JP2001275350A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換効率の向上、及び回路の小型軽量化 【解決手段】 一次側に電圧共振形コンバータを備え、
二次側には並列共振回路又は直列共振回路を備える複合
共振形スイッチングコンバータの構成に対して、その一
次側にアクティブクランプ回路を設けることで一次側並
列共振コンデンサの両端に生じる並列共振電圧パルスを
クランプし、そのレベルを抑制する。また、二次側に対
してもアクティブクランプ回路を設けることで、二次巻
線に得られる電圧を抑制する。これによって、電源回路
に備えられるスイッチング素子、及び共振コンデンサ等
の各素子の耐圧について低耐圧品を選定することができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図１０の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流
入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整
流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コン
デンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力
電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを
生成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1に
は例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素
子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
され、ソースは一次側アースに接続される。

【０００５】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成するものとされている。そして、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この
並列共振回路による共振動作が得られるようにされるこ
とで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として
は電圧共振形となる。

【０００６】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。さらにこの場合は、スイッチ
ング素子Ｑ1のドレインが、次に説明するスイッチング
駆動部１０Ｂ内の発振回路４１に対して接続されてい
る。この発振回路４１に対して入力されるドレインの出
力は、後述するようにしてスイッチング周波数制御時に
おけるスイッチングのオン期間を可変制御するために利
用される。

【０００７】上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路４
１及びドライブ回路４２を統合的に備えるスイッチング
駆動部１０Ｂによって、そのスイッチング駆動されると
共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制
御される。なお、この場合のスイッチング駆動部１０Ｂ
は、例えば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。
また、このスイッチング駆動部１０Ｂは、起動抵抗Ｒｓ
を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、
例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して
電源電圧が印加されることで起動するようにされてい
る。

【０００８】スイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路４
１では、発振動作を行って発振信号を生成して出力す
る。そして、ドライブ回路４２においてはこの発振信号
をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲー
トに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ
1は、発振回路４１にて生成される発振信号に基づいた
スイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチ
ング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路
４１にて生成される発振信号に依存して決定される。

【０００９】ここで、上記発振回路４１では、後述する
ようにしてフォトカプラ２を介して入力される二次側直
流出力電圧ＥOのレベルに基づいて発振信号周波数（ス
イッチング周波数ｆｓ）を可変する動作を行うようにさ
れている。また、このスイッチング周波数ｆｓを可変す
ると同時に、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FFは一定とした上で、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴON（導通角）が可変されるように、発振信号波
形の制御を行うようにされている。この期間ＴON（導通
角）の可変制御は、並列共振コンデンサＣｒの両端に得
られる並列共振電圧Ｖ1のピーク値に基づいて行うよう
にされる。このような発振回路４１の動作により、後述
するようにして二次側直流出力電圧ＥOについての安定
化が図られる。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する 絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１２に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、
例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにし
ており、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。

【００１１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図１０に示すようにスイッ
チング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平
滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続さ
れている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、
スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１３】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１４】上記ようにして形成される電源回路の二次
側に対しては、ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデン
サＣOから成る整流平滑回路を備えることで二次側直流
出力電圧ＥOを得るようにしている。つまり、この構成
では二次側においてブリッジ整流回路ＤBRによって全波
整流動作を得ている。この場合、ブリッジ整流回路ＤBR
は二次側並列共振回路から供給される共振電圧を入力す
ることで、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧とほぼ等
倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥOを生成す
る。また、二次側直流出力電圧ＥOは、フォトカプラ４
０を介することで一次側と二次側を直流的に絶縁した状
態で、一次側のスイッチング駆動部１０Ｂ内の発振回路
４１に対して入力されるようにもなっている。

【００１５】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化によって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次
巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭ
について、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図１３（ａ）に示す回路と等価となる場合に相
互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１３（ｂ）に示す回
路と等価となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとな
る。これを、図１０に示す二次側の動作に対応させてみ
ると、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正極性のとき
にブリッジ整流回路ＤBRに整流電流が流れる動作は＋Ｍ
の動作モード（フォワード動作）と見ることができ、ま
た逆に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が負極性のとき
にブリッジ整流ダイオードＤBRに整流電流が流れる動作
は−Ｍの動作モード（フライバック動作）であると見る
ことができる。二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧が正／
負となるごとに、相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍのモ
ードで動作することになる。

【００１６】このような構成では、一次側並列共振回路
と二次側並列共振回路の作用によって増加された電力が
負荷側に供給され、それだけ負荷側に供給される電力も
増加して、最大負荷電力の増加率も向上する。これは、
先に図１２にて説明したように、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数
による疎結合としたことによって、更に飽和状態となり
にくい状態を得たことで実現されるものである。例え
ば、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧ
が設けられない場合には、フライバック動作時において
絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作
が異常となる可能性が高く、上述した全波整流動作が適
正に行われるのを望むのは難しい。

【００１７】また、この図１０に示す回路における安定
化動作は次のようになる。一次側のスイッチング駆動部
１０Ｂ内の発振回路４１に対しては、前述したように、
フォトカプラ４０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入
力される。そして、発振回路４１においては、この入力
された二次側直流出力電圧ＥOのレベル変化に応じて、
発振信号の周波数を可変して出力するようにされる。こ
れは即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数
を可変する動作となるが、これにより、一次側電圧共振
形コンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共振
インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側に伝送されるエネルギーも変化することにな
る。この結果、二次側直流出力電圧ＥOとしては、所要
のレベルで一定となるように制御されることになる。即
ち、電源の安定化が図られる。

【００１８】また、この図１０に示す電源回路において
は、発振回路４１においてスイッチング周波数を可変す
るのにあたり、先にも述べたように、スイッチング素子
Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン
となる期間ＴONを可変制御するようにされる。つまり、
この電源回路では、定電圧制御動作として、スイッチン
グ周波数を可変制御するように動作することで、スイッ
チング出力に対する共振インピーダンス制御を行い、こ
れと同時に、スイッチング周期におけるスイッチング素
子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行うようにされている
ものである。そして、この複合的な制御動作を１組の制
御回路系によって実現している。なお、本明細書では、
このような複合的な制御を「複合制御方式」ともいう。

【００１９】また、図１１に、本出願人が提案した内容
に基づいて構成される電源回路としての他の例を示す。
なお、この図において図１０と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。図１１に示す電源回路の一次側
には、１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエン
ド動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式
の構成が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1に
は、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型
トランジスタ）が採用されている。

【００２０】スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース
電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動
時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしてい
る。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アー
ス間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電
流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用
の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされており、また、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地され
る。

【００２１】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【００２２】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。

【００２３】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッ
チング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に伝達するようにされている。

【００２４】また、この図１１に示す回路に備えられる
絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図１２に
より説明したのと同様の構造を有するものとされている
ことで、一次側と二次側は疎結合の状態が得られるよう
にされている。

【００２５】そして図１１に示す回路の絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側においても、二次巻線Ｎ2に対
して二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される
ことで、二次側並列共振回路が形成されており、従っ
て、この電源回路としても複合共振形スイッチングコン
バータとしての構成を得ている。

【００２６】また、この電源回路の二次側では、二次巻
線Ｎ2に対して１本のダイオードＤOと平滑コンデンサＣ
Oから成る半波整流回路が備えられていることで、フォ
ワード動作のみの半波整流動作によって二次側直流出力
電圧ＥOを得るようにされている。この場合、二次側直
流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても分岐して入力さ
れ、制御回路１においては、直流出力電圧ＥOを検出電
圧として利用するようにしている。

【００２７】制御回路１では、二次側の直流出力電圧レ
ベルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が
変化する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数を可変する動作となり、この動作によって二次
側の直流出力電圧を安定化する。また、このような直交
形制御トランスＰＲＴを備えた定電圧制御の構成にあっ
ても、一次側のスイッチングコンバータが電圧共振形と
されていることで、スイッチング周波数の可変制御と同
時にスイッチング周期におけるスイッチング素子の導通
角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合制御方式としての動
作が行われる。

【００２８】図１４は、上記図１０及び図１１に示した
電源回路における一次側電圧共振形コンバータの動作を
示す波形図である。図１４（ａ）（ｂ）（ｃ）は、それ
ぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時の動作を示し、図１４（ｄ）（ｅ）
（ｆ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最
小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷時の動作を示
している。

【００２９】スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作
を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
においては、一次側並列共振回路の共振動作が得られ
る。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得
られる並列共振電圧Ｖ1としては、図１４（ａ）（ｄ）
に示すようにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振
パルスが現れる波形となる。ここで、複合共振形として
二次側共振回路が並列共振回路である場合には、図示す
るように、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFF
は一定で、オンとなる期間ＴONが可変される。また、期
間ＴOFFにおいて並列共振動作が得られることで、並列
共振コンデンサＣｒに流れる並列共振電流Ｉｃｒとして
は、図１４（ｃ）（ｆ）に示すようにして、この期間Ｔ
OFFにおいて、略正弦波状によって正方向から負の方向
に遷移するようにして流れることになる。

【００３０】ここで、図１４（ａ）と図１４（ｄ）を比
較して分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるのに従
ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御され
ており、また、期間ＴOFFを一定として、スイッチング
素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うこと
でスイッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変
するようにされている。即ち、前述した複合制御方式と
しての動作が示されているものである。また、図１０及
び図１１に示される電圧共振形コンバータの構成では、
上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷電力変動に対応し
て変化し、例えば、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時
には５５０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時
には、３００Ｖｐとなる。即ち、負荷電力が重くなるの
に従って、並列共振電圧Ｖ1は上昇する傾向を有する。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又
はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１
４（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFFには０レ
ベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によって流れ
る。このスイッチング出力電流ＩQ1のレベルもまた、負
荷電力Ｐｏが重くなるのに応じて高くなる傾向を有して
おり、例えばこの図によれば、最大負荷電力Ｐｏmax＝
２００Ｗ時には３．８Ａとなり、最小負荷電力Ｐｏmin
＝０Ｗ時には、１Ａとなる。

【００３２】また、図１０及び図１１に示した電源回路
の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時にお
ける、交流入力電圧ＶACに対するスイッチング周波数ｆ
ｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間ＴON、及び
並列共振電圧Ｖ1の変動特性を、図１５に示す。

【００３３】図１５に示されるように、先ず、スイッチ
ング周波数ｆｓとしては、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜
１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ＝１１０ＫＨｚ〜１４
０ＫＨｚ程度の範囲で変化することが示されている。こ
れは即ち、直流入力電圧変動に応じて二次側直流出力電
圧ＥOの変動を安定化する動作が行われることを示して
いる。交流入力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入
力電圧ＶACのレベルが高くなるのに応じてスイッチング
周波数を上昇させるように制御を行うようにされてい
る。

【００３４】そして、１スイッチング周期内における期
間ＴOFFと期間ＴONについてであるが、期間ＴOFFはスイ
ッチング周波数ｆｓに対して一定であり、期間ＴONがス
イッチング周波数ｆｓの上昇に応じて二次曲線的に低く
なっていくようにされており、スイッチング周波数制御
として複合制御方式の動作となっていることがここでも
示される。

【００３５】また、並列共振電圧Ｖ1も、商用交流電源
ＶACの変動に応じて変化するものとされ、図示するよう
に、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレベル
が上昇するように変動する。

【００３６】さらに図１６に、本出願人の発明に基づく
他の電源回路の構成を示す。この図に示す電源回路は、
複合共振形スイッチングコンバータとして、二次側に直
列共振回路を備えた構成を採る。なお、この図におい
て、図１０及び図１１と同一部分には同一符号を付して
説明を省略する。

【００３７】この図に示す電源回路の二次側は、次のよ
うな構成を採っている。絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2の巻始め端部は、直列共振コンデンサＣ
ｓの直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノード
と整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続
され、巻終わり端部は二次側アースに対して接続され
る。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣ
Oの正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは
二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO
の負極側は二次側アースに対して接続される。

【００３８】このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2
、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO］の組から成る倍電圧半波整流回
路が形成されることになる。ここで、直列共振コンデン
サＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏洩
インダクタンスＬ2 とによって、整流ダイオードＤO1，
ＤO2のオン／オフ動作に対応して共振動作を行う直列共
振回路を形成する。なお、直列共振コンデンサＣｓにつ
いては、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並列共
振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路の直
列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２となる
ように、そのキャパシタンスが選定される。

【００３９】即ち、この電源回路では、「複合共振形ス
イッチングコンバータ」として、一次側にはスイッチン
グ動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、
二次側には電流共振動作を得るための直列共振回路が備
えられるものである。

【００４０】そして、上記した［二次巻線Ｎ2 、直列共
振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コ
ンデンサＣO］の組による倍電圧整流動作としては、例
えば次のようになる。一次側のスイッチング動作により
一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このス
イッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。倍電圧整
流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力
して整流動作を行う。この場合、先ず、整流ダイオード
ＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期
間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が
−Ｍとなる減極性モードで動作して、整流ダイオードＤ
O2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに
対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイオー
ドＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなっ
て整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次
巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二
次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ
の電位が加わる状態で平滑コンデンサＣOに対して充電
が行われる動作となる。上記のようにして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側において、二次側直列共振
回路の直列共振動作を伴って、加極性モードと減極性モ
ードを交互に繰り返すようにして整流動作が行われる結
果、平滑コンデンサＣOには、二次巻線Ｎ2 に発生する
誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した二次側直流出力
電圧ＥOが得られる。なお、この場合には倍電圧整流動
作により二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされてい
ることから、例えば二次側に等倍電圧整流回路を備える
構成と比較すれば、二次巻線Ｎ2の巻数としては約１／
２で済むことになる。

【００４１】また、この場合にも、二次側直流出力電圧
ＥOは、フォトカプラ４０を介して一次側のスイッチン
グ駆動部１０Ｂ内の発振回路４１に対してフィードバッ
クされており、このフィードバックされた二次側直流出
力電圧レベルに基づいて、一次側において複合制御方式
としての定電圧動作が得られる。

【００４２】続いて、二次側に直列共振回路を備えた複
合共振形スイッチングコンバータとしての他の例を図１
７に示す。また、この図に示す電源回路は、一次側とし
ては、図１１に示したのと同様に、シングルエンド方式
で自励式の電圧共振形コンバータが備えられる。

【００４３】また、この電源回路の二次側においても、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して直列共振コンデンサ
Ｃｓが直列に接続されることで二次側直列共振回路を形
成するようにされている。そしてこの場合には、二次側
整流回路としてブリッジ整流回路ＤBRが備えられ、上記
直列共振コンデンサＣｓを介して二次巻線Ｎ2の巻始め
端部をブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子に接続し、
二次巻線Ｎ2の巻始め端部をブリッジ整流回路ＤBRの負
極入力端子に接続するようにして設けられる。この回路
構成では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧、即ち二次
側直列共振回路の共振出力をブリッジ整流回路ＤBRによ
り全波整流して平滑コンデンサＣOに充電することで、
二次側直流出力電圧ＥOを得るようにされる。この場合
にも、二次側直流出力電圧ＥOは制御回路１に対しても
分岐して入力され、制御回路１においては、入力された
直流出力電圧ＥOを定電圧制御のための検出電圧として
利用するようにしている。

【００４４】図１８は、上記図１６及び図１７に示した
電源回路における一次側電圧共振形コンバータの動作を
示す波形図である。ここでも、図１８（ａ）（ｂ）
（ｃ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで、最
大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作を示し、図１８
（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、それぞれ交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖで、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗとされる無負荷
時の動作を示している。

【００４５】スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作
によって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並
列共振電圧Ｖ1としては、図１８（ａ）（ｄ）に示すよ
うにして、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスが
現れる波形となるが、ここでは、二次側共振回路が並列
共振回路とされていることで、スイッチング素子Ｑ1が
オフとなる期間ＴOFFとしては、図示するように可変と
なるものである。また、並列共振コンデンサＣｒに流れ
る並列共振電流Ｉｃｒとしては、図１８（ｃ）（ｆ）に
示すものとなり、期間ＴOFFにおいて図示する波形によ
り流れるものとなる。

【００４６】ここでも、図１８（ａ）及び図１８（ｄ）
の波形から分かるように、負荷電力Ｐｏが小さくなるの
に従ってスイッチング周波数ｆｓは高くなるように制御
される。また、１周期内においては、スイッチング素子
Ｑ1がオンとなる期間ＴONについて可変を行うことでス
イッチング周波数ｆｓ（スイッチング周期）を可変する
ようにしている。また、図１６及び図１７に示される回
路構成によっても、上記並列共振電圧Ｖ1のレベルは負
荷電力が重くなるのにしたがって並列共振電圧Ｖ1が上
昇する傾向を有する。ここでは、最大負荷電力Ｐｏmax
＝２００Ｗ時には５８０Ｖｐとなり、最小負荷電力Ｐｏ
min＝０Ｗ時には３８０Ｖｐとなっている。

【００４７】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又
はコレクタに流れるスイッチング出力電流ＩQ1は、図１
８（ｂ）（ｅ）に示すようにして、期間ＴOFF、ＴONの
タイミングに同期したうえで、先の図１４（ｂ）（ｅ）
と略同様の波形パターンが得られる。つまり、期間ＴOF
Fには０レベルで、期間ＴONにおいて図示する波形によ
って流れるものである。そしてこの構成にあっても、ス
イッチング出力電流ＩQ1は、負荷電力Ｐｏが重くなるの
に応じて高くなる傾向を有しており、この場合には、最
大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には３．６Ａとなり、
最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時には、０．３Ａとなる。

【００４８】図１９は、また、図１６及び図１７に示し
た電源回路の特性として、最大負荷電力Ｐｏmax＝２０
０Ｗ時における、交流入力電圧ＶACに対するスイッチン
グ周波数ｆｓ、スイッチング周期内の期間ＴOFFと期間
ＴON、及び並列共振電圧Ｖ1の変動特性を示している。

【００４９】スイッチング周波数ｆｓとしては、交流入
力電圧ＶAC＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動範囲に対してｆｓ
＝１１０ＫＨｚ〜１６０ＫＨｚ程度の範囲で変化するこ
とが示されており、ここでも、直流入力電圧変動に応じ
て二次側直流出力電圧ＥOの変動を安定化する動作が行
われることを示している。そしてこの場合にも、交流入
力電圧ＶACの変動に対しては、この交流入力電圧ＶACの
レベルが高くなるのに応じてスイッチング周波数を上昇
させるように制御を行うようにされる。

【００５０】また、この図によっても、１スイッチング
周期内における期間ＴOFFと期間ＴONについては、例え
ば負荷が同一とされる条件では、期間ＴOFFはスイッチ
ング周波数ｆｓに対して一定で、期間ＴONがスイッチン
グ周波数ｆｓの上昇に応じて低くなっていくようにされ
ている。即ち、スイッチング周波数制御として複合制御
方式の動作となっていることがここでも示される。

【００５１】商用交流電源ＶACの変動に応じて変化する
とされる並列共振電圧Ｖ1は、この場合には、図示する
ように、交流入力電圧ＶACが高くなるのに応じてそのレ
ベルが直線（比例）的に上昇する傾向が得られる。

【００５２】

【発明が解決しようとする課題】上記各図に示した電源
回路のように、複合制御方式により二次側直流出力電圧
を安定化する構成を採る電源回路では、図１４，図１５
及び図１８，図１９にも示されるように、並列共振電圧
Ｖ1のピークレベルは、負荷条件及び交流入力電圧ＶAC
の変動に応じて変化する。そして、特に最大負荷電力に
近い重負荷の状態で、例えば１００Ｖ系の商用交流電源
ＡＣとしての交流入力電圧ＶACのレベルが１４０Ｖにま
で上昇したとされる場合には、図１５、図１９に示した
ようにして、並列共振電圧Ｖ1は最大で７００Ｖｐにま
で上昇する。

【００５３】このために、並列共振電圧Ｖ1が印加され
る並列共振コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1に
ついては、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系に対応する場合
には８００Ｖの耐圧品を選定し、また、商用交流電源Ａ
Ｃ２００Ｖ系に対応する場合には１２００Ｖの耐圧品を
選定する必要があることになる。これにより、並列共振
コンデンサＣｒ及びスイッチング素子Ｑ1としては共に
大型となり、またコストも高くなる。

【００５４】また、スイッチング素子としては、これを
高耐圧な構造とするほどその特性は低下するという特質
を有している。このため、上記のようにしてスイッチン
グ素子Ｑ1について高耐圧のものを選定することで、ス
イッチング動作による電力損失は増加して電力変換効率
の低下を招くことにもなる。

【００５５】さらに、一次側のスイッチング周波数を可
変しての複合制御方式により二次側直流出力電圧を安定
化する構成を採る場合、二次側の負荷が短絡するという
異常が発生したときには、スイッチング周波数は低くす
るように制御系が動作することになる。スイッチング周
波数が低くなる状態では、図１４に示した波形図からも
分かるように、スイッチング素子がオンとなる期間ＴON
が長くなり、従って例えばスイッチング素子Ｑ1や並列
共振コンデンサＣｒにかかる電圧（Ｖ1）や電流（ＩQ1,
Ｉｃｒ）のレベルが上昇することになる。このため、負
荷短絡発生時の対策として、このときに生じる高レベル
の電圧や電流を制限してスイッチング素子を保護するた
めの過電流保護回路や過電圧保護回路を設ける必要があ
ることになる。これら過電流保護回路や過電圧保護回路
を設けることによっても、回路の小型化及び低コスト化
の促進が妨げられるものである。

【００５６】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を断続し
て出力するためのメインスイッチング素子を備えて形成
されるスイッチング手段と、このスイッチング手段の動
作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成される
ようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一
次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係数
が得られるようにギャップが形成され、一次側に得られ
る上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁
コンバータトランスとを備える。また、絶縁コンバータ
トランスの二次巻線に対して二次側共振コンデンサを接
続することで形成される二次側共振回路と、絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように
構成される直流出力電圧生成手段とを備える。そして、
メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに同期
した所定のオン／オフタイミングを有するようにしてス
イッチングを行う第１の補助スイッチング素子を備える
ことで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生す
る一次側並列共振電圧をクランプするように設けられる
一次側アクティブクランプ手段を設ける。また、直流出
力電圧生成手段を形成する整流ダイオード素子のオン／
オフタイミングに同期した所定のオン／オフタイミング
を有するようにしてスイッチングを行う第２の補助スイ
ッチング素子を備えることで、少なくとも二次巻線に生
じる交番電圧をクランプするように設けられる二次側ア
クティブクランプ手段を設ける。そしてさらに、所定の
一定スイッチング周波数のもとで、二次側直流出力電圧
のレベルに応じて、スイッチング周期内のオン／オフ期
間の比を可変するようにして上記二次側整流ダイオード
素子をスイッチング駆動することで定電圧制御を行う定
電圧制御手段とを備える。

【００５７】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
を備え、二次側には、二次巻線及び二次側共振コンデン
サとにより形成される二次側共振回路とが備えられた、
いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの構成が得
られる。ここで、一次側電圧共振形コンバータのスイッ
チング周波数は所定周波数で固定とされている。この構
成を基として、一次側においては、メイン用のスイッチ
ング素子のオフ時に発生する並列共振電圧をクランプす
るための第１のアクティブクランプ手段を備え、二次側
にも、二次巻線に得られる電圧レベルを抑制するための
第２のアクティブクランプ手段を備える。そして、定電
圧制御としては、スイッチング周波数は一定で、二次側
整流ダイオードのオン／オフ期間のデューティ比を可変
制御することで行うようにされる。

【００５８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。なお、この図
において、図１０，図１１及び図１６，図１７と同一部
分には同一符号を付して説明を省略する。また、この図
１に示す電源回路も複合共振形スイッチングコンバータ
としての構成を採り、従ってこの場合にも先に図１２に
示した構造の絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えてい
るものとされる。これについては、後述する他の実施の
形態としての電源回路についても同様とされる。

【００５９】図１に示す電源回路の一次側の全体構成と
しては、先ず、メインとなるメイン用スイッチング素子
Ｑ1を備え、基本的にはシングルエンド方式としてのス
イッチング動作を他励式により行う電圧共振形コンバー
タが設けられる。また、これに加えて、後述するように
して、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共
振電圧Ｖ1をクランプするための一次側アクティブクラ
ンプ回路３０が備えられる。この一次側アクティブクラ
ンプ回路３０には、補助スイッチング素子Ｑ2が備えら
れる。そして、上記メイン用スイッチング素子Ｑ1及び
補助スイッチング素子Ｑ2のそれぞれについてスイッチ
ング駆動するための一次側スイッチング駆動部１０が備
えられる。なお、この場合、メイン用スイッチング素子
Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−Ｆ
ＥＴが使用される。

【００６０】この場合、一次側アクティブクランプ回路
３０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデン
サＣCL1，クランプダイオードＤD2を備えて形成され
る。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に
対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。
ここでは、クランプダイオードＤD2のアノードがソース
に対して接続され、カソードがドレインに対して接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCL1を介して、整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に対して
接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソース
は一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。つ
まり、本実施の形態の一次側アクティブクランプ回路３
０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラン
プダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコ
ンデンサＣCL1を直列に接続して成るものとされる。そ
して、このようにして形成される回路を絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して
構成されるものである。メイン用スイッチング素子Ｑ1
と補助スイッチング素子Ｑ2とでは、後述するようにし
て同一のスイッチング周波数で同期してスイッチングを
行うが、スイッチング周期内におけるオン／オフタイミ
ングは互いに異なるようにされる。

【００６１】本実施の形態としての一次側スイッチング
駆動部１０は、図示するように、発振回路１１，第１ド
ライブ回路１２、レベルシフト回路１３、第２ドライブ
回路１４を備えてなる。

【００６２】発振回路１１は、この場合には例えば１０
０ＫＨｚで固定の発振信号を生成し、第１ドライブ回路
１２、レベルシフト回路１３に対して分岐して出力す
る。

【００６３】第１ドライブ回路１２では、発振回路１１
から入力された信号を電圧信号に変換して、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴであるメイン用スイッチング素子Ｑ1を駆動するた
めのスイッチング駆動信号を生成し、メイン用スイッチ
ング素子Ｑ1のゲート端子に印加する。このスイッチン
グ駆動信号に応じて、メイン用スイッチング素子Ｑ1は
スイッチング動作を行うことになる。

【００６４】また、レベルシフト回路１３では、入力さ
れた信号について所定のレベルシフト処理を行うこと
で、最終的に補助スイッチング素子Ｑ2のオン／オフタ
イミングに対応した波形の信号を得る。そして、この信
号を第２ドライブ回路１４に対して供給する。第２ドラ
イブ回路１４では、入力された信号を電圧変換して補助
スイッチング素子Ｑ2のためのスイッチング駆動信号を
生成し、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング素子Ｑ
2のゲート端子に対して印加する。これにより、補助ス
イッチング素子Ｑ2が所要のオン／オフタイミングで以
てスイッチング動作を行うようにされる。なお、上記構
成による本実施の形態の一次側スイッチング駆動部１０
としては、１つのＩＣとして構成されるものとされる。

【００６５】図２の波形図は、上記図１に示した回路の
動作として、主として一次側のスイッチング動作を示し
ている。つまり、一次側アクティブクランプ回路３０が
設けられた電圧共振形コンバータとしての動作が示され
ているものである。この図２に示される動作は、図１に
示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした
場合に得られるものとされ、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされる条件での
各部の動作が示されている。

【００６６】この図では、メイン用スイッチング素子Ｑ
1，補助スイッチング素子Ｑ2の各ゲートに対して印加さ
れるスイッチング駆動信号は、それぞれ図２（ｂ）
（ｅ）に示すゲート電圧ＶG1，ＶG2が相当する。ゲート
電圧ＶG1，ＶG2は、この最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗ時においては、それぞれ図２（ｂ）（ｅ）に示すよう
にして、そのオン／オフ期間が設定されている。これに
より、図２（ａ）（ｄ）のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の
各両端電圧Ｖ1、Ｖ3としても示されるように、スイッチ
ング素子Ｑ1、Ｑ2は、例えばスイッチング周波数１００
ＫＨｚで固定とされ、かつ、ほぼ５０％のデューティに
よってオン／オフを行う。

【００６７】ここで図２においては、１スイッチング周
期内の動作モードについて、モード〜までの５段階
の動作モードが示される。ゲート電圧ＶG1によってメイ
ン用スイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御され
るのは、図２（ｃ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1が
流れる期間ｔon2においてであり、この期間ｔon2におい
てはモードとしての動作が得られる。なお、補助スイ
ッチング素子Ｑ2は、この期間ｔon2においては０レベル
のゲート電圧ＶG2によってオフ状態にあるように制御さ
れる。

【００６８】モード（期間ｔon2）においては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリ
ーケージインダクタンスＬ1を介して上記スイッチング
出力電流ＩQ1が流れる動作が得られる。このときのスイ
ッチング出力電流ＩQ1としては、図２（ｃ）の期間ｔon
2に示すように、負の方向から正の方向に反転する波形
となる。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向
に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共
振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクラン
プダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→
一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流す
ことで、電源側に電力を回生するモードとなる。そし
て、スイッチング出力電流ＩQ1（図２（ｃ））が負の方
向から正の方向に反転するタイミングにおいては、図２
（ｂ）に示すゲート電圧ＶG1がＨレベルに立ち上がるよ
うに制御されていることで、このタイミングで、メイン
用スイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switchin
g)及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオ
ンする。

【００６９】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メイン用スイ
ッチング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1
に流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れる
ことになる。これにより、図２（ｄ）の電流Ｉｃｒとし
ては、図示するように正極性によりパルス的に現れる波
形を示す。これは部分共振モードとしての動作とされ
る。また、このときには、メイン用スイッチング素子Ｑ
1に対して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されて
いることで、メイン用スイッチング素子Ｑ1はＺＶＳに
よりターンオフされるものである。

【００７０】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メイン用スイッ
チング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間
となり、これは、図２（ｅ）に示すゲート電圧ＶG2がＨ
レベルとなる期間ＴON2に相当する。この期間ＴON2は、
アクティブクランプ回路の動作期間であり、先ずモード
としての動作を行った後にモードとしての動作を行
うようにされる。

【００７１】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流Ｉｃｒによって並列共振コンデンサＣｒへ
の充電が行われるが、これによりモードの動作として
は、一次巻線Ｎ1に得られている電圧が、図２（ｈ）に
示されているクランプコンデンサＣCL1の両端電圧ＶCL
の初期時（期間ＴON2開始時）電圧レベルに対して同電
位もしくはそれ以上となる。これにより、補助スイッチ
ング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイオードＤD2
の導通条件が満たされて導通することで、クランプダイ
オードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経路で電流が
流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2としては、図２
（ｇ）の期間ＴON2開始時以降において、負方向から時
間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が得られる
ことになる。ここで、クランプコンデンサＣCL1のキャ
パシタンスは並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンス
の２５倍以上となるように選定されている。このため、
このモードとしての動作によっては、大部分の電流が
クランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣCL1に対
して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣｒに対し
てはほとんど流れない。これにより、この期間ＴON2時
にメイン用スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧
Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には図２
（ａ）に示すようにして、２７０Ｖｐにまで抑制されて
その導通角は広がることになる。即ち、並列共振電圧Ｖ
1に対するクランプ動作が得られる。これに対して、例
えば図２（ａ）において破線により示す先行技術として
の回路（図１０及び図１１の回路）において得られる並
列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐのレベルを有するパルス
波形とされていたものである。

【００７２】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図２（ｇ）に示すクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、図２（ｅ）に示すように
Ｈレベルのゲート電圧ＶG2が出力されている状態にある
ことから、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミング
で、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。このよう
にして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態で
は、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用
によって、補助スイッチング素子Ｑ2に対しては、一次
巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCL1を介して、正方向に
増加していくクランプ電流ＩQ2が図２（ｇ）に示すよう
にして流れる。

【００７３】上記モードの動作は、期間ＴON2におけ
るＨレベルのゲート電圧ＶG2がＬレベルに立ち下がるタ
イミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔ
ｄ２におけるモードとしての動作に移行する。モード
では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対し
て電流Ｉｃｒを流すようにして放電を行う動作が得られ
る。つまり部分共振動作が得られる。このときにメイン
用スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上
述もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタン
スが小さいことに因って、その傾きが大きいものとな
り、図２（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向
かって下降するようにして立ち下がっていく。そして、
補助スイッチング素子Ｑ2は、上記モードが終了して
モードが開始されるタイミングでターンオフを開始す
るが、このときには、上記したようにして並列共振電圧
Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによ
るターンオフ動作となる。また、補助スイッチング素子
Ｑ2がターンオフすることによって発生する電圧は、上
記したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行う
ことで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動
作は、例えば図２（ｆ）のスイッチング出力電圧Ｖ2と
して示されるように、期間ｔｄ２（モード時）を以
て、或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移
する波形として示されている。なお、このスイッチング
出力電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフ
とされる期間ＴOFF2において２４０Ｖｐを有すると共
に、この期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モー
ド時）を以て２４０Ｖｐから０レベルに遷移し、終了
期間である期間ｔｄ２（モード時）を以て、上述のよ
うに０レベルから２４０Ｖｐに遷移する波形となる。そ
して、以降は、１スイッチング周期ごとにモード〜
の動作が繰り返される。

【００７４】続いて、図１に示す本実施の形態の電源回
路の二次側の構成について説明する。この電源回路の二
次側においては、二次巻線Ｎ2及び並列共振コンデンサ
Ｃ2から成る並列共振回路を備える。これにより電源回
路全体としては、一次側の電圧共振形コンバータと共に
複合共振形スイッチングコンバータを形成する。また、
この場合には、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対しては、
整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1から成る半
波整流回路を接続することで、二次側直流出力電圧ＥO1
を得るようにしている。この二次側直流出力電圧ＥO1
は、後述する誤差増幅回路２３に対しても分岐して供給
されるようになっており、これにより二次側出力の安定
化を図るようにしている。またこの場合には、二次巻線
Ｎ2に対してタップを設け、この二次巻線Ｎ2のタップ端
子と二次側アース間を整流電流経路とする、整流ダイオ
ードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路
を接続することで、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2を得
るようにもしている。

【００７５】そして、この電源回路の二次側において
は、二次側アクティブクランプ回路３１と、これを駆動
する二次側スイッチング駆動部２０が設けられる。二次
側アクティブクランプ回路３１は、この場合には１石の
ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ3を備えて成
るものとされる。補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン
−ソース間には、図のようにして、クランプダイオード
ＤD3が接続される。そして、補助スイッチング素子Ｑ3
のドレインは、クランプコンデンサＣCL2を介して、二
次巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。

【００７６】つまり、二次側アクティブクランプ回路３
１は、補助スイッチング素子Ｑ3／／クランプダイオー
ドＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ
CL2を直列に接続して形成され、このようにして形成さ
れる回路を二次巻線Ｎ2に対して並列に接続して構成さ
れる。

【００７７】二次側スイッチング駆動部２０は、例えば
図示するように、ＰＷＭ制御回路２１、ドライブ回路２
２、及び誤差増幅回路２３を備えて構成される。なお、
これらの機能回路部のうちで、ＰＷＭ制御回路２１及び
ドライブ回路２２は、１つのＩＣによって構成すること
が可能とされる。また、このＩＣとしてのＰＷＭ制御回
路２１及びドライブ回路２２は、電源起動時の二次側直
流出力電圧ＥO2を起動抵抗Ｒｓ2を介して入力すること
で動作を開始するようにされている。

【００７８】誤差増幅回路２３では、入力された二次側
直流出力電圧ＥO1の変動に応じたレベルの電圧又は電流
をＰＷＭ制御回路２１に対して出力する。ＰＷＭ制御回
路２１には、二次巻線Ｎ2のタップ出力端子に得られる
交番電圧が検出抵抗Ｒtを介して源信号として入力され
ている。この源信号は一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2に励
起された交番電圧であり、従って、その周波数は一次側
のスイッチング周波数に対応している。誤差増幅回路２
３は、入力した二次巻線の交番電圧を基にして、一次側
のスイッチング周波数に同期した１００ＫＨｚのＰＷＭ
信号を出力する。このＰＷＭ信号は、誤差増幅回路２３
から入力された電圧又は電流レベルに応じてそのデュー
ティ比が可変される。ここで可変されるデューティ比
は、補助スイッチング素子Ｑ3の１スイッチング周期に
おけるオン期間とオフ期間のデューティ比に対応する。
ＰＷＭ制御回路２１は、このＰＷＭ信号をドライブ回路
２２に対して出力する。そしてドライブ回路２２では、
ＰＷＭ制御回路２１から出力されたＰＷＭ信号波形に基
づいてドライブ電圧を生成して補助スイッチング素子Ｑ
3のゲートに印加する。これによって補助スイッチング
素子Ｑ3は、ＰＷＭ制御回路２１によりそのオン期間と
オフ期間のデューティ比が可変制御されるようにしてス
イッチングを行う。つまり、補助スイッチング素子Ｑ3
はスイッチング周波数は固定で、そのオン期間（導通
角）が可変制御されるようにしてスイッチング動作を行
うものとされる。

【００７９】図３は、図１に示す電源回路における二次
側の動作を主として示す波形図である。この図は、ＡＣ
１００Ｖで、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ時の動
作を示している。この図を参照して、二次側アクティブ
クランプ回路３１の動作について説明する。

【００８０】図３（ａ）には、一次側のスイッチング動
作のタイミングを示すために、並列共振電圧Ｖ1が示さ
れる。そして、このようなスイッチング動作に応じて一
次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1としては
図３（ｂ）に示すものとなる。

【００８１】二次側アクティブクランプ回路３１の動作
は、図３におけるモード〜の５段階の動作モードと
して得られる。ここでも、モード〜の動作モードは
１スイッチング周期内の動作となる。

【００８２】モードとしての動作は、整流ダイオード
ＤO1がオンとなる期間Ｄonに行われる。この期間Ｄonに
おいては、図３（ｄ）のスイッチング電圧Ｖ3の波形が
正レベルとして現れていることからも分かるように、補
助スイッチング素子Ｑ3はオフ状態にある。このときに
は、整流ダイオードＤO1を流れる整流電流ＩOは、二次
巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスを介して、図３
（ｉ）に示すようにして流れる。このモードである期
間Ｄonにおいては、二次巻線Ｎ2の両端に得られる交番
電圧である二次巻線電圧Ｖｏは、図３（ｃ）に示すよう
にして、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプさ
れることになる。そして、整流ダイオードＤO1がターン
オフすることでモードが終了して期間ｔｄ３に至る
と、モードとしての動作が得られる。モードとなる
期間ｔｄ３では、これまで二次巻線Ｎ2から整流ダイオ
ードＤO1へと流れていた電流は反転して、並列共振コン
デンサＣ2を介して図３（ｆ）に示すように電流ＩC2と
して流れる。そして、モードの期間ｔｄ３が経過する
と、期間Ｔon3の前半期間においてモードの動作が開
始されることになる。このモードとしての期間では、
図３（ｃ）に示すように、二次巻線Ｎ2に得られる二次
巻線電圧Ｖｏが、平滑コンデンサＣO1の初期電圧とほぼ
同等レベル、もしくはそれ以上となる。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ3に並列接続されるクランプダイ
オードＤD3が導通し、クランプコンデンサＣCL2を介し
て流れる。これは、期間Ｔon3の前半期間における、図
３（ｇ）の電流Ｉcoとして示されている。ここで、クラ
ンプコンデンサＣCL2のキャパシタンスは、例えば並列
共振コンデンサＣ2のキャパシタンスの２５倍以上とな
るように選定していることで、このモードとしての動
作時にあっては、二次巻線Ｎ2に流れる電流I2（図３
（ｅ））のほとんどはクランプコンデンサＣCL2を介し
て流すことができる。これによって、図３（ｃ）に示さ
れる二次巻線電圧Ｖｏの波形の傾きとしては緩やかにな
り、結果的にはそのピークレベルを抑制する。

【００８３】上記した期間Ｔon3の前半期間が終了して
後半期間となると、モードとしての動作に移行する。
モードの期間では、補助スイッチング素子Ｑ3をター
ンオンさせてオン状態とする。この状態では、期間Ｔon
3の後半期間における図３（ｇ）の電流Ｉco、及び図３
（ｈ）の補助スイッチング素子Ｑ3のスイッチング出力
電流ＩQ3として示すようにして、補助スイッチング素子
Ｑ3に電流が流れる。このときには、二次巻線Ｎ2とクラ
ンプコンデンサＣCL2との共振作用を伴って、二次巻線
Ｎ2→クランプコンデンサＣCL2→補助スイッチング素子
Ｑ3の電流経路が形成される。このようにして電流が流
れることにより、期間Ｔon3の後半期間においても、図
３（ｃ）に示される二次巻線電圧Ｖｏの波形の傾きを緩
やかなものとしている。

【００８４】そして、上記した期間Ｔon3におけるモー
ド,の動作によって、結果的には図３（ｃ）に示す
二次巻線電圧Ｖｏのピークレベルをクランプするように
される。そして、実際としては、例えば先に先行技術と
して各図に示した電源回路における二次巻線電圧が４４
０Ｖ程度であったのに対して、図１に示した回路では、
２２０Ｖ程度にまで抑制される。

【００８５】期間Ｔon3におけるモードの動作が終了
した後は、補助スイッチング素子Ｑ3をオフとするよう
に制御することで、モードとしての動作が得られる期
間ｔｄ４に移行する。このモードとしては、補助スイ
ッチング素子Ｑ3がターンオフしたことで、二次巻線Ｎ2
に流れる正極性の電流が、図３（ｆ）のＩC2として示す
ようにして並列共振コンデンサＣ2を介して流れる。こ
のとき、並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスが小
さいことで、二次巻線電圧Ｖｏは急峻な傾きを有して０
レベルに向かう。以降は、１スイッチング周期ごとにモ
ード〜の動作が繰り返される。

【００８６】ここで、整流ダイオードＤ01は、例えばモ
ードである期間ｔｄ３と、モードである期間ｔｄ４
の各期間で、ＺＶＳを行う。また、図３（ｈ）に示すス
イッチング電流ＩQ3と、図３（ｄ）に示すスイッチング
電圧Ｖ3との波形、及び、図３（ｃ）の二次巻線電圧Ｖ
ｏの波形の各タイミングから分かるように、補助スイッ
チング素子Ｑ3は、整流ダイオードＤO1がオンとなって
導通状態にあるときに、モード（ｔｄ３）の期間を利
用して、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンさせてい
る。また、補助スイッチング素子Ｑ3は、モードが開
始されるタイミングでターンオフを開始するが、このと
きには、先にも述べたようにして、図３（ｃ）の二次巻
線電圧Ｖｏが或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶ
Ｓによるターンオフ動作となる。

【００８７】また、上記図３（ａ）〜（ｉ）に示した各
部の動作波形として、最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗ時
の動作を図４（ａ）〜（ｉ）に示す。図４（ａ）と先の
図３（ａ）の並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるよう
に、一次側の電圧共振形コンバータとしては、負荷電力
の変化に関わらずスイッチング周波数及び１スイッチン
グ周期内のオン／オフ期間のデューティ比はほぼ５０％
で変化しない。

【００８８】これに対して二次側においては、例えば図
４（ｃ）〜図４（ｉ）の二次側各部の動作波形にも示さ
れるように、スイッチング周波数は一次側スイッチング
コンバータと同じとなるように固定された上で、１スイ
ッチング周期内のオン／オフ期間のデューティ比が変化
するようにされる。これは、負荷変動による二次側直流
出力電圧ＥO1の変化に応じて、補助スイッチング素子Ｑ
3を駆動するドライブ信号波形についてＰＷＭ制御が行
われることによるものである。つまり、この波形からも
分かるように、本実施の形態の電源回路では、二次側直
流出力電圧の変化に応じて、二次側アクティブクランプ
回路３１の補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間（Ｔon
3）を可変制御するものである。ここで、二次側の整流
回路系のスイッチング周波数は、上記もしたように、一
次側のスイッチング周波数に依存するために、一次側ス
イッチングコンバータのスイッチング周波数と同じとな
る。つまり、負荷変動に関わらず固定される。したがっ
て、上記のようにして、二次側において補助スイッチン
グ素子Ｑ3のオン期間（Ｔon3）が可変制御されることに
伴って、二次側の整流ダイオードＤO1の導通角も可変制
御されることになり、これにより二次側直流出力電圧Ｅ
O1のレベルも可変されて安定化が図られるものである。
例えば実際には、補助スイッチング素子Ｑ3について
は、 Ｔon3／（Ｄon＋Ｔon3）＝０．４〜０．９ で表されるデューティ比となるようにＰＷＭ制御が行わ
れるようにされている。

【００８９】そして、例えば図４に示すようにして軽負
荷の条件となったような場合でも、図示するようにし
て、１スイッチング周期内においてモード〜として
の二次側の動作を行うものであり、これによって、例え
ば二次巻線電圧Ｖｏがクランプされる。

【００９０】上記図２及び図３，図４による説明から分
かるように、図１に示す回路では、メイン用スイッチン
グ素子Ｑ1のオフ時に発生するとされる並列共振電圧Ｖ1
に対するクランプが行われて、そのレベルが抑制される
ことになる。そして、例えば最大負荷条件のもとでＡＣ
１００Ｖ系としてＶAC＝１４４Ｖ程度までに上昇したと
しても、並列共振電圧Ｖ1は４００Ｖ未満に抑えられ
る。また、ＡＣ２００Ｖ系として構成した場合でも、並
列共振電圧Ｖ1のピークレベルの最大値としては、８０
０Ｖ未満で抑制することが可能になる。従って、図１に
示す回路としては、メイン用スイッチング素子Ｑ1につ
いて、ＡＣ１００Ｖ系に対応する場合には４００Ｖの耐
圧品を選定し、また、ＡＣ２００Ｖ系に対応する場合に
は、８００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。つ
まり、図１０及び図１１に示した回路の場合よりも定耐
圧品を選定することができる。また、補助スイッチング
素子Ｑ2についても同様の耐圧品を選定すればよい。

【００９１】また、図１に示す回路では、二次側におい
てもアクティブクランプ回路が動作することで、二次巻
線Ｎ2に得られる交番電圧（Ｖｏ）もクランプして抑制
するようにされており、例えば実際としては、図１０及
び図１１に示した回路において得られる二次巻線Ｎ2の
交番電圧レベルの１／２程度となる。したがって、二次
側に備えられる整流ダイオードについては、これに応じ
て、約１／２程度のレベルの耐圧品を選定することが可
能となる。また、補助スイッチング素子Ｑ3について
も、これと同等の低耐圧品を選定すればよいものであ
る。

【００９２】これにより、図１に示す回路としては、例
えば先行技術として各図（図１０、図１１、図１６、図
１７）に示した各電源回路よりも各スイッチング素子の
特性が向上する。例えばスイッチング素子がＭＯＳ−Ｆ
ＥＴとされる場合には、オン抵抗が低下するものであ
る。そしてこれにより電力変換効率の向上が図られる。
例えば実際としては、図１０及び図１１に示す回路の電
力変換効率が９２％であるのに対して、図１に示す回路
では９４％となり、結果的には約４．６Ｗの電力損失の
低減が図られる。

【００９３】また、スイッチング素子について低耐圧品
が選定されることで、スイッチング素子の小型化も図ら
れることになる。例えば先行技術として示した回路に使
用されるスイッチング素子は、１０００Ｖ以上の耐圧品
が必要となることから、そのパッケージのサイズが比較
的大型となるのに対して、図１に示す回路における各ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2としては、より小さなパッケー
ジ品を使用することが可能になるものである。また、並
列共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、図１に示
す回路では、並列共振コンデンサＣｒについても、先行
技術の場合より低耐圧品を採用することが可能になり、
従って、並列共振コンデンサＣｒの小型化も図られる。

【００９４】さらには、図１の電源回路の動作であれ
ば、二次側負荷が短絡した場合であっても、一次側のス
イッチング周波数は固定であるため、先行技術の回路の
場合のように、スイッチング周波数が低くなるように制
御されて過電流、過電圧の状態になるということは無
い。従って、本実施の形態の電源回路にあっては、この
ための保護回路を設ける必要も無くなる。

【００９５】参考のために、上記図２、図３、図４に示
した実験結果を得た際の、図１に示した電源回路におけ
る要部の素子についての選定値を示しておく。 二次巻線Ｎ2＝４３Ｔ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦ クランプコンデンサＣCL2＝０．２７μＦ

【００９６】図５は、第２の実施の形態としての電源回
路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、二
次側の構成は図１に示した構成と同様とされているが、
一次側において、電圧共振形コンバータ及び一次側アク
ティブクランプ回路３０を形成するメイン用スイッチン
グ素子Ｑ1、補助スイッチング素子Ｑ2の各々について、
ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）を選定して構成して
いる。なお、この図において、図１、及び先行技術とし
て示した各図（図１０、図１１、図１６、図１７）と同
一部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００９７】この図５に示す電源回路の一次側は、先に
図１１に示した、一次側には自励式電圧共振形コンバー
タを備え、二次側には並列共振回路を備えた複合共振形
スイッチングコンバータに対して、一次側アクティブク
ランプ回路３０を備えたものとみることができる。

【００９８】この図に示す回路の一次側においては、自
励式によりメイン用スイッチング素子Ｑ1及び補助スイ
ッチング素子Ｑ2をスイッチング駆動するために、コン
バータドライブトランスＣＤＴが備えられる。コンバー
タドライブトランスＣＤＴには、メイン用スイッチング
素子Ｑ1の自励発振駆動回路を形成する駆動巻線ＮBと、
補助スイッチング素子Ｑ2の自励発振駆動回路を形成す
る駆動巻線ＮB2とが、電流検出巻線ＮDと磁気的に結合
されるようにして巻装されている。ここで、駆動巻線Ｎ
Bと駆動巻線ＮB2とは互いに逆極性となるようにして巻
装されている。このコンバータドライブトランスＣＤＴ
が備えられることで、一次側の、メイン用スイッチング
素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2は、例えば１００
ＫＨｚの周波数で固定となるようにしてスイッチング駆
動される。

【００９９】この図における一次側アクティブクランプ
回路３０は、ＢＪＴとしての補助スイッチング素子Ｑ2
のコレクタと一次巻線Ｎ1の巻始め端部とをクランプコ
ンデンサＣCL1を介して接続し、エミッタを一次巻線Ｎ1
の巻終わり端部に対して接続している。つまり、補助ス
イッチング素子Ｑ2とクランプコンデンサＣCL1の直列接
続回路を一次巻線Ｎ1に対して並列に接続する。

【０１００】補助スイッチング素子Ｑ2は自励式により
スイッチング駆動される。このための自励発振駆動回路
は、直列共振回路（ＮB2，ＣB2）及びベース電流制限抵
抗ＲB2を図のように接続し、駆動巻線ＮB2をコンバータ
ドライブトランスＣＤＴに巻装することで構成される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のベースには起動抵抗
Ｒｓ3が接続されており、起動時には整流平滑電圧Ｅｉ
から電流検出巻線ＮDを介して起動電流がベースに流れ
るようにしている。

【０１０１】このような一次側の構成では、メイン用ス
イッチング素子Ｑ1を備えた自励式の電圧共振形コンバ
ータがスイッチング周波数固定によりスイッチング動作
を行うと共に、補助スイッチング素子Ｑ2が、メイン用
スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングとは逆と
なるタイミングでオン／オフするスイッチング動作を行
うことで、先に図２に示したのと略同様の動作が得ら
れ、例えば一次側並列共振電圧Ｖ1のレベルを抑制する
ようにされる。また、二次側の動作としては図１に示し
た回路と同様であり、従って、図２及び図３により説明
したのと同様の動作によって、二次側交番電圧のレベル
も抑制されることになる。この結果、図５に示す回路と
しても、図１の回路と同等の作用効果を有することにな
る。

【０１０２】また、この図５に示す回路においては、Ｂ
ＪＴとされるスイッチング素子について低耐圧品を選定
できることになるが、ＢＪＴのスイッチング特性として
は蓄積時間及び下降時間等を短くすることができ、これ
による電力変換効率の向上が図られるものである。

【０１０３】図６は、第３の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。なお、この図において、図１、
図５及び先行技術として示した各図（図１０、図１１、
図１６、図１７）と同一部分には同一符号を付して説明
を省略する。

【０１０４】この図に示す電源回路は、図１に示した電
源回路における二次側の構成である二次側並列共振回路
と半波整流回路の組み合わせに代えて、二次側直列共振
コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑
コンデンサＣO1を図のように接続して成る整流回路系を
二次側に備えるものである。つまり、二次側直列共振コ
ンデンサＣｓと二次巻線Ｎ2から成る二次側直列共振回
路を含む倍電圧整流回路を形成しているものである。

【０１０５】また、この図にあっては、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの二次側において三次巻線Ｎ3が巻装さ
れており、低圧の二次側直流出力電圧ＥO2は、この三次
巻線Ｎ3に対して接続される、整流ダイオードＤO3、平
滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路によって得るよ
うにされている。この場合、ＰＷＭ制御回路２１に対し
て供給すべき源信号は、この三次巻線Ｎ3から抵抗Ｒｔ
を介して入力されるようになっている。

【０１０６】このようにして構成される図６の電源回路
における一次側の動作は、例えば先に図２による説明と
ほぼ同様となる。また、二次側の動作は、図７及び図８
の波形図に示される。図７は商用交流電源ＡＣ１００Ｖ
で最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時の動作が示され、
図８は商用交流電源ＡＣ１００Ｖで最大負荷電力Ｐｏmi
n＝２０Ｗ時の動作が示される。

【０１０７】最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時には、
図７（ａ）の並列共振電圧Ｖ1に示されるオン／オフタ
イミングによって、例えば１００ＫＨｚのスイッチング
周波数で、かつ、ほぼ５０％のオン／オフ期間のデュー
ティ比でもって、一次側の電圧共振形コンバータがスイ
ッチング動作を行っている。また、このとき一次巻線Ｎ
1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1としては図７
（ｂ）に示すものとなる。

【０１０８】この場合の二次側アクティブクランプ回路
３１としても、モード〜の５段階の動作モードを１
スイッチング周期ごとに繰り返すようにされる。モード
としての動作は、整流ダイオードＤO1がオンとなる期
間Ｄonに行われる。この期間Ｄonにおいては、補助スイ
ッチング素子Ｑ3はオフ状態にあるものとされ、補助ス
イッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3は、図７（ｆ）に示す
ようにして或る正レベルが得られている。また、このと
きには、図７（ｅ）に示すようにして、正レベルの正弦
波状に二次巻線Ｎ2を流れる二次巻線電流Ｉ2は、そのリ
ーケージインダクタンスを介するようにして、整流ダイ
オードＤO1に対して整流電流ＩO（図７（ｈ））として
流れて平滑コンデンサＣO1に対して充電を行う。また、
このモードである期間Ｄonにおいては、二次巻線Ｎ2
の両端に得られる交番電圧である二次巻線電圧Ｖｏは、
図７（ｃ）に示すようにして、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルでクランプされることになる。そして、整流ダ
イオードＤO1がターンオフすることでモードが終了し
て期間ｔｄ３に至ると、モードとしての動作が得られ
る。

【０１０９】モードとなる期間ｔｄ３では、これまで
二次巻線Ｎ2に流れていた電流Ｉ2は図７（ｅ）に示すよ
うに反転して、並列共振コンデンサＣ2→二次側アース
→整流ダイオードＤO2の経路で流れる。そして、モード
の期間ｔｄ３が経過すると、期間Ｔon3の前半期間に
おいてモードの動作が開始されることになる。このモ
ードとしての期間では、図７（ｄ）に示すように、二
次側直列共振コンデンサＣｓの両端電圧Ｖ2が、平滑コ
ンデンサＣO1の初期電圧とほぼ同等レベル、もしくはそ
れ以上となる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ3
に並列接続されるクランプダイオードＤD3が導通し、ク
ランプコンデンサＣCL2を介して流れる。これは、期間
Ｔon3の前半期間における、図７（ｇ）の電流Ｉcoとし
て示されている。

【０１１０】本実施の形態の場合、クランプコンデンサ
ＣCL2のキャパシタンスは、例えば二次側直列共振コン
デンサＣｓのキャパシタンスとほぼ同等となるように選
定している。この期間ｔｄ３を含む期間Ｔon3としては
短時間なものとなるため、このときに生じるわずかな電
流は、クランプコンデンサＣCL2に流すようにして、二
次側直列共振コンデンサＣｓにはほとんど流れないよう
にされる。このために、補助スイッチング素子Ｑ3の両
端電圧Ｖ3は、図３（ｆ）に示すようにして、期間Ｔon3
の前後の期間ｔｄ３，ｔｄ４において緩やかな傾きを有
するようになる。これにより、補助スイッチング素子Ｑ
3の両端電圧Ｖ3の両端電圧Ｖ3のピークを抑制すること
が可能となるものである。

【０１１１】上記した期間Ｔon3の前半期間が終了して
後半期間となると、モードとしての動作に移行する。
モードの期間では、補助スイッチング素子Ｑ3をター
ンオンさせてオン状態とする。この状態では、期間Ｔon
3の後半期間における図７（ｇ）の電流Ｉco、のスイッ
チング出力電流ＩQ3として示すようにして、補助スイッ
チング素子Ｑ3に電流が流れる。このときには、二次巻
線Ｎ2とクランプコンデンサＣCL2との共振作用を伴っ
て、二次巻線Ｎ2→クランプコンデンサＣCL2→補助スイ
ッチング素子Ｑ3の電流経路が形成される。また、この
モード、の期間では、補助スイッチング素子Ｑ3は
ＺＶＳの動作となりスイッチング損失もわずかなものと
なる。

【０１１２】期間Ｔon3におけるモードの動作が終了
した後は、補助スイッチング素子Ｑ3をオフとするよう
に制御することで、モードとしての動作が得られる期
間ｔｄ４に移行する。このモードとしては、補助スイ
ッチング素子Ｑ3がターンオフしたことで、二次巻線Ｎ2
に流れる正極性の電流が、図７（ｅ）の電流Ｉ2として
示すようにして二次側直列共振コンデンサＣｓを介して
流れる。このとき、二次側直列共振コンデンサＣｓのキ
ャパシタンスが小さいことで、二次巻線電圧Ｖｏは急峻
な傾きを有して０レベルに向かう。以降は、１スイッチ
ング周期ごとにモード〜の動作が繰り返される。

【０１１３】このようにしてモード〜としての動作
が行われることで、実際としては、図７（ｆ）に示す補
助スイッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3は或るレベルにま
でクランプされることになる。これによって、補助スイ
ッチング素子Ｑ3については、低耐圧品を選定すること
ができる。

【０１１４】また、上記図７（ａ）〜（ｈ）に示した各
部の動作波形として、最小負荷電力Ｐｏmin＝２０Ｗ時
の動作を図８（ａ）〜（ｈ）に示す。図７（ａ）と先の
図８（ａ）の並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるよう
に、一次側の電圧共振形コンバータとしては、負荷電力
の変化に関わらずスイッチング周波数及び１スイッチン
グ周期内のオン／オフ期間のデューティ比はほぼ５０％
で変化しない。

【０１１５】これに対して二次側においては、例えば図
８（ｃ）〜図８（ｉ）の二次側各部の動作波形にも示さ
れるように、スイッチング周波数は一次側スイッチング
コンバータと同じとなるように固定された上で、１スイ
ッチング周期内のオン／オフ期間のデューティ比が変化
するようにされる。これは、負荷変動による二次側直流
出力電圧ＥO1の変化に応じて、補助スイッチング素子Ｑ
3を駆動するドライブ信号波形についてＰＷＭ制御が行
われることによるものである。つまり、この波形からも
分かるように、本実施の形態の電源回路では、二次側直
流出力電圧の変化に応じて、二次側アクティブクランプ
回路３１の補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間（Ｔon
3）を可変制御するものである。ここで、二次側の整流
回路系のスイッチング周波数は、上記もしたように、一
次側のスイッチング周波数に依存するために、一次側ス
イッチングコンバータのスイッチング周波数と同じとな
る。つまり、負荷変動に関わらず固定される。したがっ
て、上記のようにして、二次側において補助スイッチン
グ素子Ｑ3のオン期間（Ｔon3）が可変制御されることに
伴って、二次側の整流ダイオードＤO1の導通角も可変制
御されることになる。この場合、このような可変制御に
よって、図７（ｄ）、図８（ｄ）の二次側直列共振コン
デンサＣｓの両端電圧（共振電圧）の正負のクランプレ
ベルが可変制御されることになって、二次側直流出力電
圧ＥO1の安定化が図られる。例えば実際には、補助スイ
ッチング素子Ｑ3については、 Ｔon3／（Ｄon＋Ｔon3）＝０．１〜０．５ で表されるデューティ比となるようにＰＷＭ制御が行わ
れるようにされている。そして、例えば図８に示すよう
にして軽負荷の条件となったような場合でも、図示する
ようにして、１スイッチング周期内においてモード〜
としての二次側の動作を行うものであり、これによっ
て、例えば二次巻線電圧Ｖｏがクランプされる。

【０１１６】ここでも参考として、上記図７及び図８に
示した実験結果を得た際の、図６に示した電源回路にお
ける要部の素子についての選定値を示しておく。 二次巻線Ｎ2＝２３Ｔ 二次側直列共振コンデンサＣｓ＝クランプコンデンサＣ
CL2＝０．１μＦ

【０１１７】図９は、第４の実施の形態としての電源回
路の構成例を示している。なお、この図において、図
１、図５、図６及び先行技術として示した各図（図１
０、図１１、図１６、図１７）と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。

【０１１８】この図９に示す回路は、先に図６に示した
電源回路と比較した場合には、二次側の構成は同様とな
る。つまり、二次側の整流回路系として、二次側直列共
振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平
滑コンデンサＣO1から成る、二次側直列共振回路を含む
倍電圧整流回路を形成している。そして、一次側の構成
として、電圧共振形コンバータを形成するメイン用スイ
ッチング素子Ｑ1と、一次側アクティブクランプ回路３
０を形成するスイッチング素子Ｑ2についてＢＪＴを採
用した上で、自励式によりスイッチング駆動させるよう
に構成するものである。つまり、一次側の構成として
は、図５に示した第２の実施の形態としての電源回路と
同様の構成を採るものである。

【０１１９】このような構成とされても、例えば一次側
は図２に示したのと同様の動作によってメイン用スイッ
チング素子Ｑ1の両端電圧Ｖ1をクランプしてピークレベ
ルを抑制し、また、二次側では、図７及び図８により説
明した動作によって、定電圧制御、及び二次側直列共振
コンデンサＣｓの両端電圧Ｖ2、補助スイッチング素子
Ｑ3の両端電圧Ｖ3をクランプしてピークレベルを抑制す
るようにされる。

【０１２０】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、メインと
なるスイッチング素子と補助スイッチング素子とについ
ては、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子を
採用することも考えられるものであり、また、他励式と
するためのスイッチング駆動部の構成も各図に示したも
のに限定される必要はなく、適宜適切とされる回路構成
に変更されて構わない。また、二次側共振回路を含んで
形成される二次側の整流回路としても、実施の形態とし
ての各図に示した構成に限定されるものではなく、他の
回路構成が採用されて構わないものである。

【０１２１】

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路では、一次側に電圧共振形コンバータを備
え、二次側には並列共振回路又は直列共振回路を備える
複合共振形スイッチングコンバータの構成に対して、そ
の一次側にアクティブクランプ回路を設けることで、一
次側並列共振コンデンサの両端に生じる並列共振電圧パ
ルスをクランプして、そのレベルを抑制するようにされ
る。また、二次側に対しても、アクティブクランプ回路
を設けることで、二次側に生じる交番電圧レベルを抑制
するようにされる。これによって、電源回路に備えられ
るスイッチング素子、整流ダイオード素子等の各素子の
耐圧については、これまでよりも低耐圧品を選定するこ
とができる。また、一次側並列共振コンデンサ、及び二
次側の並列／直列共振コンデンサに流れる電流量は少な
いものとすることができるので、これらの素子について
もキャパシタンスを小容量とし、かつ、低耐圧品を採用
することが可能となる。

【０１２２】そして、このようにして低耐圧品が選定さ
れることで、スイッチング素子のスイッチング特性が向
上するために、電力変換効率の向上も図られることにな
る。また、低耐圧品を選定した場合には、これら各部品
素子も小型となるため、電源回路としての基板サイズの
小型軽量化を促進することも可能となるものである。さ
らに、本発明としてのスイッチング駆動の構成によれ
ば、例えばスイッチング周波数可変により定電圧制御を
行う場合のように負荷短絡時にスイッチング周波数は低
下することなく一定となるようにされ、メイン用スイッ
チング素子及び補助スイッチング素子は共に安定したＺ
ＶＳ、ＺＣＳによりスイッチング動作を行うようにされ
る。これによって、負荷短絡時に対応して過電圧保護回
路や過電流保護回路を設ける必要はなくなり、この点で
も回路の小型軽量化が大幅に促進される。

【０１２３】また、本発明の電源回路の定電圧制御とし
ては、二次側直流出力電圧の変動に応じて、二次側のア
クティブクランプ回路を形成するスイッチング素子の１
周期内における導通角を制御することによって行うよう
にしている。例えば、二次側直流出力電圧の変動に応じ
て一次側スイッチングコンバータのスイッチング周波数
を可変するなど、一次側スイッチング動作の可変制御に
よって行う場合には、一次側に対して二次側直流出力電
圧レベルを帰還する系の絶縁を図る必要が生じるが、本
発明では、このような一次側と二次側との絶縁機能は不
要となるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路における
一次側の動作を示す波形図である。

【図３】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の、
二次側の動作（最大負荷電力時）を示す波形図である。

【図４】第１の実施の形態のスイッチング電源回路の、
二次側の動作（最小負荷電力時）を示す波形図である。

【図５】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図６】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図７】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の、
二次側の動作（最大負荷電力時）を示す波形図である。

【図８】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の、
二次側の動作（最小負荷電力時）を示す波形図である。

【図９】第４の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図１０】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。

【図１１】先行技術としてのスイッチング電源回路の他
の構成例を示す回路図である。

【図１２】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図
である。

【図１３】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す等価回路図である。

【図１４】図１０及び図１１に示すスイッチング電源回
路の動作を示す波形図である。

【図１５】図１０及び図１１に示すスイッチング電源回
路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図
である。

【図１６】先行技術としてのスイッチング電源回路の、
さらに他の構成例を示す回路図である。

【図１７】先行技術としてのスイッチング電源回路の、
さらに他の構成例を示す回路図である。

【図１８】図１６及び図１７に示すスイッチング電源回
路の動作を示す波形図である。

【図１９】図１６及び図１７に示すスイッチング電源回
路についての、交流入力電圧に対する特性を示す説明図
である。

【符号の説明】

１０ 一次側スイッチング駆動部、１１ 発振回路、１
２ 第１ドライブ回路、１３ レベルシフト回路、１４
第２ドライブ回路、２０ 二次側スイッチング駆動
部、２１ ＰＷＭ制御回路、２２ ドライブ回路、２３
誤差増幅器、３０ 一次側アクティブクランプ回路、
３１ 二次側アクティブクランプ回路、Ｑ1 メイン用
スイッチング素子、Ｑ2，Ｑ3 補助スイッチング素子、
ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ 一次側並列共
振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃｓ
二次側直列共振コンデンサ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を固定のスイッ
   チング周波数によりスイッチングして出力するためのメ
   インスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング
   手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
   並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
   数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
   れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
   縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
   共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振
   回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
   圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに
   同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにし
   てスイッチングを行う第１の補助スイッチング素子を備
   えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発
   生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けら
   れる一次側アクティブクランプ手段と、 上記直流出力電圧生成手段を形成する二次側整流スイッ
   チング素子のオン／オフタイミングに同期した所定のオ
   ン／オフタイミングを有するようにしてスイッチングを
   行う第２の補助スイッチング素子を備えることで、少な
   くとも二次巻線に生じる交番電圧をクランプするように
   設けられる二次側アクティブクランプ手段と、 所定の一定スイッチング周波数のもとで、上記二次側直
   流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング周期内のオ
   ン／オフ期間の比を可変するようにして上記二次側整流
   ダイオード素子をスイッチング駆動することで定電圧制
   御を行うようにされる定電圧制御手段と、 を備えて構成されることを特徴とするスイッチング電源
   回路。