に入力へ供給される変換器に関する。このような変換器は
、ガス放電ランプの動作のため使用され得る。変換器入力ＤＣ電圧は、回路素子
により構成されたブリッジ回路を用いてチョッピングされる。チョッピングされ
たＤＣ電圧は、共振回路素子、すなわち、誘導性リアクタンス素子及び容量性リ
アクタンス素子を含む回路組立体へ供給されるので、実質的に正弦波状のＡＣ電
流が回路組立体内を流れる。少なくとも一つの誘導性共振素子及び少なくとも一
つの容量性共振素子が利用される。回路組立体の出力、すなわち、変換器の出力
には、負荷が接続される。スイッチング周波数を適応させることにより、負荷変
動及び入力電圧変化に適応する。共振回路素子を含む変換器、すなわち、共振変
換器は、回路素子を高いスイッチング周波数で動作させることができるので、実
現可能な電力出力に対し比較的小容積で軽量の装置を実現することができる。共
振変換器が使用されるとき、いわゆる零電圧切換動作（ＺＶＳ）が殆ど回路的な
出費を伴うことなく可能になる。ＺＶＳ動作は、回路素子のスイッチが、電流素
子の最小限の可能電圧、好ましくは、零ボルトに近い電圧でオンに切り換えられ
ることを意味する。ＺＶＳモードの場合、共振回路素子を備えた回路組立体は、
回路素子側から見た誘導性入力インピーダンスを有する。ＺＶＳモードの場合、
ＭＯＳＦＥＴトランジスタは、通常、回路素子として使用される。かくして実現
された変換器を用いることにより、容量性負荷を伴う動作は回避される。このよ
うな変換器モードは、スイッチング損失を増加させ、変換器回路素子の破壊をも
たらす場合がある。したがって、従来、このような負荷共振変換器を伴う変換器
負荷のタイプ（誘導性か容量性か）を決定する手段が設けられる。
【０００３】 文献：欧州特許EP0430358A1には、ガス放電ランプ用の変換器回路装置が開示
され、変換器負荷のタイプは上述の方法で決められる。半ブリッジの出力側には
、共振回路素子を含む回路組立体が配置され、この回路組立体は、電圧を放電ラ
ンプへ供給するため使用される。容量性変換器負荷による動作は回避される。こ
のため、回路組立体に印加された電圧と、回路組立体に流れる電流との位相差は
、回路組立体に流れる電流を監視することによって間接的に監視される。
【０００４】 本発明の目的は、発明の詳細な説明の冒頭に記載した変換器において、実現可
能な最小回路出費と、実現可能な最小測定損と共に変化し得る別のタイプの変換
器負荷監視を提案することである。
【０００５】 本発明の目的は、回路素子のスイッチがオンされる前の不感時間フェーズ中に
、回路素子に現れる電圧を閾値と比較し、その比較結果から、誘導性変換器負荷
又は容量性変換器負荷が存在するかどうかを確かめることにより達成される。
【０００６】 この場合、高価な位相差測定手段は回避される。さらに、電圧測定だけが必要
であり、損失と関連付けられた電流測定は不要である。必要に応じて、変換器負
荷のタイプが望ましくない場合に、たとえば、通常の変換器動作が中断され、新
しいスタートシーケンスが始められる。変換器負荷のタイプの決定は、かくして
非常に素早く実行されるので、望ましくない変換器動作モードは、カウンタ測定
によって非常に素早く打ち消される。本発明にしたがって変換器負荷のタイプを
決定することは、高いスイッチング周波数に好適である。
【０００７】 本発明の一実施例において、閾値との比較は、何れかの回路素子のスイッチが
オンにされる前に不感時間フェーズ毎に行なわれる。望ましくない変換器動作モ
ードを検出するまでの時間的空白は、かくして、できる限り短縮される。
【０００８】 本発明の目的は、不感時間フェーズ中に、回路素子に現れる電圧の微分値を判
定し、判定された微分値を用いて、誘導性変換器負荷又は容量性変換器負荷が存
在するかどうかを確かめることによって達成される。
【０００９】 或いは、回路素子に現れる電圧の微分値の代わりに時間平均値を取り込み、比
較のため時間平均値を使用することが可能である。このようにして、高価な位相
差測定手段は回避される。さらに、電圧測定だけが必要であり、損失を伴う電流
測定は不要である。必要に応じて、変換器負荷のタイプが望ましくない場合に、
たとえば、通常の変換器動作が中断され、新しいスタートシーケンスが始められ
る。変換器負荷のタイプの決定は、かくして非常に素早く実行されるので、望ま
しくない変換器動作モードは、カウンタ測定によって非常に素早く打ち消される
。本発明にしたがって変換器負荷のタイプを決定することは、高いスイッチング
周波数に好適である。
【００１０】 本発明の一実施例において、回路素子に現れる電圧の微分値の評価は、不感時
間フェーズ毎に行なわれ、閾値との比較は、何れかの回路素子のスイッチがオン
にされる前に行なわれる。すなわち、変換器負荷のタイプは１サイクル単位で監
視される。望ましくない変換器動作モードを検出するまでの時間的空白は、かく
して、できる限り短縮される。
【００１１】 本発明は、上述の通り構成された制御ユニットに係り、特に、少なくとも一つ
の変換器回路素子を制御する集積回路に関する。
【００１２】 以下、添付図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。
【００１３】 図１には、負荷共振変換器の略構成図が示されている。本例の場合には、スイ
ッチング電源である負荷共振変換器は、入力ＤＣ電圧Ｕ１を、本例の場合にＤＣ
電圧である出力電圧Ｕ２に変換する回路ブロック１を含み、出力電圧Ｕ２は、負
荷３に電力を供給するため使用される。本例の場合、入力電圧Ｕ１は、スイッチ
ング電源における通常の形態でＡＣ電圧回路網のＡＣ電圧を整流することによっ
て生成される 図２には、図１に示された変換器の基本素子が詳細に示されている。入力ＤＣ
電圧Ｕ１は、直列配置された回路素子Ｓ１及びＳ２のハーフブリッジに供給され
、ハーフブリッジはＤＣ電圧Ｕ１をチョッピングする。回路素子Ｓ１及びＳ２は
、本例の場合に、ＭＯＳＦＥＴトランジスタである。ＭＯＳＦＥＴトランジスタ
は、回路素子Ｓ１及びＳ２と並列逆向きに配置されたダイオードとして表されて
いる、いわゆるボディーダイオードＤ１及びＤ２を有する。回路素子Ｓ１及びＳ
２は、制御ユニット４によって制御され、制御ユニット４は、この目的のため、
回路素子Ｓ１及びＳ２で減少する電圧ＵＳ１及びＵＳ２を測定し評価する。制御
回路４は、回路素子毎に、回路素子Ｓ１を制御するため使用される第１の制御回
路１０、及び、回路素子Ｓ２を制御するため使用される第２の制御回路１０’の
専用制御回路を具備する。制御ユニット４は、たとえば、単一の集積回路（ＩＣ
）上に、制御回路１０及び１０’と一体として実現される。しかし、制御回路１
０及び１０’は、別々のＩＣを用いて実現してもよい。制御ユニット４若しくは
制御回路１０及び１０’を用いることにより、後述の如く、不感時間フェーズの
長さが確実に自動適応する。
【００１４】 図２では、キャパシタＣｐは回路素子Ｓ２と並列に接続され、変換器１が動作
しているとき、チョッピングされたＤＣ電圧Ｕ３が降下する。キャパシタＣｐは
、特に、回路素子が上述の実施例と同様にＭＯＳＦＥＴトランジスタとして実現
されているとき、回路素子Ｓ１及びＳ２の寄生容量を合成する。しかし、キャパ
シタＣｐは、更なる補助キャパシタを具備してもよい。チョッピングされたＤＣ
電圧Ｕ３は回路組立体５に供給される。回路組立体５は、共振回路素子を含み、
出力ＤＣ電圧Ｕ２を発生する。本例の場合に、回路組立体５は、共振回路素子と
して、直列接続されたキャパシタ（容量）Ｃｒ及びインダクタ（インダクタンス
）Ｌｒを含む。変換器の出力の方向で、キャパシタＣｒ及びインダクタＬｒの直
列結合とキャパシタＣｐとの間に整流器回路６が設けられ、整流器回路６は、共
振回路素子Ｃｒ及びＬｒを流れる電流Ｉを整流し、通常通りに、整流した電流を
、出力側に配置された平滑化キャパシタＣへ供給し、出力ＤＣ電圧Ｕ２は、出力
側でタップすることができる。図２において、出力ＤＣ電圧Ｕ２は、負荷Ｒに現
れ、本例の場合、負荷Ｒはオーム性抵抗器として表現されている。基本的に、変
換器１は、ＤＣ電圧の代わりに、ＡＣ電圧を供給するため使用することも可能で
ある。そのような場合、整流器回路及び平滑化キャパシタにおける整流は必要で
はなく、出力電圧は、図２に示された実施例の整流器回路６における降下ＡＣ電
圧に一致するであろう。
【００１５】 入力ＤＣ電圧Ｕ１は、回路素子Ｓ１と回路素子Ｓ２のスイッチを交互にオン（
導通状態へ移す）・オフ（非導通状態へ移す）させることにより、チョッピング
されたＤＣ電圧Ｕ３に変換される。スイッチＳ１がオンであるならば、スイッチ
Ｓ２はオフである。スイッチＳ２がオンであるならば、スイッチＳ１はオフであ
る。スイッチＳ１のオン・フェーズの終わりと、スイッチＳ２のオン・フェーズ
の始まりとの間に、常に、両方の回路素子Ｓ１及びＳ２がオフされている不感時
間フェーズが存在する。回路素子Ｓ２のオン・フェーズの終わりと、回路素子Ｓ
１の次のオン・フェーズの始まりとの間には、常に、このような不感時間フェー
ズが存在する。このような不感時間フェーズを設けることにより、ＺＶＳ（零電
圧スイッチング）動作が可能になる。回路素子Ｓ１及びＳ２のオン時間フェーズ
とオフ時間フェーズの長さは、図５及び８を参照して後述するように、制御ユニ
ット４によって調整される。スイッチング周波数を適応させることにより、負荷
変動と入力電圧変動とがある場合でも一定出力電圧が保証される。
【００１６】 図３に示された三つのグラフの中の一番上のグラフは、回路素子Ｓ１に現れる
制御電圧ＵＧ１と回路素子Ｓ２に現れる制御電圧ＵＧ２の値の差｜ＵＧ１｜−｜
ＵＧ２｜を表す。回路素子Ｓ１及びＳ２を制御する制御信号として使用される制
御電圧は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの夫々のゲート電圧を表す。制御電圧の値
の差をプロットしたものが零と一致する場合、不感時間フェーズＴｔｏｔが現れ
る。適当な制御電圧ＵＧ１が回路素子Ｓ１の制御入力に印加され、回路素子Ｓ１
がオン状態に設定された場合、時間的な空白Ｔｏｎ（Ｓ１）が現れる。この時間
的空白の際に、制御電圧ＵＧ２は零と一致し、回路素子Ｓ２のスイッチはオフに
される。回路素子Ｓ２がオン状態であり、かつ、回路素子Ｓ１がオフ状態である
時間的な空白は、時間的空白Ｔｏｎ（Ｓ２）として図示されている。これらの時
間的空白において、回路素子Ｓ２の制御入力には、非零制御電圧ＵＧ２が供給さ
れ、これにより、回路素子Ｓ２のスイッチがオンにされる。この時間的空白の範
囲内で、制御電圧ＵＧ１は零に一致する。図３に示された中央のグラフは、共振
回路素子Ｃｒ及びＬｒを流れる電流を時間の関数として表す。最後に、図３の一
番下に示されたグラフは、寄生キャパシタＣｐに印加された電圧Ｕ３を時間の関
数として表す。時間ｔｔで表された三つのグラフの時間軸は、同じスケールであ
る。
【００１７】 次に、一例として、回路素子Ｓ１及びＳ２のオン状態とオフ状態の間の変化に
ついて説明する。夫々のスイッチングサイクルの間の切換中における動作は、そ
の状態に関して解明される。
【００１８】 時点ｔ０で、制御電圧ＵＧ２は零に設定され、回路素子Ｓ２のスイッチはオフ
状態になる。これにより、回路素子Ｓ１を実現するため使用されたＭＯＳＦＥＴ
トランジスタのゲート電極で放電動作が生ずる。しかし、この放電動作が終了す
るまで、回路素子Ｓ２は導通したままであり、この瞬間に負電流が回路素子Ｓ２
を流れ続ける。
【００１９】 時点ｔ１以降、回路素子Ｓ２は、最終的にオフ状態になり、電流は回路素子Ｓ
２を流れ得なくなる。インダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって流れる電
流Ｉは、時点ｔ１以降、キャパシタンスＣｐを充電し、電圧Ｕ３を上昇させる。
【００２０】 時点ｔ２で、電圧Ｕ３は、入力ＤＣ電圧Ｕ１の値に達し、ダイオードＤ１は、
導通し始める。この時点以降、回路素子Ｓ１は、約０ボルトのスイッチング電圧
ＵＳ１（ダイオード順方向電圧に関するＺＶＳ）でスイッチオンの状態であるこ
とが保証される。すなわち、時点ｔ２以降、時点ｔ４で、回路素子Ｓ１のスイッ
チは、対応した制御電圧ＵＧ２が印加されるのでオン状態になる。かくして、回
路素子Ｓ１のスイッチがオン状態であり、回路素子Ｓ２のスイッチがオフ状態で
ある時間的空白Ｔｏｎ（Ｓ１）が始まる。
【００２１】 時点ｔ５で、この時間的空白Ｔｏｎ（Ｓ１）は終了し、制御電圧ＵＧ１は零に
設定される。次に、回路素子Ｓ１を実現するため使用されたＭＯＳＦＥＴトラン
ジスタのゲート電極で放電動作が生じる。
【００２２】 時点ｔ６で、この放電動作は終了し、回路素子Ｓ１がブロッキングを開始する
まで、すなわち、回路素子Ｓ１がオフ状態に変化し、この時点で正である電流Ｉ
は、キャパシタＣｐを放電させ、電圧Ｕ３を降下させる。
【００２３】 時点ｔ７で、電圧Ｕ３は値０に達するので、この時点以降、ダイオードＤ２は
導通し始め、回路素子Ｓ２は、対応した制御電圧ＵＧ２が印加された後に時点ｔ
９以降、（ダイオード順方向電圧に関して）約０ボルトのスイッチング電圧ＵＳ ２ でスイッチがオン状態になる。この時点以降、時間的空白Ｔｏｎ（Ｓ２）が始
まり、回路素子Ｓ２のスイッチはオン状態になり、回路素子Ｓ１のスイッチはオ
フ状態になる。
【００２４】 時点ｔ０と時点ｔ４の間、並びに、時点ｔ５と時点ｔ９の間に、いわゆる不感
時間フェーズが生じ、そのフェーズ中、制御電圧ＵＧ１及び制御電圧ＵＧ２は共
に０と一致し、スイッチオフ制御信号として作用する制御電圧が現れる。不感時
間フェーズＴｔｏｔは、ＺＶＳ動作が実現できるように設定される。Ｉ（ｔ）の
グラフにおいて、ハッチング付きの領域は、キャパシタＣｐを充放電させるため
有効なエネルギーの測定量を表す。図３に示された例の場合、有効エネルギーは
十分である。
【００２５】 図３において波形で示された動作状態は、たとえば、誘導性コイルの場合を表
し、電流Ｉは電圧Ｕ３の第１高調波よりも遅れる。このような動作状態において
、変換器１のＺＶＳ（零電圧スイッチング）動作が実現可能である。
【００２６】 これに対し、図４は、容量性負荷の場合の対応した波形を一例として示す。こ
のような動作状態の場合、電流Ｉは、電圧Ｕ３の第１高調波に対し進む。容量性
負荷の場合、変換器１のＺＶＳ動作は実現不可能である。図４の時点ｔ０で、回
路素子Ｓ２のスイッチはオフ状態になる。このとき、電流Ｉは正であるため、電
流ＩがインダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーによって絶えず運ばれるので
、キャパシタＣｐにおける電圧は、（図３における時点ｔ１から時点ｔ２までの
ように）電圧Ｕ１まで徐々に変化し得ない。この場合、電圧Ｕ３は、回路素子Ｓ
１のスイッチがオンにされる時点ｔ４で値０から値Ｕ１まで急激に増加し、回路
素子Ｓ１のスイッチがオンになったとき、十分な電圧Ｕ１がこの回路素子Ｓ１へ
供給され続ける。このため、容量性負荷の場合に、回路素子Ｓ２のスイッチをオ
ンに切り換えることは、電圧が伴わない場合には行なわれない。なぜならば、回
路素子Ｓ２のスイッチがオンにされる時点ｔ９において、電圧Ｕ３は、依然とし
て値Ｕ１をとり、値０へ急激に降下するからである。容量性負荷の場合、（時点
ｔ４及び時点ｔ９において、電流Ｉと、回路素子電圧ＵＳ１及びＵＳ２との積が
大きい値であることに対応した）高いスイッチング損失が、本例の場合にＭＯＳ
ＦＥＴトランジスタである回路素子Ｓ１及び回路素子Ｓ２で発生し、この損失は
、回路素子を破壊させる場合があるので、この動作状態を回避すべきである。回
避方法については、図７を参照して後述する。
【００２７】 図５は、回路素子Ｓ１を制御するため使用される制御回路１０の基本構造のブ
ロック図である。機能ブロック１１は、測定ユニットと評価ユニットを結合し、
回路素子Ｓ１のスイッチオン状態フェーズＴｔｏｎ（Ｓ１）の直前に存在する不
感時間フェーズＴｔｏｔ中に、測定された電圧ＵＳ１又はこの電圧に等価的な信
号を、比較器装置１２へ転送する。比較器装置１２は、供給された信号を、第１
の閾値Ｕｔｈ１と比較する。第１の閾値に達したとき、論理”１”に対応したセ
ット信号がＯＲゲート１３へ供給される。
【００２８】 制御回路１０は、機能ブロック１４によって結合された回路素子を更に有する
。この回路素子は、スイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ１）の直前にある不感
時間フェーズＴｔｏｔの区間に現れる回路素子電圧ＵＳ１の微係数を判定し、こ
の電圧を第２の比較器装置１５へ供給し、第２の比較器装置１５は、微係数ｄＵ Ｓ１ ／ｄｔを、第２の閾値Ｕｔｈ２と比較する。第２の閾値Ｕｔｈ２に達したと
き、論理”１”に対応したセット信号がＯＲゲート１３に供給される。
【００２９】 さらに、制御回路１０は、スイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ１）の直前に
ある不感時間フェーズＴｔｏｔの始まりでスタートし、対応した時間信号を比較
器装置１７へ供給するタイマー１６を有する。比較器装置１７は、供給された時
間信号を、予め定められた最大許容可能不感時間フェーズ長さＴｔｏｔ．ｍａｘ と比較する。この最大不感時間フェーズ長さに達したとき、比較器装置１７は、
論理”１”に対応したセット信号をＯＲゲート１３に供給する。
【００３０】 ＯＲゲート１３の出力が論理”１”を生成するとき、スイッチオン状態フェー
ズＴｏｎ（Ｓ１）の始まり、又は、対応した前の不感時間フェーズＴｔｏｔの終
わりに影響を与える。論理”１”がＯＲゲート１３の出力に現れたとき、タイマ
ー１６はリセットされ、機能ブロック１８によって結合された回路手段は、予め
定義可能なスイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ１）に対し、スイッチオン信号
として作用する制御信号ＵＧ１を回路素子Ｓ１の制御入力へ供給する。さらに、
機能ブロック１８は、スイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ２）が終了した後、
機能ブロック１１及び１４における測定及び評価ユニットと、タイマー１６とを
作動するスイッチング手段を結合する。機能ブロック１１及び１４の測定及び評
価ユニットに対するイネーブル信号、並びに、タイマーに対するトリガー信号と
して使用される対応した作動信号は、この瞬間に、機能ブロック１８によって、
対応した機能ブロック１１、１４及びタイマー１６に供給される。これは、信号
１９がスイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ２）の終了時に機能ブロック１８へ
供給された瞬間に行なわれる。信号１９は、回路素子を制御するため使用され、
回路素子１０と同様に構成された第２の制御回路１０’によって生成される。し
たがって、スイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ１）の最後に、機能ブロック１
８又は制御回路１０は、対応した第２の制御回路１０’用の信号２０を発生する
。
【００３１】 図６は、商Ｕ２／Ｕ３のパターンを周波数ｆの関数として表現する伝達関数Ａ
（ｓ）を示すグラフである。キャパシタＣｒとインダクタンスＬｒとによって本
質的に決定される変換器１の共振周波数ｆｒで、伝達関数Ａ（ｆ）は最大値をと
る。ｆｒ未満の周波数（領域Ｉ）で、容量性負荷が存在する。一方、ｆｒより高
い周波数（領域ＩＩ）は、誘導性変換器負荷による変換器動作モードに対応する
。したがって、変換器は、共振周波数ｆｒを超える周波数ｆで使用される。図６
から、容量性動作モード（領域Ｉ）は、一般的に使用される制御メカニズムが変
換器出力電圧Ｕ２を制御するため有効ではなくなるので、回避すべきことが明ら
かである。領域ＩＩに対して領域Ｉの場合、伝達関数Ａ（ｆ）の値は、周波数が
減少すると共に減少するので、領域ＩＩにおける負帰還（周波数ｆが減少すると
共に値Ａ（ｆ）が増加する）の代わりに、正帰還が生じ、出力電圧Ｕ２の制御を
妨げる。
【００３２】 図７には、変換器１が使用されるときに、誘導性負荷と容量性負荷のどちらが
出現したかを（図示されない回路装置を利用して）制御ユニット４が監視する方
法を説明するフローチャートが示されている。この監視は、好ましくは、できる
限り連続的な監視が保証されるように１サイクル単位で行われる。
【００３３】 ステップ３０は、回路素子Ｓ１とＳ２の連続的なスイッチオン状態フェーズの
一方（Ｔｏｎ（Ｓ１）又はＴｏｎ（Ｓ２））を表す。スイッチオン状態フェーズ
に続く、ステップ３１の各不感時間フェーズＴｔｏｔの最後に、二つの回路素子
のうちで次にスイッチオン状態に切り換えられるべき一方の回路素子上の電圧が
予め定めることのできる閾値Ｕｔｈよりも小さいかどうかがテストされる。
【００３４】 図２に示された変換器１を使用する場合、両方のスイッチング電圧ＵＳ１及び
ＵＳ２（＝Ｕ３）が測定される。スイッチング電圧ＵＳ１は、電圧Ｕ１と、電圧
ＵＳ２若しくはＵ３から差Ｕ１−Ｕ３として間接的に得ることも可能である。閾
値は、ダイオードＤ１及びＤ２の順方向電圧と、電圧Ｕ１との間に収まるように
選択される。なぜならば、誘導性負荷の場合に、回路素子のスイッチがオンされ
たときの回路素子Ｓ１及びＳ２の電圧は、並列接続された対応したダイオード（
図３）のダイオード順方向電圧と一致し、容量性負荷の場合に、回路素子のそれ
ぞれのスイッチオン電圧は、電圧Ｕ１の値と一致するからである。
【００３５】 ステップ３２において、それぞれの回路素子電圧が閾値よりも小さいと確定し
た場合（ｙ側の分岐）、変換器モードは、次のスイッチオン状態フェーズＴｏｎ に続く（ステップ３０）。一方、ステップ３０において、それぞれの回路素子電
圧が閾値Ｕｔｈを超えることが確定した場合（ｎ側の分岐）、容量性負荷の場合
に対応し、変換器の正常動作は中断し、変換器の新しいスタートシーケンスが通
常の態様で実施される（ステップ３３）。
【００３６】 図８は、回路素子Ｓ１を制御するため使用される制御回路１０の第２の実施例
の基本構造のブロック図である。機能ブロック１１は、測定ユニットと評価ユニ
ットを結合し、回路素子Ｓ１のスイッチオン状態フェーズＴｔｏｎ（Ｓ１）の直
前に存在する不感時間フェーズＴｔｏｔ中に、測定された電圧ＵＳ１又はこの電
圧に等価的な信号を、比較器装置１２へ転送する。比較器装置１２は、供給され
た信号を、第１の閾値Ｕｔｈ１と比較する。第１の閾値に達したとき、論理”１
”に対応したセット信号がＯＲゲート１３へ供給される。
【００３７】 さらに、制御回路１０は、スイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ１）の直前に
ある不感時間フェーズＴｔｏｔの始まりでスタートし、対応した時間信号を比較
器装置１７へ供給するタイマー１６を有する。比較器装置１７は、供給された時
間信号を、予め定められた最大許容可能不感時間フェーズ長さＴｔｏｔ．ｍａｘ と比較する。この最大不感時間フェーズ長さに達したとき、比較器装置１７は、
論理”１”に対応したセット信号をＯＲゲート１３に供給する。
【００３８】 ＯＲゲート１３の出力が論理”１”を生成するとき、スイッチオン状態フェー
ズＴｏｎ（Ｓ１）の始まり、又は、対応した前の不感時間フェーズＴｔｏｔの終
わりに影響を与える。論理”１”がＯＲゲート１３の出力に現れたとき、タイマ
ー１６はリセットされ、機能ブロック１８によって結合された回路手段は、予め
定義可能なスイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ１）に対し、スイッチオン信号
として作用する制御信号ＵＧ１を回路素子Ｓ１の制御入力へ供給する。さらに、
機能ブロック１８は、スイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ２）が終了した後、
機能ブロック１１及び１４における測定及び評価ユニットと、タイマー１６とを
作動するスイッチング手段を結合する。機能ブロック１１及び１４の測定及び評
価ユニットに対するイネーブル信号、並びに、タイマーに対するトリガー信号と
して使用される対応した作動信号は、この瞬間に、機能ブロック１８によって、
対応した機能ブロック１１、１４及びタイマー１６に供給される。これは、信号
１９がスイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ２）の終了時に機能ブロック１８へ
供給された瞬間に行なわれる。信号１９は、回路素子を制御するため使用され、
回路素子１０と同様に構成された第２の制御回路１０’によって生成される。し
たがって、スイッチオン状態フェーズＴｏｎ（Ｓ１）の最後に、機能ブロック１
８又は制御回路１０は、対応した第２の制御回路１０’用の信号２０を発生する
。
【００３９】 図９は、商Ｕ２／Ｕ３のパターンを周波数ｆの関数として表現する伝達関数Ａ
（ｓ）を示すグラフである。キャパシタＣｒとインダクタンスＬｒとによって本
質的に決定される変換器１の共振周波数ｆｒで、伝達関数Ａ（ｆ）は最大値をと
る。ｆｒ未満の周波数（領域Ｉ）で、容量性負荷が存在する。一方、ｆｒより高
い周波数（領域ＩＩ）は、誘導性変換器負荷による変換器動作モードに対応する
。したがって、変換器は、共振周波数ｆｒを超える周波数ｆで使用される。図９
から明らかであるように、容量性動作モード（領域Ｉ）は、一般的に使用される
制御メカニズムが変換器出力電圧Ｕ２を制御するため有効ではなくなるので、回
避すべきである。領域ＩＩに対して領域Ｉの場合、伝達関数Ａ（ｆ）の値は、周
波数が減少すると共に減少するので、領域ＩＩにおける負帰還（周波数ｆが減少
すると共に値Ａ（ｆ）が増加する）の代わりに、正帰還が生じ、出力電圧Ｕ２の
制御を妨げる。
【００４０】 図１０には、変換器１が使用されるときに、誘導性負荷と容量性負荷のどちら
が出現したかを（図示されない回路装置を利用して）制御ユニット４が監視する
方法を説明するフローチャートが示されている。この監視は、好ましくは、でき
る限り連続的な監視が保証されるように１サイクル単位で行われる。
【００４１】 ステップ３０は、回路素子Ｓ１とＳ２の連続的なスイッチオン状態フェーズの
一方（Ｔｏｎ（Ｓ１）又はＴｏｎ（Ｓ２））を表す。
【００４２】 ステップ３１で示された不感時間フェーズＴｔｏｔの間に、特に、不感時間フ
ェーズ毎に、したがって、回路素子Ｓ１又はＳ２が新たにスイッチオンされる毎
に、電圧の微分値（微係数）が回路素子に現れる。図３及び４から明らかである
ように、誘導性負荷（図３）の場合に、この微分値のパターンは、両方の回路素
子Ｓ１及びＳ２が非導通である不感時間フェーズ中の時間的空白（たとえば、時
点ｔ０乃至ｔ４、及び、時点ｔ５乃至ｔ９の時間的空白）の間に、容量性負荷（
図４）の場合のパターンから外れる。これは、誘導性負荷と容量性負荷のどちら
が存在するかを決定するため使用される。したがって、閾値Ｕｔｈは、これらの
時間的空白中に、誘導性負荷に対する回路素子の予想微分電圧値と、容量性負荷
に対する回路素子の予想微分電圧値の範囲内の値にセットされる。
【００４３】 特に、電圧Ｕ３の特性降下又は特性上昇は、容量性負荷（図４）の場合に、時
点ｔ０とｔ１の間の時間的空白、又は、時点ｔ５とｔ６の間の時間的空白（並び
に、対応した前後の時間的空白）で使用される。これにより、負荷のタイプを非
常に高速で検出できるようになる。或いは、誘導性負荷（図３）の場合に生じる
時点ｔ１とｔ２の間の時間的空白、又は、時点ｔ６とｔ７の間の時間的空白（並
びに、対応した前後の時間的空白）で電圧Ｕ３の特性上昇若しくは特性降下を推
定してもよい。
【００４４】 高周波電圧成分のために生じる測定誤差を打ち消すため、測定微分値は、不感
時間フェーズ長さよりも短い時定数のフィルタでローパスフィルタリング処理さ
れる。
【００４５】 或いは、回路素子電圧の微分値を閾値Ｕｔｈと直接比較する代わりに、閾値Ｕ ｔｈ を、不感時間フェーズにおけるそれぞれの素子電圧の時間平均値と比較して
もよい。平均値の形成は、信号平滑化と関連している。特に、平均値は、時間的
空白ｔ１からｔ２の間、並びに、時間的空白ｔ６とｔ７の間（並びに、対応した
前後の時間的空白）で推定される。しかし、平均値は、これらの時間的空白の夫
々のセグメントに対し形成してもよい。
【００４６】 図２に示された変換器１を使用する場合、両方のスイッチング電圧ＵＳ１及び
ＵＳ２（＝Ｕ３）が測定される。スイッチング電圧ＵＳ１は、電圧Ｕ１と、電圧
ＵＳ２＝Ｕ３から差Ｕ１−Ｕ３として間接的に得ることも可能である。
【００４７】 ステップ３２において、それぞれの回路素子電圧が閾値よりも小さいと確定し
た場合（ｙ側の分岐）、変換器モードは、次のスイッチオン状態フェーズＴｏｎ に続く（ステップ３０）。一方、ステップ３０において、それぞれの回路素子電
圧が閾値Ｕｔｈを超えることが確定した場合（ｎ側の分岐）、容量性負荷の場合
に対応し、変換器の正常動作は中断し、変換器の新しいスタートシーケンスが通
常の態様で実施される（ステップ３３）。
【図面の簡単な説明】
【図１】 共振変換器を含む回路装置の略構成図である。
【図２】 本発明による共振変換器の回路構成図である。
【図３】 誘導性負荷のタイミングチャートである。
【図４】 容量性負荷のタイミングチャートである。
【図５】 回路素子を制御する制御回路装置の第１の実施例の略構成図である。
【図６】 共振変換器の負荷側に対する伝達関数のグラフである。
【図７】 本発明の第１の実施例による変換器動作を説明するフローチャートである。
【図８】 回路素子を制御する制御回路装置の第２の実施例の略構成図である。
【図９】 第２の実施例における一定負荷抵抗に対し周波数に関してプロットした伝達関
数のグラフである。
【図１０】 本発明の第２の実施例による変換器動作を説明するフローチャートである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＪＰ，Ｋ Ｒ，ＵＳ (72)発明者 ドュルバオム，トーマス オランダ国，5656 アーアー アインドー フェン，プロフ・ホルストラーン ６ (72)発明者 レーツ，フーベルト オランダ国，5656 アーアー アインドー フェン，プロフ・ホルストラーン ６ Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 AS11 BB04 BB08 BB73 CC01 DD04 DD12 DD32 EE04 EE07 FD26 FG07

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチオン状態フェーズが交番し、ＤＣ電圧をチョッピン
    グする回路素子と、 チョッピングされたＤＣ電圧を処理し出力電圧を生ずるため使用される共振回
    路素子を備えた回路組立体と、 を含む変換器であって、 回路素子のスイッチがオンされる前の不感時間フェーズ中に、回路素子に現れ
    る夫々の電圧を閾値と比較し、その比較結果から、誘導性変換器負荷が存在する
    か、又は、容量性変換器負荷が存在するかを判定することを特徴とする変換器。
  2. 【請求項２】 閾値との比較は、何れかの回路素子のスイッチがオンにされ
    る前に不感時間フェーズ毎に行なわれることを特徴とする請求項１記載の変換器
    。
  3. 【請求項３】 スイッチオン状態フェーズが交番し、ＤＣ電圧をチョッピン
    グするため使用される回路素子と、チョッピングされたＤＣ電圧を処理し出力電
    圧を生ずるため使用される共振回路素子を備えた回路組立体とを含む変換器の少
    なくとも一つの回路素子を制御する集積回路型の制御ユニットであって、 回路素子のスイッチがオンされる前の不感時間フェーズ中に、回路素子に現れ
    る夫々の電圧を閾値と比較し、その比較結果から、誘導性変換器負荷が存在する
    か、又は、容量性変換器負荷が存在するかを判定するよう構成されていることを
    特徴とする制御ユニット。
  4. 【請求項４】 スイッチオン状態フェーズが交番し、ＤＣ電圧をチョッピン
    グする共振回路素子と、 チョッピングされたＤＣ電圧を処理し出力電圧を生ずるため使用される共振回
    路素子を備えた回路組立体と、 を含む変換器であって、 不感時間フェーズ中に、回路素子に現れる電圧の微分値が判定され、判定され
    た微分値を用いて、誘導性変換器負荷が存在するか、又は、容量性変換器負荷が
    存在するかを判定することを特徴とする変換器。
  5. 【請求項５】 判定された微分値は、比較器を用いて閾値と比較され、その
    比較の結果から、誘導性変換器負荷が存在するか、又は、容量性変換器負荷が存
    在するかを判定することを特徴とする請求項４記載の変換器。
  6. 【請求項６】 不感時間フェーズ中に、回路素子に現れる電圧の微分値に対
    する時間平均値が判定され、判定された時間平均値は比較器を用いて閾値と比較
    され、その比較の結果から、誘導性変換器負荷が存在するか、又は、容量性変換
    器負荷が存在するかを判定することを特徴とする請求項４記載の変換器。
  7. 【請求項７】 閾値との比較は、何れかの回路素子のスイッチがオンにされ
    る前に行なわれることを特徴とする請求項５又は６記載の変換器。
  8. 【請求項８】 スイッチオン状態フェーズが交番し、ＤＣ電圧をチョッピン
    グするため使用される回路素子と、チョッピングされたＤＣ電圧を処理し出力電
    圧を生ずるため使用される共振回路素子を備えた回路組立体とを含む変換器の少
    なくとも一つの回路素子を制御する集積回路型の制御ユニットであって、 不感時間フェーズ中に、回路素子に現れる電圧の微分値が判定され、判定され
    た微分値を用いて、誘導性変換器負荷が存在するか、又は、容量性変換器負荷が
    存在するかを判定するよう構成されていることを特徴とする制御ユニット。
JP2001545427A 1999-12-18 2000-12-18 共振回路素子を含む変換器 Withdrawn JP2003517257A (ja)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19961228A DE19961228A1 (de) 1999-12-18 1999-12-18 Konverter mit Resonanzkreiselementen
DE19961227A DE19961227A1 (de) 1999-12-18 1999-12-18 Konverter mit Resonanzkreiselementen
DE19961227.7 1999-12-18
DE19961228.5 1999-12-18
PCT/EP2000/013395 WO2001045241A1 (en) 1999-12-18 2000-12-18 Converter with resonant circuit elements

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2003517257A true JP2003517257A (ja) 2003-05-20

Family

ID=26055843

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2001545427A Withdrawn JP2003517257A (ja) 1999-12-18 2000-12-18 共振回路素子を含む変換器

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6466456B2 (ja)
EP (1) EP1155492B1 (ja)
JP (1) JP2003517257A (ja)
KR (1) KR100747424B1 (ja)
DE (1) DE60009043T2 (ja)
TW (1) TW554645B (ja)
WO (1) WO2001045241A1 (ja)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10109967A1 (de) * 2001-03-01 2002-09-12 Philips Corp Intellectual Pty Konverter
DE602004011669T2 (de) * 2003-06-19 2009-02-05 Nxp B.V. Schaltnetzteil
DE102004037388B4 (de) * 2004-08-02 2008-05-29 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs eines Vorschaltgeräts für Leuchtstofflampen und Vorschaltgerät
DE102007044483B4 (de) 2007-09-18 2019-11-14 Infineon Technologies Austria Ag Schutzschaltung zum Schutz einer Halbbrückenschaltung
US8749209B2 (en) 2008-05-05 2014-06-10 Infineon Technologies Austria Ag System and method for providing adaptive dead times
JP5298679B2 (ja) * 2008-07-17 2013-09-25 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置、及びそのデッドタイム調整方法
JP5903273B2 (ja) 2009-02-26 2016-04-13 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． 共振コンバータ
US8378695B2 (en) 2009-06-17 2013-02-19 Infineon Technologies Austria Ag Determining the dead time in driving a half-bridge
DE102009043611A1 (de) * 2009-09-29 2011-04-07 Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung Elektronisches Vorschaltgerät und Verfahren zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
DE102009047572A1 (de) * 2009-12-07 2011-06-09 Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe
WO2013148221A1 (en) 2012-03-28 2013-10-03 Lutron Electronics Co., Inc. Method and apparatus for phase-controlling a load
US9084324B2 (en) 2013-02-26 2015-07-14 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device having automatic setup for controlling capacitive and inductive loads

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4814962A (en) * 1988-05-27 1989-03-21 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Zero voltage switching half bridge resonant converter
US5075599A (en) * 1989-11-29 1991-12-24 U.S. Philips Corporation Circuit arrangement
JP2742461B2 (ja) * 1990-01-13 1998-04-22 松下電工株式会社 インバータ装置
FR2658674B1 (fr) * 1990-02-20 1992-05-07 Europ Agence Spatiale Convertisseur continu-continu a commutation a tension nulle.
US5208738A (en) * 1990-12-13 1993-05-04 Northern Telecom Limited Constant frequency resonant DC/DC converter
JP2722869B2 (ja) * 1991-06-11 1998-03-09 ヤマハ株式会社 電源回路
US5159541A (en) * 1991-10-31 1992-10-27 Northern Telecom Limited Asymmetrical pulse width modulated resonant DC/DC converter
US5438497A (en) * 1993-05-13 1995-08-01 Northern Telecom Limited Tertiary side resonant DC/DC converter
JP2677215B2 (ja) * 1994-12-14 1997-11-17 日本電気株式会社 ゼロボルトスイッチパルス幅変調型スイッチングレギュレータの制御回路
DE69805378T2 (de) * 1997-03-12 2002-11-28 Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven Wandler, netzteil und batterieladegerät

Also Published As

Publication number Publication date
TW554645B (en) 2003-09-21
EP1155492A1 (en) 2001-11-21
US20020126510A1 (en) 2002-09-12
WO2001045241A1 (en) 2001-06-21
EP1155492B1 (en) 2004-03-17
DE60009043D1 (de) 2004-04-22
US6466456B2 (en) 2002-10-15
KR20010108239A (ko) 2001-12-07
KR100747424B1 (ko) 2007-08-09
DE60009043T2 (de) 2004-09-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3531385B2 (ja) 電源装置
CN110719029B (zh) 反激式转换器控制器、反激式转换器及其操作方法
US20100066337A1 (en) Novel Utilization of a Multifunctional Pin Combining Voltage Sensing and Zero Current Detection to Control a Switched-Mode Power Converter
US8994286B2 (en) Operating device for a lamp having a power correction circuit
US8077488B2 (en) Switching-type power-supply unit and a method of switching in power-supply unit
JP2008535456A (ja) 共振コンバータの制御
EP1819205B1 (en) Electric discharge lamp operation device and illumination instrument
JP2003517257A (ja) 共振回路素子を含む変換器
US8742690B2 (en) Method, operating device, and lighting system
JP4376775B2 (ja) 共振形コンバータのための回路構成、及び該コンバータを動作させるための方法
US20090309573A1 (en) Determining output voltage or current in an smps
KR20040018489A (ko) 발진 회로, 상기 발진 회로를 구비한 변환기 및 상기변환기를 구비한 프리콘디셔너
JP2008507946A (ja) 直列共振スイッチモード電源装置のための自動周波数制御
JP2000324830A (ja) 電力変換装置、誘導加熱用電力変換装置及び電力変換方法
EP3754829A1 (en) Llc circuit
JPH07147780A (ja) 電源装置
JP2001309657A (ja) スイッチング電源回路
US11448669B2 (en) Current sensor and measuring method for the switched sensing of an alternating current
AU2010330179A1 (en) Circuit arrangement for operating at least one discharge lamp
EP3907870B1 (en) Power converter with overshoot protection
WO1998011655A1 (en) Method and device for providing power to a magnetron
JP2005295636A (ja) スイッチング電源回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ
JPH1167478A (ja) 放電灯点灯装置
JPH10271848A (ja) 電源装置
JPH113794A (ja) 照明用点灯装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20071217

A761 Written withdrawal of application

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761

Effective date: 20090130