JP2002044945A

JP2002044945A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002044945A
Application number: JP2000229046A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-07-25
Filing date: 2000-07-25
Publication date: 2002-02-08

Abstract

(57)【要約】【課題】二次側アクティブクランプ回路を備える複合
共振形コンバータについての電力変換効率の大幅な向上
を図る。【解決手段】二次側直流出力電圧ＥOのレベルに応じ
て、一次側電圧共振形スイッチングコンバータのスイッ
チング周波数及び導通角を同時に可変制御する複合制御
方式によって安定化を図るようにする。これによって、
二次側の補助スイッチング素子の導通角は、交流入力電
圧や負荷の変動に応じた変化は少ないものとすることが
でき、従って、定電圧制御に伴う電力損失の増加がほと
んどないようにされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図９の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤDが接続され
る。ここで、並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージ
インダクタンスＬ1と共に、一次側並列共振回路を形成
しており、これによって電圧共振形コンバータとしての
動作が得られるようになっている。

【０００６】そして、スイッチング素子Ｑ1のベースに
対しては、ベース電流制限抵抗ＲB−駆動巻線ＮB−イン
ダクタＬB−共振コンデンサＣBから成る自励発振駆動回
路が接続される。スイッチング素子Ｑ1には、この自励
発振駆動回路にて発生される発振信号を基とするベース
電流が供給されることでスイッチング駆動される。ここ
で、駆動巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次側において一次巻線Ｎ1とは独立して巻装されてお
り、例えば一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧によって励
起される。そして、この励起動作によって上記自励発振
駆動回路が発振動作を行うようにされる。

【０００７】この構成では、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数は、上記自励発振駆動回路において、
駆動巻線ＮB−インダクタＬB−共振コンデンサＣBの直
列接続により形成される共振回路の共振周波数によっ
て、固定的に決定される。なお、起動時においては整流
平滑電圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベース
に流れる起動電流によって起動される。

【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップＧを形成することで、所要の結合係数による疎
結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られに
くいようにしている。

【０００９】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のライ
ンとスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続され
ている。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧につい
てスイッチングを行うのであるが、これによって、一次
巻線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１１】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１２】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、二次巻線Ｎ2及び二次側並列共振コン
デンサＣ2から成る二次側並列共振回路に対して、図示
する接続形態によって、整流ダイオードＤO1及び平滑コ
ンデンサＣO1を接続することで半波整流回路が形成され
る。そして、この半波整流回路（ＤO1，ＣO1）によって
メインとされる二次側直流出力電圧ＥO1を生成する。こ
の二次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖ程度とさ
れる。この二次側直流出力電圧ＥO1は、後述するＰＷＭ
制御回路４２に対して分岐して入力されることで、検出
電圧として利用される。

【００１３】また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻終
わり端部側において、図示するようにタップ出力を設け
ることで、このタップ出力ラインと二次側アース間に三
次巻線Ｎ3が形成される。そして、この三次巻線Ｎ3に対
して、図示するようにして、整流ダイオードＤO2及び平
滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路が接続されるこ
とで、例えば１５Ｖ程度の低圧二次側直流出力電圧ＥO2
を生成して出力する。この低圧二次側直流出力電圧ＥO2
は、ＰＷＭ制御回路４２に対して分岐して入力されるこ
とで動作電源としても利用される。

【００１４】また、図９に示す回路の二次側において
は、二次側アクティブクランプ回路４０が備えられる。
この二次側アクティブクランプ回路４０は、図示するよ
うに、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ3とク
ランプコンデンサＣCL2の直列接続回路を、二次側並列
共振回路に対して更に並列に接続して設けられる。補助
スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間に対しては
クランプダイオードＤD3が並列に接続されるが、このク
ランプダイオードＤD3は、ＭＯＳ−ＦＥＴにおいてボデ
ィダイオードとして備えられたものが用いられている。
また、この場合の二次側アクティブクランプ回路４０の
補助スイッチング素子Ｑ3は、駆動巻線Ｎｇ2−抵抗Ｒｇ
2−Ｃｇ2による自励式駆動回路によって駆動されるよう
になっている。駆動巻線Ｎｇ2は、図示するように、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において独立的に
巻装されるようにして設けられることで、一次側に巻装
される駆動巻線ＮBによって交番電圧が励起されるよう
になっている。また、駆動巻線Ｎｇ2のターン数は例え
ば１Ｔとされ、駆動巻線Ｎｇ2に得られる交番電圧は、
駆動巻線ＮBとは逆極性となるようにされている。これ
によって、駆動巻線Ｎｇ2に得られる交番電圧は、結果
的には、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧とも逆極性と
なり、従って、補助スイッチング素子Ｑ3は、二次巻線
Ｎ2に得られる交番電圧によりオン／オフする二次側整
流ダイオードＤO1がオフとなる期間内においてオンとな
るようにスイッチング動作を行う。

【００１５】ＰＷＭ制御回路４２は、二次側アクティブ
クランプ回路４０の補助スイッチング素子Ｑ3の導通角
制御（ＰＷＭ制御）を行うことで、二次側直流出力電圧
の安定化を図るために設けられている。この場合、ＰＷ
Ｍ制御回路４２は、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2と制御素子Ｑ5と
から成るシャントレギュレータと、ドライブトランジス
タＱ4，抵抗Ｒ3，Ｒ4，Ｒ5，Ｒ6から成る反転増幅器と
を備えた誤差増幅回路として構成される。このようなＰ
ＷＭ制御回路４２構成では、例えば交流入力電圧の上昇
や、負荷電力が軽くなるなどして二次側直流出力電圧Ｅ
O1が上昇したとすると、補助スイッチング素子Ｑ3のス
イッチング周波数は固定で、導通角を拡大してオン期間
が長くなるように動作する。これによって、整流ダイオ
ードＤO1がオンとなって導通する期間は逆に短くなっ
て、平滑コンデンサＣO1に充電される整流電流量は少な
くなるために、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが低下
する。このようにして、二次側直流出力電圧の安定化を
図るようにしている。

【００１６】図１０は、上記図９に示した電源回路にお
ける要部の動作を示す波形図であり、交流入力電圧ＶAC
＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時における動作が
示されている。スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動
作を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴO
FF1においては、一次側並列共振回路の共振動作が得ら
れる。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に
得られる並列共振電圧Ｖ1としては、図１０（ａ）に示
すようにして、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間
ＴON1は０レベルで、期間ＴOFF1において正弦波状の共
振パルスが現れる波形となる。この並列共振電圧Ｖ1の
レベルは負荷電力変動に対応して変化し、負荷電力が重
くなるのに従って上昇する傾向を有する。

【００１７】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン又
はコレクタに流れるスイッチング出力電流Ｉ1は、図１
０（ｂ）に示すようにして、期間ＴOFF1には０レベル
で、期間ＴON1において図示する波形によって流れる。
このスイッチング出力電流Ｉ1のレベルもまた、負荷電
力Ｐｏが重くなるのに応じて高くなる傾向を有してい
る。

【００１８】また、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に
得られる二次側並列共振電圧Ｖ2は、図１０（ｃ）に示
すように、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONに
おいて、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプさ
れ、オフとなる期間ＤOFFにおいては、負極性方向にお
いて３００Ｖｐを有する正弦波状のパルスとなる。

【００１９】また、二次側アクティブクランプ回路４０
の動作として、クランプコンデンサＣCL2に流れるクラ
ンプ電流ＩCL2は、図１０（ｄ）に示す波形により、補
助スイッチング素子Ｑ3がオン状態にあるとされる期間
ＴON3において流れる。この期間ＴON3におけるクランプ
電流ＩCL2は、その前半期間においてクランプダイオー
ドＤD3→クランプコンデンサＣCL2→二次巻線Ｎ2の経路
で流れることで負極性の波形となり、後半期間において
は、二次巻線Ｎ2→クランプコンデンサＣCL2→補助スイ
ッチング素子Ｑ3（ドレイン→ソース）の経路で流れ
る。このようにして、期間ＴON3においては、大部分の
二次側電流がクランプ電流ＩCL2として流れることで、
二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる電流Ｉ2は、図１
０（ｅ）に示すようにして、補助スイッチング素子Ｑ3
がオフとなる期間ＴOFF3の開始時と終了時における短期
間において矩形波状のパルスとして流れるようにされ
る。

【００２０】ここで、例えば駆動巻線Ｎｇ2−抵抗Ｒｇ2
−Ｃｇ2による自励式駆動回路を備えないとした場合に
は、図１０（ｄ）のクランプ電流ＩCL2において、破線
ａで示すようにして、補助スイッチング素子Ｑ3のター
ンオフ時の波形がなまり、急峻なターンオフ動作が得ら
れない。しかし、駆動巻線Ｎｇ2−抵抗Ｒｇ2−Ｃｇ2に
よる自励式駆動回路が備えられることで、補助スイッチ
ング素子Ｑ3のゲート電流Ｉｇとしては、図１０（ｆ）
に示すようにして、期間ＴON3の開始時と終了時の短期
間において確実にターンオンとターンオフのための電流
を流すようにされていることから、補助スイッチング素
子Ｑ3は急峻にターンオフする。これにより、ＰＷＭ制
御回路４２は、補助スイッチング素子Ｑ3を安定してＰ
ＷＭ制御することが可能になる。

【００２１】また、図１１に、図９に示した回路の定電
圧特性として、交流入力電圧ＶACの変動に対する、スイ
ッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON1、及び補助スイッチン
グ素子Ｑ3のオン期間ＴON3の変動特性を示す。この図に
よると、交流入力電圧ＶAC＝８０Ｖ〜１４０Ｖの範囲で
上昇していくのに対して、スイッチング素子Ｑ1のオン
期間ＴON1はほぼ一定となっていることが示される。こ
れは、一次側の電圧共振形コンバータがスイッチング周
波数固定で、かつ、１スイッチング周期内のオン／オフ
期間も固定でスイッチング動作を行っていることを意味
する。これに対して、補助スイッチング素子Ｑ3のオン
期間ＴON3は、交流入力電圧ＶACが上昇していくのに応
じて、拡大していくように変化している。これは即ち、
交流入力電圧ＶACの上昇に伴う二次側直流出力電圧ＥO1
の上昇に応じて、定電圧制御のために、補助スイッチン
グ素子Ｑ3の導通角を拡大するようにＰＷＭ制御してい
ることを示している。なお、図９に示す回路構成では補
助スイッチング素子Ｑ3のスイッチング周波数は固定と
なる。また、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間ＴON3
としては、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時とＰｏ＝５０Ｗ時
との場合が示されているが、図示するように、負荷電力
Ｐｏ＝２００Ｗ時よりもＰｏ＝５０Ｗのほうが、期間Ｔ
ON3としては、長くなる。これは、軽負荷となるのに従
って、二次側直流出力電圧ＥO1が上昇するという傾向に
対してＰＷＭ制御による安定化が行われることに依る。

【００２２】また、図１１においては、交流入力電圧Ｖ
ACと電力変換効率ηAC→DCとの関係も示されている。電
力変換効率としても負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の特性と
Ｐｏ＝５０Ｗ時の特性が示されており、負荷電力Ｐｏ＝
２００Ｗ時には、９０％付近で交流入力電圧ＶACの上昇
に応じて低下していく傾向となる。また、Ｐｏ＝５０Ｗ
時においては８５％付近で交流入力電圧ＶACの上昇に応
じて低下していく傾向となる。

【００２３】図１２は、定電圧特性として、負荷電力の
変動に対するスイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴＯＮ
１、及び補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間ＴON3の変
動特性を示している。また、この図においては、負荷電
力変動に対する電力変換効率ηAC→DCの変動特性が示さ
れる。スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON1は、負荷電
力Ｐｏ５０Ｗ〜２００Ｗの変動に関わらずほぼ一定とな
っており、ここでも、一次側の電圧共振形コンバータの
オン／オフ期間が固定でスイッチング動作を行っている
ことが示される。これに対して、補助スイッチング素子
Ｑ3のオン期間ＴON3は、負荷電力Ｐｏが重くなっていく
のに従って短くなっていくように制御されており、ここ
でも定電圧制御として、補助スイッチング素子Ｑ3につ
いて導通角のＰＷＭ制御が行われていることが示され
る。また、電力変換効率ηAC→DCとしては、負荷電力Ｐ
ｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの変動に応じて、図示するよう
に、約８５％〜９０％程度の範囲で変動するという結果
が得られている。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】図９に示した電源回路
においては、上述したようにして、一次側スイッチング
コンバータのスイッチング周波数及びオン／オフ期間を
固定としたうえで、二次側アクティブクランプ回路４０
の補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間についてＰＷＭ
制御を行って定電圧制御を行っている。このため、交流
入力電圧ＶACの上昇に伴って、スイッチング素子Ｑ1が
オフとなる期間において発生する一次側並列共振電圧Ｖ
1のパルスも上昇するという現象が生じる。そして、例
えばＡＣ１００Ｖ系として交流入力電圧ＶAC＝１４０Ｖ
時にまで上昇したときには９００Ｖｐ程度にまで上昇す
ることが分かっている。またＡＣ２００Ｖ系として交流
入力電圧ＶAC＝２８０Ｖにまで上昇したときには、一次
側並列共振電圧Ｖ1のパルスは、１８００Ｖ程度にまで
上昇する。また、交流入力電圧ＶACの上昇によっては、
補助スイッチング素子Ｑ3の導通角も拡大するように制
御される。このため、交流入力電圧ＶACが上昇すると、
スイッチング素子Ｑ1と補助スイッチング素子Ｑ3におけ
る電力損失が増加することになる。例えば実際には、交
流入力電圧ＶAC＝１４０Ｖ時には、ＶAC＝１００時と比
較して、電力変換効率ηAC→DCとしては、約２．５％低
下する。

【００２５】また、同様にして負荷電力Ｐｏが２００Ｗ
から５０Ｗにまで低下した場合にも、補助スイッチング
素子Ｑ3の導通角を拡大するように制御して安定化を図
る動作となるために、補助スイッチング素子Ｑ3におけ
る電力損失は大幅に低下して、電力変換効率ηAC→DCは
約５％低下する。このようにして、図９に示した回路で
は、交流入力電圧ＶACの上昇若しくは軽負荷の条件とな
っていくのに従って、電力変換効率が低下してしまうと
いう問題を有しているものである。

【００２６】また、上述したようにして、一次側並列共
振電圧パルスのピークレベルが相当に高くなることか
ら、少なくとも一次側のスイッチング素子Ｑ1について
は、９００Ｖｐ若しくは１８００Ｖｐに対応可能なだけ
の高耐圧品を選定する必要がある。スイッチング素子が
高耐圧品とされると、スイッチング特性が低下すること
から、スイッチング損失が増加してしまい、上記した電
力損失の増加は避けられないものとなってしまう。そし
て、これによっては、スイッチング素子の発熱も相当な
ものとなることから、例えば放熱板が必要となり、電源
回路の小型軽量化及び低コスト化を妨げる要因となる。
更に、高耐圧品のスイッチング素子は、現状では非常に
高価でもあり、この点でもコスト的に非常に不利とな
る。

【００２７】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよ
うに構成する。つまり、入力された直流入力電圧をスイ
ッチングして出力するためのメインスイッチング素子を
備えて形成されるスイッチング手段と、このスイッチン
グ手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が
形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデ
ンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所要
の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次
側に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝
送する絶縁コンバータトランスとを備える。また、絶縁
コンバータトランスに巻装した二次巻線に対して二次側
並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
二次側並列共振回路と、絶縁コンバータトランスに巻装
した二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を
行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される
直流出力電圧生成手段とを備える。また、クランプコン
デンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続
回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクラ
ンプするように設けられ、上記絶縁コンバータトランス
の二次側に巻装される駆動巻線を備えた自励式駆動回路
によって駆動される二次側アクティブクランプ手段を備
える。更に、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、メ
インスイッチング素子のスイッチング周波数及び導通角
制御を実行することで二次側直流出力電圧についての定
電圧制御を行うようにされる電圧制御手段を設ける。

【００２８】上記構成によると、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路
を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コン
デンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備え
られた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの
構成が得られる。この構成を基として、二次側には、二
次側並列共振回路に得られる電圧レベルを抑制するため
の二次側アクティブクランプ手段を備える。そして、二
次側直流出力電圧の定電圧制御は、二次側直流出力電圧
のレベルに応じて、一次側電圧共振形スイッチングコン
バータを形成するとされるメインスイッチング素子のス
イッチング周波数と導通角とを同時制御するようにして
行われることになる。二次側アクティブクランプ手段を
形成する二次側補助スイッチング素子は、自励式駆動回
路によって、絶縁コンバータトランスを介して二次側に
伝達されるスイッチング周波数及びオン／オフ期間に応
じてスイッチングを行うのであるが、これによって、交
流入力電圧変動若しくは負荷電力変動に応じた二次側補
助スイッチング素子の導通角変化をより少ないものとす
ることが可能となる。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源
（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るた
めの整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平
滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交
流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧
Ｅｉを生成するようにされる。

【００３０】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は他励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1に
は例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。スイッチング素
子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
され、ソースは一次側アースに接続される。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側
並列共振回路を形成するものとされている。そして、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この
並列共振回路による共振動作が得られるようにされるこ
とで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として
は電圧共振形となる。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴに備えられる、い
わゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤD
が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオ
フとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
さらにこの場合は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン
が、次に説明するスイッチング駆動部１０内の発振回路
１１に対して接続されている。この発振回路１１に対し
て入力されるドレインの出力は、後述するようにしてス
イッチング周波数制御時におけるスイッチングのオン期
間を可変制御するために利用される。

【００３３】上記スイッチング素子Ｑ1は、発振回路１
１及びドライブ回路１２を統合的に備えるスイッチング
駆動部１０によって、スイッチング駆動されると共に、
定電圧制御のためにスイッチング周波数が可変制御され
る。なお、この場合のスイッチング駆動部１０は、例え
ば１つの集積回路（ＩＣ）として備えられる。また、こ
のスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整
流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば電源
起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が
印加されることで起動するようにされている。

【００３４】スイッチング駆動部１０内の発振回路１１
では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。
そして、ドライブ回路１２においてはこの発振信号をド
ライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに
対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1
は、発振回路１１にて生成される発振信号に基づいたス
イッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチン
グ周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路４
にて生成される発振信号に依存して決定される。

【００３５】ここで、本実施の形態においては、後述す
る二次側直流出力電圧ＥOが、フォトカプラ３０を介し
て発振回路１１に対して入力されるようになっている。
従って、発振回路１１では、二次側直流出力電圧ＥOの
レベルに基づいて発振信号周波数（スイッチング周波数
ｆｓ）を可変する動作を行うようにされている。また、
このスイッチング周波数ｆｓを可変すると同時に、スイ
ッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON（導通角）が可
変されるように、発振信号波形の制御を行うようにされ
ている。この期間ＴONの可変制御は、並列共振コンデン
サＣｒの両端に得られるスイッチング共振パルス電圧Ｖ
1のレベルに基づいて行うようにされる。こうした発振
回路１２の動作により、後述するようにして二次側直流
出力電圧ＥOについての安定化が図られる。また、特に
本実施の形態においては、後述するようにして、一次側
アクティブクランプ回路２０の補助スイッチング素子Ｑ
2が、絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻装された駆動
巻線Ｎｇ1を備える自励式駆動回路によって駆動される
ことで、１スイッチング周期内のオン期間だけではな
く、オフ期間も可変制御される。即ち、本実施の形態と
しては、複合制御方式として、メインスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数、１スイッチング周期内にお
けるオン期間及びオフ期間の３つのパラメータ変化によ
る定電圧制御が行われるものである。

【００３６】また、本実施の形態の電源回路の一次側に
おいては、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並
列共振電圧Ｖ1をクランプするための一次側アクティブ
クランプ回路２０が備えられる。

【００３７】この場合、一次側アクティブクランプ回路
２０は、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ2，
クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備
える。クランプダイオードＤD2には、例えば、ＭＯＳ−
ＦＥＴが有するボディダイオードが用いられる。また、
補助スイッチング素子Ｑ2を駆動するための駆動回路系
として、駆動巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒ1，
Ｒ2を備えて成る。

【００３８】補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続
される。ここでは、クランプダイオードＤD2のアノード
がソースに対して接続され、カソードがドレインに対し
て接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレ
インはクランプコンデンサＣCLを介して、整流平滑電圧
Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に
対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2の
ソースは一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続され
る。つまり、本実施の形態のアクティブクランプ回路２
０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラン
プダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコ
ンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされる。そし
て、このようにして形成される回路を絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構
成されるものである。

【００３９】また、補助スイッチング素子Ｑ2の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ2のゲートに対して、抵抗Ｒ1−コンデンサＣｇ1−駆
動巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この直列接
続回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆
動回路を形成する。ここで駆動巻線Ｎｇ1は、絶縁コン
バータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ1の巻終わ
り端部側を巻き上げるようにして形成されており、この
場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これにより、駆動巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1に得られ
る交番電圧により励起された電圧が発生する。また、こ
の場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆
動巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。なお、実際
としては駆動巻線Ｎｇ1のターン数は１Ｔであればその
動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
また、抵抗Ｒ2は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇ1の接続点との間に対して挿入
される。

【００４０】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図７に示すように、
例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互
いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備
えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビ
ンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ
分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対し
ては図のようにギャップＧを形成するようにしている。
これによって、所要の結合係数による疎結合が得られる
ようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ
２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形
成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例え
ばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにしてお
り、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。

【００４１】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻終わり端部は、図１に示すようにスイッチ
ング素子Ｑ1のドレインと接続され、巻始め端部は平滑
コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続され
ている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００４２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、
従って、二次側においては電圧共振動作が得られること
となる。即ち、この電源回路としても、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構
成を採る。

【００４３】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続され
る二次側整流ダイオードＤOと平滑コンデンサＣOとから
なる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ
2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する面
の二次側直流出力電圧ＥOを得るようにしている。ま
た、二次側直流出力電圧ＥOはフォトカプラ３０を介し
て、一次側のスイッチング駆動部１０の発振回路１１に
対して入力される。

【００４４】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1）の接続関
係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性変化に
よって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ
2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンスＭについ
て、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。例え
ば、図８（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互イン
ダクタンスは＋Ｍとなり、図８（ｂ）に示す回路と等価
となる場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。これ
を、図１に示す二次側の動作に対応させてみると、二次
側の半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に得られる交番電
圧が正極性のときに二次側整流ダイオード（ＤO1）に整
流電流が流れることから、この動作は＋Ｍの動作モード
（フォワード動作）と見ることができる。

【００４５】また、本実施の形態の電源回路において
は、二次側アクティブクランプ回路４０が備えられる。
二次側アクティブクランプ回路４０もまた、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴの補助スイッチング素子Ｑ3，クランプコンデンサ
ＣCL2，ボディダイオードのクランプダイオードＤD3を
備える。また、補助スイッチング素子Ｑ3を駆動するた
めの駆動回路系として、駆動巻線Ｎｇ2，コンデンサＣ
ｇ2，抵抗Ｒｇ2を備えて成る。

【００４６】補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソ
ース間に対してはクランプダイオードＤD3が並列に接続
される。その接続形態としては、クランプダイオードＤ
D3のアノードがソースに対して接続され、カソードがド
レインに対して接続されるようになっている。また、補
助スイッチング素子Ｑ3のドレインはクランプコンデン
サＣCL2を介して、二次巻線Ｎ2の巻始め端部と整流ダイ
オードＤO1のアノードとの接続点に対して接続される。
また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次側アー
スに対して接続される。従って、二次側アクティブクラ
ンプ回路４０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ3
／／クランプダイオードＤD3の並列接続回路に対して、
クランプコンデンサＣCL2を直列に接続して成るものと
される。そして、このようにして形成される回路を二次
側並列共振回路に対して更に並列に接続して構成される
ものである。

【００４７】また、補助スイッチング素子Ｑ3の駆動回
路系としては、図示するように、補助スイッチング素子
Ｑ3のゲートに対して、抵抗Ｒｇ2−コンデンサＣｇ2−
駆動巻線Ｎｇ2の直列接続回路が接続される。この場合
も直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ3のための自
励式駆動回路を形成する。但し、ここでは、抵抗Ｒｇ2
と二次側アースに対して抵抗Ｒｇ2Aが接続され、この抵
抗Ｒｇ2と抵抗Ｒｇ2Aの分圧点（接続点）を補助スイッ
チング素子Ｑ3のゲートに接続している。この場合の駆
動巻線Ｎｇ2は、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部側を巻き上
げるようにして形成されており、この場合の巻数として
は例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動
巻線Ｎｇ2には、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により
励起された電圧が発生する。また、この場合には、その
巻方向の関係から、一次巻線Ｎ2と駆動巻線Ｎｇ2とは逆
極性の電圧が得られる。なお、駆動巻線Ｎｇ2として
も、そのターン数は１Ｔであればその動作は保証される
が、これに限定されるものではない。

【００４８】続いて、この図１に示す回路における安定
化動作について説明する。一次側のスイッチング駆動部
１０内の発振回路１１に対しては、前述したように、フ
ォトカプラ３０を介して二次側直流出力電圧ＥOが入力
される。なお、フォトカプラ３０は一次側と二次側とを
直流的に絶縁するために介在する。そして、発振回路１
１においては、この入力された二次側直流出力電圧ＥO
のレベル変化に応じて、発振信号の周波数及びオン／オ
フデューティ比を可変して出力するようにされる。これ
は即ち、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を
可変すると共に、そのオン／オフ期間を可変制御すると
いう複合制御動作となるが、これにより、一次側電圧共
振形コンバータと絶縁コンバータトランスＰＩＴとの共
振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次側に伝送されるエネルギーも変化することに
なる。この結果、定圧二次側直流出力電圧ＥOとして
は、所要のレベルで一定となるように制御されることに
なる。即ち、二次側直流出力電圧ＥOは、一次側のスイ
ッチング動作を複合制御方式によって制御することで、
安定化が図られているものである。

【００４９】図２の波形図は、上記図１に示した回路の
動作を示している。つまり、一次側アクティブクランプ
回路２０及び二次側アクティブクランプ回路４０が設け
られた電圧共振形コンバータとしての動作が示されてい
るものである。この図２に示される動作は、図１に示す
回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした場合
に得られるものとされ、図２（ａ）〜（ｇ）には、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗとさ
れる条件での各部の動作が示され、図２（ｈ）〜（ｎ）
には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝５
０Ｗとされる条件での図２（ａ）〜（ｇ）と同じ部位の
動作が示される。

【００５０】先ず、図２（ａ）〜（ｇ）に示される負荷
電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作から説明する。この図にお
いては、一次側のスイッチング素子Ｑ1についての１ス
イッチング周期内の動作モードについて、モード〜
までの５段階の動作モードが示される。メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオンとなるように制御されるのは、期間
ＴONにおいてであり、この期間ＴONにおいてはモード
としての動作が得られる。なお、補助スイッチング素子
Ｑ2は、この期間ＴONにおいてはオフ状態にあるように
制御される。

【００５１】モード（期間ＴON）においては、図２
（ｂ）に示す波形により、メインスイッチング素子Ｑ1
のドレインにスイッチング出力電流Ｉ1が流れるのであ
るが、このスイッチング出力電流Ｉ1は、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージ
インダクタンスＬ1を介してメインスイッチング素子Ｑ1
に流れるものである。このときのスイッチング出力電流
Ｉ1としては、図２（ｂ）の期間ＴONに示すように、初
期において負の方向から正の方向に反転する波形とな
る。ここで、スイッチング出力電流Ｉ1が負の方向に流
れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共振コ
ンデンサＣｒにおける放電が終了することでクランプダ
イオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→一次
巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流すこと
で、電源側に電力を回生するモードとなる。そして、ス
イッチング出力電流Ｉ1（図２（ｂ））が負の方向から
正の方向に反転するタイミングにおいては、メインスイ
ッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)及び
ＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオンす
る。

【００５２】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に
流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れるこ
とになる。このときに、並列共振コンデンサＣｒに流れ
る電流Ｉｃｒは、図２（ｅ）に示すように、正極性によ
りパルス的に現れる波形を示す。これは部分共振モード
としての動作とされる。また、このときには、メインス
イッチング素子Ｑ1に対して並列に並列共振コンデンサ
Ｃｒが接続されていることで、メインスイッチング素子
Ｑ1はＺＶＳによりターンオフされるものである。

【００５３】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間と
なり、これは、図２（ｃ）に示す補助スイッチング素子
Ｑ2の両端電圧Ｖ2が０レベルとなる期間ＴON2に相当す
る。この期間ＴON2は、アクティブクランプ回路２０の
動作期間であり、先ずモードとしての動作を行った後
にモードとしての動作を行うようにされる。

【００５４】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流によって並列共振コンデンサＣｒへの充電
が行われるが、これによりモードの動作としては、一
次巻線Ｎ1に得られている電圧レベルが、初期時（期間
ＴON2開始時）におけるクランプコンデンサＣCL1の両端
電圧レベルに対して同電位もしくはそれ以上となる。こ
れにより、補助スイッチング素子Ｑ2に並列接続される
クランプダイオードＤD2の導通条件が満たされて導通す
ることで、クランプダイオードＤD2→クランプコンデン
サＣCL1の経路で電流が流れるようにされ、クランプ電
流ＩCLとしては、図２（ｄ）の期間ＴON2開始時以降に
おいて、負方向から時間経過に従って０レベルに近づく
鋸歯状波形が得られることになる。ここで、例えば、ク
ランプコンデンサＣCL1のキャパシタンスが並列共振コ
ンデンサＣｒのキャパシタンスの５０倍以上となるよう
に選定すれば、このモードとしての動作によっては、
大部分の電流がクランプ電流ＩCLとしてクランプコンデ
ンサＣCL1に対して流れるようにされ、並列共振コンデ
ンサＣｒに対してはほとんど流れない。これにより、こ
の期間ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並
列共振電圧Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果
的には図２（ａ）に示すようにして、３００Ｖｐにまで
抑制されてその導通角は広がることになる。即ち、並列
共振電圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。これに
対して、先行技術としての回路（図９及び図１０の回
路）において得られる並列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐ
のレベルを有するパルス波形とされていたものである。

【００５５】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図２（ｄ）に示すクランプ
電流ＩCLが負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、補助スイッチング素子Ｑ
2は、このクランプ電流ＩCLが負の方向から正方向に反
転するタイミングで、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオ
ンする。このようにして補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ンとなる状態では、このときに得られる一次側並列共振
回路の共振作用によって、一次巻線Ｎ1→クランプコン
デンサＣCLを介して、補助スイッチング素子Ｑ2のドレ
イン→ソースにクランプ電流ＩCLが流れ、図２（ｄ）に
示すように、正方向に増加していく波形が得られる。

【００５６】ここで、図示していないが、補助スイッチ
ング素子Ｑ2のゲートに印加される電圧は、駆動巻線Ｎ
ｇに誘起された電圧とされ、これは矩形波状のパルス電
圧となる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のゲートに
流れるゲート流入電流は、コンデンサＣｇと抵抗Ｒ2と
により形成される微分回路によって微分波形となって、
期間ｔｄ１の終了直後と、期間ｔｄ２において流れるよ
うにされる。期間ｔｄ１及び期間ｔｄ２は、メインスイ
ッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2が共にオ
フとなるスレッシュホールド期間とされ、上記ゲート流
入電流が流れることによってこのスレッシュホールド期
間が保持されるものである。

【００５７】上記モードの動作は、補助スイッチング
素子Ｑ2がターンオンしていることで、これまで期間ＴO
FFにおいて０レベルとされていた、補助スイッチング素
子Ｑ2の両端電圧Ｖ2が立ち上がりを開始するタイミング
を以て終了するようにされ、続いては、期間ｔｄ２にお
けるモードとしての動作に移行する。モードでは、
並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対して放電電
流を流す動作が得られる。つまり部分共振動作が得られ
る。このときにメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並
列共振電圧Ｖ1は、上述もしたように並列共振コンデン
サＣｒのキャパシタンスが小さいことに因って、その傾
きが大きいものとなり、図２（ａ）に示すようにして、
急速に０レベルに向かって下降するようにして立ち下が
っていく。そして、補助スイッチング素子Ｑ2は、上記
モードが終了してモードが開始されるタイミングで
ターンオフを開始するが、このときには、上記したよう
にして並列共振電圧Ｖ1が或る傾きを有して立ち下がる
ことで、ＺＶＳによるターンオフ動作となる。また、補
助スイッチング素子Ｑ2がターンオフすることによって
発生する電圧は、上記したようにして並列共振コンデン
サＣｒが放電を行うことで、急峻には立ち上がらないよ
うにされる。この動作は、例えば図２（ｃ）の補助スイ
ッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2として示されるように、
期間ｔｄ２（モード時）を以て、或る傾きを有して０
レベルからピークレベルに遷移する波形として示されて
いる。なお、この補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧
Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとされる
期間ＴOFF2において、例えば３００Ｖｐを有すると共
に、この期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モー
ド時）を以て０レベルに遷移し、終了期間である期間
ｔｄ２（モード時）を以て、上述のように０レベルか
ら３００Ｖｐに遷移する波形となる。そして、以降は、
１スイッチング周期ごとにモード〜の動作が繰り返
される。

【００５８】また、二次側の動作としては、図２（ｆ）
に二次巻線Ｎ2（二次側並列共振コンデンサＣ2）の両端
に得られる二次側交番電圧Ｖ3が示され、図２（ｇ）に
は、二次側アクティブクランプ回路４０の補助スイッチ
ング素子Ｑ3に流れるクランプ電流ＩQ3がが示される。
二次側交番電圧Ｖ3は、二次側整流ダイオードＤOが導通
してオンとなる期間ＤONにおいて、二次側直流電圧ＥO
のレベルでクランプされ、オフとなる期間ＤOFFにおい
て、負極性の方向にピークが得られる波形となってい
る。

【００５９】二次側アクティブクランプ回路４０の補助
スイッチング素子Ｑ3は、二次側整流ダイオードＤOが導
通してオンとなる期間ＤON、つまり期間ＴOFF3において
オフ状態となり、二次側整流ダイオードＤOがオフとな
る期間ＤOFF、つまり期間ＴON3においてオンとなって図
２（ｇ）に示すようにしてクランプ電流ＩQ3を流すよう
にされる。但し、クランプ電流ＩQ3が負極性方向に流れ
る前半期間は、クランプダイオードＤD3→クランプコン
デンサＣCL2を介して流れる期間であり、正極性方向に
流れる後半期間は、クランプコンデンサＣCL2→補助ス
イッチング素子Ｑ3（ドレイン→ソース）を流れる期間
とされる。

【００６０】例えば二次側アクティブクランプ回路４０
が備えられない場合には、図２（ｆ）に破線により示す
ようにして、期間ＤOFFの二次側交番電圧Ｖ3は、ピーク
レベルがより高い正弦波状の波形となるのであるが、二
次側アクティブクランプ回路４０を備えた場合には、上
記のようにして期間ＤOFF（＝期間ＴON3）においてクラ
ンプ電流ＩQ3が流れるようにされることで、二次側交番
電圧Ｖ3の負極性方向のピークレベルは抑制されること
になるものである。

【００６１】また、上記図２（ａ）〜（ｇ）に示した各
部の動作波形は、例えば負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗにまで軽
負荷となった条件の下では、それぞれ、図２（ｈ）〜
（ｎ）に示すようにして変化する。

【００６２】ここで、例えば図２（ａ）と図２（ｈ）の
一次側並列共振電圧Ｖ1を比較して分かるように、図２
（ｈ）に示す波形のほうが、メインスイッチング素子Ｑ
1がオンとなる期間ＴONが短くなっており、これによっ
てスイッチング周波数は図２（ａ）に示す重負荷時より
も高くなっている。なお、実際としては、メインスイッ
チング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴOFFも若干の変化が得
られている。これは、一次側のメインスイッチング素子
Ｑ1は、負荷電力が小さくなって二次側出力電圧ＥOが上
昇するのに応じて、スイッチング周波数が高くなるよう
に制御され、これと同時に１スイッチング周期内のオン
／オフ期間が可変制御されることを示している。即ち、
前述した３つのパラメータ（スイッチング周波数ｆｓ、
期間ＴON、ＴOFF）を可変制御する複合制御方式による
定電圧動作が得られていることを示している。

【００６３】一方、補助スイッチング素子Ｑ2は、駆動
巻線Ｎｇ1に得られる電圧波形に従ったタイミングで駆
動されるもので、駆動巻線Ｎｇ1に得られる電圧は、一
次巻線Ｎ1に発生する交番電圧によって励起されるもの
である。従って、上記のようにしてメインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング動作が制御されるのに同期する
ようにして、補助スイッチング素子Ｑ2は、オン期間ＴO
N2及びオフ期間ＴOFF2が可変されることで、やはりスイ
ッチング周波数が可変制御される。つまり、本実施の形
態においては、補助スイッチング素子Ｑ2側については
自励式で駆動しているのに関わらず、メインスイッチン
グ素子Ｑ1のオン／オフ期間の変化に対応するようにし
て、補助スイッチング素子Ｑ2のオン／オフ期間も同時
に制御されるものである。これは、負荷変動及び整流平
滑電圧Ｅｉ等の変動に応じて駆動巻線Ｎｇ1の誘起電圧
が変化するために、補助スイッチング素子Ｑ２のドライ
ブ電圧レベルが変化することに起因するものである。

【００６４】そして、このような軽負荷の条件の下で
も、図２（ｈ）〜（ｎ）側に示すタイミングでモード
〜の動作が行われることで、一次側並列共振電圧Ｖ１
のピークレベルは１５０Ｖｐ程度にまで抑制され、ま
た、補助スイッチング素子Ｑ2の両端電圧Ｖ2のピークレ
ベルも例えば１５０Ｖｐ程度にまで抑制される。

【００６５】また、上記のようにして一次側において負
荷変動（又は交流入力電圧の変動）に応じて複合制御が
実行されるのに応じて、二次側においては次のような動
作となる。つまり、図２（ｆ）（ｍ）の二次側交番電圧
Ｖ3と、図２（ｇ）（ｎ）のクランプ電流ＩQ3とを比較
して分かるように、軽負荷となるのに従って、期間ＤON
（＝期間ＴOFF3）が短くなるように制御されている。こ
れに対して、期間ＤOFF（＝＝期間ＴON3）は若干長くな
るようには変化するものの、期間ＤONの変化に対しては
著しく小さなものとなっている。

【００６６】参考のために、上記図２に示した実験結果
を得た際の、図１に示した電源回路における要部の素子
についての選定値を示しておく。先ず、ＭＯＳ−ＦＥＴ
とされるメインスイッチング素子Ｑ1については４００
Ｖ／１０Ａの低オン抵抗品を、また、同じくＭＯＳ−Ｆ
ＥＴとされる補助スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3の各々につ
いては、４００Ｖ／１０Ａの低オン抵抗品を選定した。
また、残る各素子については以下のような値を選定し
た。並列共振コンデンサＣｒ＝１０００ｐＦクランプコンデンサＣCL＝０．０３３μＦ二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７００ｐＦ一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４３Ｔ駆動巻線Ｎｇ1＝Ｎｇ2＝１ＴクランプコンデンサＣCL2＝０．１μＦコンデンサＣｇ1＝０．３９μＦ抵抗Ｒ1＝２２Ω 抵抗Ｒ2＝１００Ω

【００６７】また、図３に、図１に示した本実施の形態
の電源回路の定電圧特性として、交流入力電圧ＶACの変
動に対するメインスイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON
1、及び補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間ＴON3の変
動特性を示している。また、この図においては、交流入
力電圧ＶACに対する電力変換効率ηAC→DCの関係が示さ
れる。

【００６８】この図に示すようにして、交流入力電圧Ｖ
ACの上昇に応じては、メインスイッチング素子Ｑ1のオ
ン期間ＴONが短くなるように制御されており、これはメ
インスイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFはほぼ一定
で、オン期間ＴONをＰＷＭ制御することでスイッチング
周波数を可変している複合制御方式としての動作が得ら
れていることを示している。そして、二次側の補助スイ
ッチング素子Ｑ3のオン期間ＴON3としては、交流入力電
圧ＶACの上昇に応じて若干長くなるように変化はしてい
るものの、その変化量は非常に少ないものとなっている
ことが分かる。

【００６９】そして、交流入力電圧ＶACの変動に対する
電力変換効率ηAC→DCとしては、同じ図３に示される。
図９に示した回路では、図１１にも示したように、電力
変換効率ηAC→DCは、交流入力電圧ＶACの上昇に応じて
低下していく傾向を有しているが、本実施の形態とされ
る図１の回路では、この図３に示されるように、交流入
力電圧ＶACの変動に関わらずほぼ一定となっており、交
流入力電圧ＶACの上昇に応じて低下していくという傾向
は見られないものである。

【００７０】また、図４には、定電圧特性として、負荷
電力Ｐｏの変動に対するメインスイッチング素子Ｑ1の
オン期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3のオン期
間ＴON3の変動特性を示している。また、この図におい
ては、負荷電力Ｐｏに対する電力変換効率ηAC→DCの変
動特性が示される。図示するように負荷電力Ｐｏが５０
Ｗから２００Ｗにまで重くなっていくのに従って、複合
制御方式による定電圧化が行われることでメインスイッ
チング素子Ｑ1のオン期間ＴONは、高くなっていく傾向
を有する。これに対して、補助スイッチング素子Ｑ3の
オン期間ＴON3は低くなっていく傾向を有するのである
が、その傾きは、メインスイッチング素子Ｑ1のオン期
間ＴONの変化と比較して緩やかなものとなっている。

【００７１】また、電力変換効率ηAC→DCとしては、負
荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲において、約
９０％程度が安定して維持されている。つまり、この場
合にも、軽負荷の条件となるのに応じて、電力変換効率
ηAC→DCが低下していくという傾向は見られないもので
ある。

【００７２】これら図３及び図４に示されるように、電
力変換効率ηAC→DCは、交流入力電圧ＶACの上昇、又は
負荷が軽くなるのに応じて低下することなく、これらの
変動に対してほぼ一定となるように保たれるのは、これ
までにおいても説明したように、補助スイッチング素子
Ｑ3のオン期間ＴON3の変動が少なくなっていることに依
る。つまり、交流入力電圧ＶACの上昇又は軽負荷の傾向
となるのに対応した点電圧制御動作によっても、補助ス
イッチング素子Ｑ3のオン期間ＴON3（導通角）は著しく
拡大しないことから、オン期間ＴON3における補助スイ
ッチング素子Ｑ3の電力損失の増加の問題がほぼ解消さ
れているものである。これに対して、例えば図９に示す
回路では、安定化動作は、補助スイッチング素子Ｑ3の
導通角（オン期間ＴON3）を制御することに依存してい
たことから、交流入力電圧ＶACの上昇及び軽負荷の傾向
となった場合には、必然的に補助スイッチング素子Ｑ3
の導通角が拡大され、補助スイッチング素子Ｑ3にての
電力損失の増加は避けられなかったものである。

【００７３】これにより、本実施の形態の電源回路とし
ての電力変換効率が著しく向上されることになる。ま
た、電力変換効率の向上に伴い、補助スイッチング素子
Ｑ3の発熱も抑制されることから、放熱板を設ける必要
もなくなるものである。

【００７４】また、図２によっても説明したように、一
次側アクティブクランプ回路２０を備えたことによって
は、一次側並列共振コンデンサＣｒのピークレベルにつ
いて、図９に示した回路の１／２程度にまで抑制するこ
とができる。従って、メインスイッチング素子Ｑ1、及
び一次側並列共振コンデンサＣｒ等の素子については、
これまでよりも低耐圧のものを選定することができるこ
となる。例えば、ＡＣ１００Ｖ系であれば、一次側に備
えられるメインスイッチング素子Ｑ1及びについては、
４００Ｖの耐圧品を選定すればよく、ＡＣ２００Ｖ系で
あれば、その倍の８００Ｖの耐圧品を選定すればよくな
る。

【００７５】また、二次側アクティブクランプ回路４０
を備えることによっては、二次側交番電圧（二次側並列
共振電圧）Ｖ3のレベルを１／２程度にまで抑制するこ
とが可能とされることから、補助スイッチング素子Ｑ
3、二次側並列共振コンデンサＣ2及び整流ダイオードＤ
O等について、やはり、これまでよりも低耐圧なものを
選定することができる。例えば、補助スイッチング素子
Ｑ3としては、二次側直流出力電圧ＥOとして必要なレベ
ルがＥO＝１５０Ｖまでである場合には、同様にして４
００Ｖの耐圧品を選定すればよいこととなる。そして、
このようにして各素子が低耐圧品となることで、本実施
の形態としては各素子の特性が向上して、電力損失の少
なくできるため、電源回路としての信頼性を向上させる
ことが可能になり、また、この点でも電力変換効率の向
上が図られることになる。更には、低耐圧品は安価で小
型となることから、コストを削減し、また、回路の小型
化を図ることも可能になるものである。

【００７６】また、本実施の形態においては、アクティ
ブクランプ回路２０，４０においては、自励式の駆動回
路系によって、補助スイッチング素子を駆動するように
もしている。例えば、補助スイッチング素子をスイッチ
ング駆動するための他の構成として、ＩＣ等によるスイ
ッチング駆動回路を設けることで、補助スイッチング素
子を複合制御により駆動するための他励式による駆動回
路系を追加的に備えることが考えられる。つまり、メイ
ンスイッチング素子と共に補助スイッチング素子を他励
式ＩＣなどの回路により駆動するものである。しかし、
この構成では、メインスイッチング素子についてのスイ
ッチング周波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他
励式の回路系と、補助スイッチング素子についてのスイ
ッチング周波数制御とＰＷＭ制御を同時に行うための他
励式の回路系とを設ける必要がある。従って、それだ
け、回路構成が複雑になると共に部品点数も増加して、
回路の小型軽量化の妨げとなる。これに対して、本実施
の形態として上記したような構成を採れば、補助スイッ
チング素子駆動回路系としては、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴに巻装される１Ｔのみの巻線と、数本の抵抗、
及び１本のコンデンサという、非常に簡略な回路構成と
なるものであり、これによっても、他励式の場合と同様
の動作が実現できるものである。

【００７７】図５は、第２の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図４
において図１と同一部分には同一符号を付して、ここで
の説明は省略することとする。

【００７８】この図５に示す電源回路の一次側には、１
石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を
行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が
示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐
圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジ
スタ）が採用されている。

【００７９】スイッチング素子Ｑ1のベースは、ベース
電流制限抵抗ＲB−起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動
時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしてい
る。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アー
ス間には、駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電
流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用
の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子
Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アー
ス）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経
路を形成するようにされており、また、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地され
る。

【００８０】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振
コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダ
クタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並
列共振回路を形成する。

【００８１】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略する
が、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互
いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成
する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対
して、同じ巻回方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線
ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して
構成される。

【００８２】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直
列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッ
チング出力は、一次巻線Ｎ1を介して共振電流検出巻線
ＮDに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいて
は、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力
がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起されること
で、駆動巻線ＮBにはドライブ電圧としての交番電圧が
発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形
成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵
抗ＲBを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子
Ｑ1のベースに出力される。これにより、スイッチング
素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定され
るスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことに
なる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッ
チング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線
Ｎ1に伝達するようにされている。

【００８３】また、この図５に示す回路に備えられる絶
縁コンバータトランスＰＩＴとしても、先に図７により
説明したのと同様の構造を有するものとされて、一次側
と二次側は疎結合の状態が得られるようにされている。
そして、この図に示す電源回路の二次側においても、二
次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2が並列
に接続されることで、二次側並列共振回路が形成されて
おり、従って、この電源回路としても複合共振形スイッ
チングコンバータとしての構成を得ている。

【００８４】また、二次側において、二次側直流出力電
圧ＥOを得るための整流回路も、図１に示したのと同様
の構成を採っている。そして、本実施の形態において
は、二次側直流出力電圧ＥOは、制御回路１に対して検
出電圧として入力される。

【００８５】制御回路１では、二次側直流出力電圧レベ
ルＥOの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直
流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランス
ＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタ
ンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のため
の自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化
する。これは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周
波数を可変する動作となる。従って、本実施の形態にあ
っては、この一次側のスイッチング周波数制御によって
低圧二次側直流出力電圧レベルＥO2を安定化する。ま
た、このような直交形制御トランスＰＲＴを備えた定電
圧制御の構成にあっても、一次側のスイッチングコンバ
ータが電圧共振形とされていることで、スイッチング周
波数の可変制御と同時にスイッチング周期におけるスイ
ッチング素子の導通角制御（ＰＷＭ制御）も行う、複合
制御方式としての動作が行われる。

【００８６】また、図５に示す電源回路においても二次
側アクティブクランプ回路４０が備えられるのである
が、ここでは、補助スイッチング素子として、ＢＪＴが
採用されている。このようにしてＢＪＴを採用する場合
には、例えば図示するように、ＢＪＴとして２本のＮＰ
Ｎトランジスタである、スイッチング素子Ｑ3A，Ｑ3Bを
備え、これをダーリントン接続するようにされる。ここ
では、スイッチング素子Ｑ3Bのベースを、駆動巻線Ｎｇ
2−コンデンサＣｇ2−抵抗Ｒｇ2から成る自励式駆動回
路に対して接続し、スイッチング素子Ｑ3A，Ｑ3Bの各コ
レクタを接続している。そして、このコレクタの接続点
をクランプコンデンサＣCL2を介して、二次巻線Ｎ2の巻
始め端部に対して接続する。また、スイッチング素子Ｑ
3Bのエミッタは、スイッチング素子Ｑ3Aのベースと接続
される。スイッチング素子Ｑ3Aのエミッタはクランプダ
イオードＤD3のカソード−アノードを介して二次側アー
スに接続される。この接続形態では、クランプダイオー
ドＤD3を流れるクランプ電流は、スイッチング素子Ｑ3A
のベース−コレクタのＰＮ接合を介してクランプコンデ
ンサＣCL2に対して流されるようになっている。

【００８７】そして、この第２の実施の形態としても、
交流入力電圧ＶACの上昇及び軽負荷の条件に関わらず、
補助スイッチング素子［Ｑ3A，Ｑ3B］のオン期間ＴON3
の変動は、少ないものとすることができ、電力損失は低
減されるものである。また、図５に示す回路において
も、二次側アクティブクランプ回路４０が備えられるこ
とから、二次側については図１の回路の場合と同様に、
二次側交番電圧（二次側並列共振電圧）Ｖ3のレベルを
１／２程度にまで抑制される。従って、補助スイッチン
グ素子Ｑ3、二次側並列共振コンデンサＣ2及び整流ダイ
オードＤO等について、低耐圧品を選定することができ
る。

【００８８】図６は、第３の実施の形態としての電源回
路の構成例を示す回路図である。なお、この図において
図１及び図５と同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。この図６に示す回路の構成としては、図１に示
した回路と同様となる。但し、メインスイッチング素子
Ｑ1、補助スイッチング素子Ｑ2、補助スイッチング素子
Ｑ3の各スイッチング素子について、ＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ）が選定されている。従っ
て、この場合には、各スイッチング素子に接続されるク
ランプダイオードＤD1，ＤD2，ＤD3としては、ボディダ
イオードではなく、これらのためのダイオード素子が追
加的に接続されることになる。例えば、ＩＧＢＴの高耐
圧品は、ＭＯＳ−ＦＥＴ同様に非常に高価なのである
が、本実施の形態としては、これまで述べてきたよう
に、アクティブクランプ回路が備えられることでスイッ
チング素子については低耐圧品を選定することができる
ために、低コスト化の点で非常に有利となる。

【００８９】なお、第２の実施の形態においては、一次
側に対して自励式による共振コンバータを備えた構成の
下で定電圧制御を行うための制御トランスとして直交形
制御トランスが用いられているが、この直交形制御トラ
ンスの代わりに、先に本出願人により提案された斜交形
制御トランスを採用することができる。上記斜交形制御
トランスの構造としては、ここでの図示は省略するが、
例えば直交形制御トランスの場合と同様に、４本の磁脚
を有する２組のダブルコの字形コアを組み合わせること
で立体型コアを形成する。そして、この立体形コアに対
して制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBを巻装するのであるが、
この際に、制御巻線と駆動巻線の巻方向の関係が斜めに
交差する関係となるようにされる。具体的には、制御巻
線ＮCと駆動巻線ＮBの何れか一方の巻線を、４本の磁脚
のうちで互いに隣り合う位置関係にある２本の磁脚に対
して巻装し、他方の巻線を対角の位置関係にあるとされ
る２本の磁脚に対して巻装するものである。そして、こ
のような斜交形制御トランスを備えた場合には、駆動巻
線を流れる交流電流が負の電流レベルから正の電流レベ
ルとなった場合でも駆動巻線のインダクタンスが増加す
るという動作傾向が得られる。これにより、スイッチン
グ素子をターンオフするための負方向の電流レベルは増
加して、スイッチング素子の蓄積時間が短縮されること
になるので、これに伴ってスイッチング素子のターンオ
フ時の下降時間も短くなり、スイッチング素子の電力損
失をより低減することが可能になるものである。

【００９０】また、本発明としては上記各実施の形態と
して示した構成に限定されるものではない。例えば上記
各実施の形態では、メインとなるスイッチング素子と補
助スイッチング素子とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｂ
ＪＴ、ＩＧＢＴ等を採用するものとしているが、ほかに
も例えばＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）などの他の素子
を採用することも考えられるものである。また、メイン
スイッチング素子Ｑ1を他励式により駆動するためのス
イッチング駆動部の構成も各図に示したものに限定され
る必要はなく、適宜適切とされる回路構成に変更されて
構わない。また、二次側共振回路を含んで形成される二
次側の整流回路としても、実施の形態としての各図に示
した構成に限定されるものではなく、他の回路構成が採
用されて構わないものである。

【００９１】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、二次側ア
クティブクランプ回路を備える複合共振形コンバータに
あって、一次側スイッチングコンバータを形成するスイ
ッチング素子についてスイッチング周波数と導通角とを
同時制御する複合制御方式によって二次側直流出力電圧
の定電圧化を図るようにされている。

【００９２】例えば、二次側アクティブクランプ回路を
形成する補助スイッチング素子の導通角制御によって定
電圧化を図る場合には、交流入力電圧の上昇及び軽負荷
に応じて補助スイッチング素子の導通角が拡大し、これ
によって電力損失が増加するという問題を有していた。
これに対して本発明では、上記した定電圧制御の構成を
採ることで、交流入力電圧や負荷の変動に応じた二次側
の補助スイッチング素子の導通角の変化を、より少ない
ものとすることができる。従って、定電圧制御に伴う電
力損失の増加がほとんどないようにされる。これによっ
て、電源回路としての電力変換効率は交流入力電圧や負
荷の変動によって低下することなく、ほぼ一定となるよ
うにされ、電力変換効率について大幅な向上が図られる
ことになる。そして、これに伴い、スイッチング素子に
おける発熱も抑制されることから、放熱板を設ける必要
が無くなり、それだけ電源回路の小型軽量化及び低コス
ト化を図ることができることになる。

【００９３】また、二次側アクティブクランプ回路は、
二次巻線に得られる交番電圧のピークレベルを抑制する
ことから、例えば二次側アクティブクランプ回路を形成
する補助スイッチング素子や、二次側整流ダイオード、
二次側並列共振コンデンサ等について低耐圧品を選定で
き、これによって、スイッチング損失の低減、及び低コ
スト化及び小型化を図ることができるものとされてい
る。そして、本発明として、上記構成に対して一次側に
アクティブクランプ回路が備えられれば、一次側電圧共
振形コンバータにおいて発生する並列共振パルス電圧の
ピークレベルが抑制されるために、一次側電圧共振形コ
ンバータを形成するメインスイッチング素子や一次側並
列共振コンデンサ等についても低耐圧品を選定できるこ
とになり、これによっても、電源回路としての低コスト
化及び小型化に寄与することができる。そして、一次側
においても、スイッチング損失の低減が図られることに
なるり、電源回路全体としての電力変換効率はより向上
されることにもなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路における要部の動作を
示す波形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路についての、交流入力
電圧ＶACに対する定電圧特性、及び電力変換効率の変動
特性を示す説明図である。

【図４】本実施の形態の電源回路についての、負荷電力
に対する定電圧特性、及び電力変換効率の変動特性を示
す説明図である。

【図５】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図６】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図７】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。

【図８】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す等価回路図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図１０】図９に示す電源回路の要部の動作を示す波形
図である。

【図１１】図９に示す電源回路についての、交流入力電
圧ＶACに対する定電圧特性、及び電力変換効率の変動特
性を示す説明図である。

【図１２】図９に示す電源回路についての、負荷電力に
対する定電圧特性、及び電力変換効率の変動特性を示す
説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、２０一次側アクティブクランプ回路、
３０フォトカプラ、４０二次側アクティブクランプ
回路、１０スイッチング駆動部、１１発振回路、１
２ドライブ回路、Ｑ1 （メイン）スイッチング素
子、Ｑ2，Ｑ3，Ｑ3A，Ｑ3B 補助スイッチング素子、Ｐ
ＩＴ絶縁コンバータトランス、Ｎ１一次巻線、Ｎ2
二次巻線、Ｎ3 三次巻線、Ｃｒ一次側並列共振コ
ンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＤO 二次
側整流ダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された直流入力電圧をスイッチング
して出力するためのメインスイッチング素子を備えて形
成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に得ら
れる交番電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直
流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手
段と、上記二次側巻線に対して並列に接続され、クランプコン
デンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続
回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクラ
ンプするように設けられる二次側アクティブクランプ手
段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記メイン
スイッチング素子のスイッチング周波数及び導通角制御
を実行することで、上記二次側直流出力電圧についての
定電圧制御を行うようにされる電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記メインスイッチング素子のオン／オ
フタイミングに同期した所定のオン／オフタイミングを
有するようにしてスイッチングを行う一次側補助スイッ
チング素子を備えることで、上記一次側並列共振コンデ
ンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプす
るように設けられる一次側アクティブクランプ手段、を備えていることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チング電源回路。