CN102307017A - 一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置包括反激变换器和工频极性转换电路。在该装置中，采用电流基准对反激的原边电流峰值进行控制，使其输出半波正弦电流，而其输出电压被电网电压钳位。当瞬时功率较小时，反激控制方法采用定频电流断续与变频电流临界连续相结合的方式。当反激变换器工作于变频电流临界断续模式时，辅助开关管在反激变换器副边电流到零后开通一段时间，该导通时间可由数字芯片精确控制，从而满足在宽范围输出电压以及不同瞬时功率下均能实现漏感能量回馈和主开关管的软开关。可以大大改善全载条件下的效率。

Description

一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法

技术领域

本发明一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法

背景技术

对于光伏发电系统，有两个潜在的市场：兆瓦级的大型光伏发电厂和小规模的建筑用和户用的光伏发电系统，微型光伏并网逆变器在后者有广泛的应用前景。

直流侧采用反激拓扑的微型光伏并网逆变器，影响其效率的主要因素有变压器的漏感和主开关管的损耗，故需要对两者进行进一步优化。

处理变压器的漏感能量，可采用无源缓冲电路和有源缓冲电路。而对于无源缓冲电路，例如RCD缓冲电路或LC缓冲电路，当反激变换器工作于变频控制的临界连续导通模式时，缓冲电路中的无源元件的参数很难整定。

当反激变换器输入输出均直流，且工作于定频模式时，传统的有源钳位技术既可以实现漏感能量的吸收回馈，又可以实现开关管的零电压开关。但是在反激式微型光伏并网逆变器，反激变换器的输出电压被电网电压钳位，故其具有宽范围的输出电压，且工作于变频模式。在这种情况下，模拟控制的钳位电路已很难达到所需要的效果。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，在宽范围输出电压以及瞬时功率不断变化的条件下均能实现有钳箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的原边主开关管的零电压开关、变压器漏感能量回馈吸收和轻载时的效率提高。为此，本发明采用以下技术方案：

所述有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置包括一个反激变换器和一个工频极性转换电路、控制器，所述控制器用于控制反激变换器和一个工频极性转换电路的工作；

所述反激变换器包括：

一个输入端口，接受光伏侧直流输入电压；

一个输出端口，输出正弦半波电流，其输出电压被电网电压钳位；

一个变压器，所述变压器的原边激磁电流采用峰值电流控制，其激磁电流峰值跟随所述电流基准，将变压器副边输出平均电流调制为正弦半波形状；

一个原边主开关管，所述原边主开关管与所述变压器的原边绕组串联，当所述原边主开关管导通时，所述变压器存储能量；当所述原边主开关管关断时，所述变压器存储的能量耦合到副边，通过所述工频极性转换电路释放给电网；

所述反激变换器中设有一个有源钳位电路，所述有源箝位电路包括一个辅助开关管，一个辅助二极管和一个钳位电容，所述辅助开关管与所述辅助二极管并联后再与所述钳位电容构成串联支路，将所述串联支路并联在反激变换器中的变压器原边绕组两端或者原边主开关管两端；

工频极性转换电路，由四个开关管构成的全桥逆变电路，通过极性转换的方法处理所述反激变换器输出的正弦半波电流，并将其并入电网，实现输出正弦并网电流。

进一步，所述变压器的激磁电流在半个工频周期内工作于断续状态与临界连续状态相结合的方式，即所述反激变换器工作模式结合断续导通模式和临界连续导通模式。

进一步，获取当前时刻的有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的输出电压和输入电压的瞬时值、当前时刻电网电压的电角度和电网电压过零信号，结合所述电流基准的峰值，从而得到所述电流基准，包括断续导通模式和临界连续导通模式的电流基准：

其中，I_o为电流基准的峰值，V_g为电网电压瞬时值(即零电压开关反激式微型光伏并网逆变器装置的输出电压的瞬时值)，V_PV为光伏侧电压顺时值(即零电压开关反激式微型光伏并网逆变器装置的输入电压的瞬时值)，θ为当前时刻的电角度，N为所述变压器的变比，f_D为断续导通模式下所述原边主开关管的开关频率。

进一步，给定一个所述原边主开关管的开关频率阈值，当所述原边主开关管的开关频率高于阈值时，所述反激变换器进入断续导通模式，即所述变压器的激磁电流工作于断续状态，并采用所述断续导通模式的电流基准；当所述原边主开关管的开关频率低于阈值时，反激变换器进入临界连续导通模式，并采用所述断续导通模式的电流基准。

进一步，断续导通模式下，所述原边主开关管的开通由固定的开关周期决定，主开关管的关断由所述断续导通模式的电流基准决定；

临界连续导通模式下，所述原边主开关管的开通由所述辅助开关管的关断决定，即当辅助开关管关断后，经过一个死区时间后开通原边主开关管，所述原边主开关管的关断由所述临界导通模式下的电流基准决定。

进一步，临界连续导通模式下，所述辅助开关管在反激变换器的副边电流到零后开通一段时间，该导通时间由以下公式计算：

$T_{\mathrm{aux}}\≥\frac{\sqrt{L_k\·C_r}}{K_p}[\frac{N\·V_{\mathrm{PV}}}{V_g\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}+1]$

其中，L_k为所述变压器的原边漏感，C_r为所述原边主开关管的漏源极寄生电容，K_p为所述变压器原边激磁电感与原边漏感之比；

控制器获取所述反激变换器的副边电流到零时刻，给出所述辅助开关管的开通信号，同时计算并计数所述导通时间，计数到所述导通时间后给出所述辅助开关管的关断信号。

进一步，控制器获取电网电压过零点，给出所述工频极性转换电路中四个开关管的工频驱动信号；对管驱动同相，上下管驱动反相。

所述控制器可采用数字芯片及其外围电路，它控制反激变换器和工频极性转换电路，使反激变换器和工频极性转换电路按照上述方法工作。

本发明的应用于有源钳位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，针对在宽范围输出电压以及瞬时功率不断变化的条件下的特殊应用。当瞬时功率较小时，原边主开关管的频率会变得很高，采用定频电流断续导通模式与变频电流临界连续导通模式相结合的方式，大大改善了轻载时的效率；当反激变换器工作于变频电流临界连续导通模式时，辅助开关管在反激变换器副边电流到零后开通一段时间，该导通时间可由数字芯片精确控制，从而满足在宽范围输出电压以及不同瞬时功率下均能实现漏感能量回馈和原边主开关管的软开关。可以大大改善全载条件下的效率。漏感引起的寄生振荡被抑制，电路的EMI特性也可以改善。

附图说明

图1为应用本发明控制方法的有源钳位反激式微型光伏并网逆变器装置的结构示意图；

图2为工频周期各信号波形图；

图3是高频周期各信号波形图；

具体实施方式

以下结合附图对本发明做详细的描述。

如图1所示为一种应用本发明控制方法的有源钳位反激式微型光伏并网逆变器的结构示意图。10为有源钳位反激式光伏并网逆变器装置；101为太阳能电池板；102为反激变换器；1021为反激变换器中的有源钳位电路；图103为工频极性转换电路；图104为电网侧滤波电路；图105为FPGA控制电路，也即所述控制器，也即所述；V_PV-光伏侧直流输入电压；V_g-电网侧电压；T_r-反激变换器的变压器；S_m-原边主开关管；S_a-辅助开关管；D_a-辅助二极管；C_clamp-钳位电容；D_s-反激变换器副边输出整流二极管；S₁～S₄-极性转换电路的开关管；G_sm-FPGA输出的原边主开关管的驱动信号；G_sa-FPGA输出的辅助开关管的驱动信号；G_s1～G_s4-FPGA输出的极性转换电路中开关管的驱动信号。

有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置主要包括太阳能光伏阵列101、反激变换器102、极性转换电路103、电网侧滤波电路104、FPGA控制电路105。

极性转换电路103中的开关管可以采用四个晶闸管，也可以采用两个晶闸管和两个半导体场效应管。

反激变换器102中变压器T_r的原边绕组的同名端与光伏侧直流输入电压的正极相连，变压器T_r的原边绕组的非同名端与原边主开关管S_a的漏极相连，原边主开关管S_a的源极与光伏侧直流输入电压的负极相连，变压器T_r的副边绕组的非同名端与副边输出整流二极管D_s的阳极相连，变压器T_r的副边绕组的同名端与电网侧滤波电路104的一个输入端相连，整流二极管D_s的阴极与电网侧滤波电路104的另一个输入端相连，辅助开关管S_a的源极与变压器T_r的原边绕组的同名端相连，辅助开关管S_a的漏极与钳位电容C_clamp的一端相连，钳位电容C_clamp的另一端与原边主开关管S_a的漏极相连。

FPGA控制电路105分别采集当前时刻的零电压开关反激式微型光伏并网逆变器装置的输出电压和输入电压的瞬时值、当前时刻电网电压的电角度和电网电压过零信号，结合由MPPT算法得到的电流基准的峰值，按照公式

得到电流基准的数字信号，由FPGA控制电路105输出，并经数模转换后送给反激变换器，得到得电流基准波形如图2所示。电流基准与电网电压同步，从而确保并网电流能够与电网电压同相，省去了电流环，简化了控制。

对原边电流采集，如图1所示，采集到的信号作为比较器的正输入，FPGA控制电路105输出的电流基准信号作为比较器的负输入，两者进行比较后得到原边主开关管S_m的关断信号，如图2所示波形图。原边主开关管S_m的开通由以下两种情况决定：

(1)FPGA控制电路105对原边主开关管的S_m的开关周期进行计数，当其开关频率超过最大允许开关频率(阈值)后，反激变换器102进入定频电流断续导通模式，此时，反激变换器102的开关周期被限定在固定值，FPGA控制器105对原边主开关管S_m的开关周期进行计数，计数到指定的开关周期，原边主开关管S_m导通。

(2)原边主开关管S_m的开关频率低于最大允许开关频率(阈值)时，反激变换器102工作于变频电流临界连续导通模式，在辅助开关管S_a关断后，延时一段死区时间后，开通主开关管S_m。

反激变换器102这两种工作模式的切换点随光伏侧输入功率变化而变化，这由FPGA控制器105编程实现。

当反激变换器102工作于变频电流临界连续模式时，辅助开关管S_a开始工作，采样副边电流与零比较，当副边电流到零，FPGA控制器105的相应输入信号置“1”，FPGA控制器105接收到置“1”信号后，开通辅助开关管S_a，辅助开关管S_a的开通时间由FPGA内部计算得到，计数其开通时间T_au，关断辅助开关管S_a。辅助开关管S_a的开通时间T_au的计算公式如下

$T_{\mathrm{aux}}\≥\frac{\sqrt{L_k\·C_r}}{K_p}[\frac{N\·V_{\mathrm{PV}}}{V_g\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}+1]$

FPGA控制电路105采集电网电压过零点，给出工频极性转换电路103中四个开关管的工频驱动信号，对管驱动同相，上下管驱动反相。

反激变换器102工作于临界连续导通模式时，有源钳位电路开始工作用来抑制寄生参数引起的漏极电压尖峰、吸收并回馈漏感能量以及实现主开关管的零电压开关，从而提高系统的效率，同时电路的EMI特性也可以改善。具体工作过程如图3所示。

t₀时刻，主开关管S_m导通，辅助开关管S_a处于关断状态，原边电流上升，能量存储在变压器的励磁电感中。

t₁时刻，原边电流到达电流基准，主开关管S_m关断，此时，原边电流给谐振电容C_r充电，因为谐振电容很小，主开关管的漏源极电压线性增长。

t₂～t₃时间段，辅助开关管S_a的反并二极管导通，储存在漏感L_k中的能量，被钳位电容C_clamp吸收，抑制了漏极电压尖峰，改善了电路的EMI特性。当励磁电感L_m两端电压达到副边电压耦合到原边的电压V_gsin(ωt)/N时，副边整流二极管D_s导通。

t₃时刻，原边电流下降至零，变压器中存储的能量充分耦合到反激变换器的副边。

t₄时刻，反激变换器的副边电流下降至零，此时，开通辅助开关管，钳位电容电压对漏感进行反向励磁，而次级绕组正向偏置，副边整流二极管持续导通，钳位电容之前吸收的漏感能量耦合到副边。在该阶段，漏感电流和励磁电感电流均反向增长，为实现主开关管的零电压开通做好准备。

t₅时刻，关断辅助开关管，谐振电容C_r借助负的漏感电流放电，该阶段，漏感电流小于励磁电感电流，故副边整流二极管仍然处于导通状态。

t₆～t₇阶段，由于漏感很小，漏感电流上升至励磁电感电流，副边整流二极管关断，谐振电容通过漏感和励磁电感放电。

t₇时刻，漏源极电压下降至零，主开关管的反并二极管导通，在励磁电感电流变换极性之前开通主开关管即可实现主开关管的零电压开通。

Claims (7)

1.一种应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，所述有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置包括一个反激变换器和一个工频极性转换电路、控制器，所述控制器用于控制反激变换器和一个工频极性转换电路的工作，其特征在于：

所述反激变换器包括：

一个输入端口，接受光伏侧直流输入电压；

一个输出端口，输出正弦半波电流，其输出电压被电网电压钳位；

一个变压器，所述变压器的原边激磁电流采用峰值电流控制，其激磁电流峰值跟随所述电流基准，将变压器副边输出平均电流调制为正弦半波形状；

一个原边主开关管，所述原边主开关管与所述变压器的原边绕组串联，当所述原边主开关管导通时，所述变压器存储能量；当所述原边主开关管关断时，所述变压器存储的能量耦合到副边，通过所述工频极性转换电路释放给电网；

所述反激变换器中设有一个有源钳位电路，所述有源箝位电路包括一个辅助开关管，一个辅助二极管和一个钳位电容，所述辅助开关管与所述辅助二极管并联后再与所述钳位电容构成串联支路，将所述串联支路并联在反激变换器中的变压器原边绕组两端或者原边主开关管两端；

工频极性转换电路，由四个开关管构成的全桥逆变电路，通过极性转换的方法处理所述反激变换器输出的正弦半波电流，并将其并入电网，实现输出正弦并网电流。

2.根据权利要求1所述的应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，其特征在于：所述变压器的激磁电流在半个工频周期内工作于断续状态与临界连续状态相结合的方式，即所述反激变换器工作模式结合断续导通模式和临界连续导通模式。

3.根据权利要求1或2所述的应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，其特征在于：获取当前时刻的有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的输出电压和输入电压的瞬时值、当前时刻电网电压的电角度和电网电压过零信号，结合所述电流基准的峰值，从而得到所述电流基准，包括断续导通模式和临界连续导通模式的电流基准：

其中，I_o为电流基准的峰值；V_g为电网电压瞬时值，即零电压开关反激式微型光伏并网逆变器装置的输出电压的瞬时值；V_PV为光伏侧电压顺时值，即零电压开关反激式微型光伏并网逆变器装置的输入电压的瞬时值；θ为当前时刻的电角度，N为所述变压器的变比，f_D为断续导通模式下所述原边主开关管的开关频率。

4.根据权利要求2和3所述的应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，其特征在于：给定一个所述原边主开关管的开关频率阈值，当所述原边主开关管的开关频率高于阈值时，所述反激变换器进入断续导通模式，即所述变压器的激磁电流工作于断续状态，并采用所述断续导通模式的电流基准；当所述原边主开关管的开关频率低于阈值时，反激变换器进入临界连续导通模式，并采用所述断续导通模式的电流基准。

5.根据权利要求2所述的应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，其特征在于：

断续导通模式下，所述原边主开关管的开通由固定的开关周期决定，主开关管的关断由所述断续导通模式的电流基准决定；

临界连续导通模式下，所述原边主开关管的开通由所述辅助开关管的关断决定，即当辅助开关管关断后，经过一个死区时间后开通原边主开关管，所述原边主开关管的关断由所述临界导通模式下的电流基准决定。

6.根据权利要求2所述的应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，其特征在于：临界导通模式下，所述辅助开关管在反激变换器的副边电流到零后开通一段时间，该导通时间由以下公式计算：

$T_{\mathrm{aux}}\≥\frac{\sqrt{L_k\·C_r}}{K_p}[\frac{N\·V_{\mathrm{PV}}}{V_g\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}+1]$

其中，L_k为所述变压器的原边漏感，C_r为所述原边主开关管的漏源极寄生电容，K_p为所述变压器原边激磁电感与原边漏感之比；控制器获取所述反激变换器的副边电流到零时刻，给出所述辅助开关管的开通信号，同时计算并计数所述导通时间，计数到所述导通时间后给出所述辅助开关管的关断信号。

7.根据权利要求1所述的应用于有源箝位反激式微型光伏并网逆变器装置的控制方法，其特征在于：控制器获取电网电压过零点，给出所述工频极性转换电路中四个开关管的工频驱动信号；对管驱动同相，上下管驱动反相。

Images