DE4192400C2

DE4192400C2 - Demodulationsverfahren- und Vorrichtung

Info

Publication number: DE4192400C2
Application number: DE4192400A
Authority: DE
Inventors: Stephen V Cahill
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1990-09-28
Filing date: 1991-09-24
Publication date: 1995-06-14
Anticipated expiration: 2011-09-25
Also published as: GB2255867B; MX9101319A; GB9211281D0; BR9105906A; CA2071869C; GB2255867A; CA2071869A1; WO1992006542A1; DE4192400T; US5150384A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Kommunikationsempfänger und insbesondere auf einen Kommunikationsempfänger mit einem Demodulationsverfahren und einer Demodulationsvorrichtung mit einstellbarer Antwortzeit, die durch Trägersignalparameter bestimmt wird. Es wird Bezug genommen auf das US-Patent 5,083,304, das einen ähnlichen Gegenstand betrifft.

Ein Funkkommunikationssystem besteht zumindest aus einem Sender und einem Empfänger. Der Sender und der Empfänger sind durch einen Hochfrequenzkanal miteinander verbunden, um die Übertragung eines Informationssignals zwischen ihnen zu gestatten.

Typischerweise wird das Informationssignal einer elektromagnetischen Hochfrequenzwelle mittels eines Verfahrens, das als Modulation bezeichnet wird, aufgeprägt, um die Übertragung des Informationssignals zwischen dem Sender und dem Empfänger zu ermöglichen. Die elektromagnetische Hochfrequenzwelle wird als Trägerwelle mit einer bestimmten Frequenz bezeichnet und sobald die Trägerwelle durch das Informationssignal moduliert wurde, wird es als moduliertes Informationssignal bezeichnet. Das modulierte Informationssignal kann über den freien Raum übertragen werden, um dadurch die Information zwischen dem Sender und dem Empfänger zu übertragen.

Es sind verschiedene Modulationstechniken für das Modulieren des Informationssignals auf die elektromagnetische Welle entwickelt worden. Amplitudenmodulationen (AM), Frequenzmodulationen (FM), Phasenmodulationen (PM) und zusammengesetzte Modulationen (CM) stellen vier derartige Modulationstechniken dar. Frequenz- und Phasenmodulationstechniken sind allgemein als Winkelmodulationen bekannt.

Im allgemeinen wird ein amplitudenmoduliertes Signal durch Aufprägen (d. h. Modulieren) einer Information auf eine Trägerwelle gebildet, so daß das Informationssignal die Amplitude der Trägerwelle entsprechend dem Wert des Informationssignals verändert.

Ein winkelmoduliertes Signal wird durch Aufprägen eines Informationssignals auf eine Trägerwelle, in dem das Informationssignal die Phase (oder die zeitliche Ableitung der Phase, d. h. die Frequenz) der Trägerfrequenz entsprechend dem Wert des Informationssignals verändert, gebildet. Die Winkelmodulation bewirkt keine Amplitudenveränderung der Trägerwelle und die Information des modulierten Informationssignals ist in der Variation der Phase (oder der Frequenz) des Signals enthalten. Da sich die Amplitude eines winkelmodulierten Signals nicht ändert, wird ein winkelmoduliertes Signal als Signal mit konstanter Hüllkurve bezeichnet.

Ein zusammengesetztes moduliertes Signal wird durch Aufprägen (d. h. Modulieren) eines Informationssignals auf eine Trägerwelle gebildet, so daß das Informationssignal sowohl die Amplitude als auch die Phase der Trägerwelle verändert. Um das zusammengesetzte modulierte Signal zu bilden, wird herkömmlicherweise die Trägerwelle (oder die Trägerzwischenfrequenz, d. h. die IF-Quelle) in eine Sinus- und Kosinusträgerwelle getrennt. Getrennte Teile, die als In-Phase (oder I) und Quadratur- (oder Q) Komponenten des Informationssignals bezeichnet werden, werden auf den Kosinuswellenanteil und den Sinuswellenanteil der Trägerwelle aufgeprägt. Die Sinuswellen- und Cosinuswellenkomponenten werden dann wieder zusammengeführt und das resultierende Signal, welches das zusammengesetzte Signal ist, variiert sowohl in der Amplitude als auch zusätzlich in der Phase. Die zusammengesetzte Modulation ist vorteilhaft, da ein zusammengesetzt moduliertes Signal in der Lage ist, eine größere Menge von Informationen innerhalb eines Frequenzbandes zu übertragen als dies mit einem Signal, das mit den vorher genannten Modulationstechniken erzeugt wurde, möglich ist. In diesem Zusammenhang sei auf eine Diskussion in "Introduction to Communication Systems", 2. Auflage von Ferrel G. Stremmler, ISBN 0-201-07251-3 Seiten 590 bis 596 verwiesen.

Ein gewöhnlicher Typ der zusammengesetzten Modulation ist die Quadraturamplitudenmodulation (QAM). Bei diesem Modulationsverfahren, wie es gewöhnlich an binären Informationsquellen angewendet wird, wird der binäre Datenstrom in Bitpaare getrennt. Die individuellen Bits der Bitpaare werden vom unipolaren ins bipolare Format konvertiert, durch ein Paar von elektrischen Wellenfiltern geschickt und einem multiplizierten Paar, dessen andere Eingänge mit den Sinus- und Kosinuskomponenten des Träger- oder IF-Träger-Signals versorgt werden, zugeführt.

Ein besonderer Typ der QAM ist die π/4-shift DQPSK (differential quadrature phase shift keying), bei der der eingehende Datenstrom so kodiert wird, daß der zusammengesetzte modulierte Träger durch Inkremente von ± π/4 oder ± 3 π/4 entsprechend den eingehenden Bitpaaren verschoben wird. Dieses Modulationsverfahren, das herkömmlicherweise angewendet wird, wird in "Digital Communications" von John G. Proakis, 1. Auflage ISBN 0-07-050927-1, Seiten 171 bis 178 diskutiert.

Ein Empfänger, der ein moduliertes Informationssignal empfängt, wie es durch eine der oben beschriebenen Modulationstechniken gebildet wird, umfaßt einen Schaltkreis, um das auf die Trägerwelle modulierte Informationssignal zu detektieren oder in anderer Weise wiederzugewinnen. Dieses Verfahren wird als Demodulation bezeichnet. Da viele verschiedene modulierte Informationssignale gleichzeitig durch eine Vielzahl von Sendern auf einer Vielzahl unterschiedlicher Frequenzen übertragen werden, beinhaltet ein Empfänger einen Tuningschaltkreis, um lediglich die von dem Empfänger empfangenen Signale zu demodulieren, die gewisse gewünschte Frequenzen aufweisen. Der weite Frequenzbereich, in dem modulierte Informationssignale übertragen werden können, wird als elektromagnetisches Frequenzspektrum bezeichnet. Festlegung der Funkfrequenzkommunikationen auf gewisse Frequenzbereiche des elektromagnetischen Frequenzspektrums minimieren Interferenzen zwischen gleichzeitig übertragenen Signalen.

Beispielsweise sind Abschnitte des 100 MHz Bandes des elektromagnetischen Frequenzspektrums (welches sich zwischen 800 MHz und 900 MHz erstreckt) der Funktelefonkommunikation, wie sie beispielsweise bei einem Zellularkommunikationssystem verwendet wird, zugewiesen.

Bestehende Funktelefone beinhalten Schaltkreise, die sowohl zum Erzeugen als auch zum Empfangen von modulierten Hochfrequenz-Informationssignalen verwendet werden.

Ein zellulares Kommunikationssystem wird durch Positionieren mehrerer Basisstationen an ausgewählten Orten eines geographischen Gebiets geschaffen. Jede der Basisstationen ist ausgelegt, um modulierte Informationssignale gleichzeitig empfangen und übertragen zu können, um dadurch eine zwei-Wege Kommunikation zu erreichen. Jede der Basisstationen weist Einrichtungen zum Kommunizieren mit einem oder mehreren Umschaltämtern, durch welche der Anschluß auf das herkömmliche Telefonnetz bewirkt wird, auf.

Die Basisstationen sind derart verteilt, daß sich ein Funktelefon an jedem Ort des geographischen Bereichs innerhalb des Empfangsbereichs von zumindest einer der Basisstationsempfänger befindet. Der geographische Bereich ist in Abschnitte eingeteilt, und in jedem Abschnitt befindet sich eine Basisstation. Jeder Abschnitt des geographischen Bereiches, der so definiert wird, wird als "Zelle" bezeichnet.

Obwohl mehrere modulierte Informationssignale gleichzeitig auf unterschiedlichen Übertragungsfrequenzen übertragen werden können, besetzt jedes modulierte Informationssignal während seiner Übertragung einen endlichen Teil des Frequenzbereiches. Ein deutliches Überlappen von gleichzeitig übertragenen modulierten Informationssignalen auf der gleichen Frequenz und im selben geographischen Gebiet kann nicht gestattet werden, da die Interferenzen zwischen den überlappenden Signalen bei gleicher Frequenz die Detektion jedes der übertragenen modulierten Informationssignale im Empfänger verhindern könnte. Frequenzwiederverwendung ist zugelassen, wenn ein genügend großer geographischer Abstand zwischen den Basisbereichen, die die gleiche Frequenz benutzen, besteht, da die Signale mit wachsendem Abstand geschwächt werden.

Um das Überlappen zu verhindern, ist das in den USA für die Funktelefonkommunikation zur Verfügung stehende Frequenzband in Kanäle eingeteilt, wobei jeder Kanal eine 30 KHz Bandbreite aufweist. Ein erster Teil, der sich zwischen 824 und 849 MHz des Frequenzbandes erstreckt, ist für die Übertragung modulierter Informationssignale von einem Funktelefon zu einer Basisstation vorgesehen. Ein zweiter Abschnitt, der sich zwischen 869 MHz und 894 MHz des Frequenzbandes erstreckt, ist für die Übertragung von modulierten Informationssignalen von einer Basisstation zu einem Funktelefon vorgesehen. Zunehmende Benutzung zellularer Kommunikationssysteme hat in vielen Fällen zu voller Auslastung jedes der verfügbaren Übertragungskanäle des Frequenzbandes, wie es für die zellulare Funktelefonkommunikation zur Verfügung steht, geführt. Andere Frequenzbänder des elektromagnetischen Frequenzspektrums sind häufig ebenfalls vollkommen ausgelastet.

Es wurden verschiedene Versuche unternommen, das der Funktelefonkommunikation zugeordnete Frequenzband effektiver zu nutzen, um dadurch die Informationsübertragungskapazität des zellularen Funktelefonkommunikationssystems zu erhöhen. Ähnliche Versuche wurden unternommen, um andere Frequenzbänder des elektromagnetischen Frequenzspektrums effektiver zu nutzen.

Herkömmlicherweise ist die Winkelmodulation die bei Funktelefonkommunikationssystemen benützte Modulationstechnik zum Bilden des modulierten Informationssignals. Wie oben erwähnt, wird bei einem winkelmodulierten Signal ein Informationssignal auf eine Trägerwelle aufgeprägt, um dadurch die Frequenz (FM) oder die Phase (PM) der Trägerwelle entsprechend dem Wert des Informationssignals zu verändern. Jedoch benutzen herkömmliche Winkelmodulationstechniken die spektralen Ressourcen ineffektiv.

Zusätzlich zu der erwähnten Ineffizienz der Modulation mit konstanter Hüllkurve wird das Sprachsignal, welches übertragen werden soll, und welches in hohem Maße redundante Informationen enthält, auf den Träger moduliert, ohne die Redundanz entscheidend zu entfernen. Die gesamte Bandbreite, die zur Übertragung der Information für ein gegebenes Modulationsverfahren benötigt wird, ist direkt proportional zu der Informationsmenge, die übertragen werden soll.

Daher kann das Spektrum effizienter genutzt werden, wenn eine zusammengesetzte Modulation (composite modulation) verwendet wird. Zusätzlich wurden Techniken entwickelt, um die in dem Sprachsignal bestehende Redundanz zu entfernen. Das Ergebnis eines derartigen Verfahrens ist ein diskret kodierter Datenstrom, dessen Informationsgehalt gering genug ist, daß er in Bursts, die den gleichen Spektralabschnitt, wie er für die kontinuierliche Übertragung des originalen Sprachsignals benötigt wird, benutzen, übertragen werden kann. Dies erlaubt die Übertragung von mehr als einem Signal auf der gleichen Frequenz, in dem das sequentielle Time-Sharing eines einzelnen Kanals von mehreren Funktelefonen benutzt wird. Diese Technik wird als TDMA (time-division multiple access)-Technik bezeichnet. Um TDMA anwenden zu können, wird das Informationssignal (wie beispielsweise das Sprachsignal), welches übertragen werden soll, zuerst mittels eines Redundanzverringerungs-Schemas kodiert. Nachdem das Informationssignal in die kodierte Form kodiert wurde, wird es auf eine Trägerwelle moduliert und in sequentiellen unterbrochenen Zeitsegmenten übertragen. Andere Informationssignale können von anderen Sendern ähnlich kodiert, moduliert und durch unterbrochene Bursts auf der gleichen Frequenz übertragen werden. Somit kann eine größere Anzahl von Informationssignalen innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes übertragen werden. Wenn die Informationssignale von Benutzern von Funktelefonen, die einen Teil eines zellularen Kommunikationssystems bilden, erzeugt werden, kann, wenn eine solche TDMA-Technik verwendet wird, eine größere Anzahl von Funktelefonen innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes betrieben werden.

Ein Empfänger, der dazu ausgelegt ist, ein TDMA-Signal wie das TDMA zusammengesetzt modulierte Signal zu empfangen, rekonstruiert das originale Informationssignal durch Dekodieren des in einem der sequentiellen Zeitsegmente an den Empfänger übertragenen TDMA-Signals.

Ein Empfänger, der ausgelegt ist, um ein zusammengesetzt moduliertes TDMA-Signal zu empfangen, kann ebenfalls einen Schaltkreis zur Kanalanpassung in dem Empfänger erfordern. Der Entzerrerschaltkreis dient zum Korrigieren von Zeitproblemen, die sich durch Reflexionen von Signalen, die an den Empfänger übertragen werden und den Empfänger zu unterschiedlichen Zeiten erreichen, ergeben. Da das von dem Empfänger empfangene Signal tatsächlich eine Vektorsumme aller Signale, die auf einer bestimmten Frequenz empfangen werden, darstellt, kann das vom Empfänger empfangene Signal tatsächlich reflexionsbedingt aus Signalen, die zu unterschiedlichen Zeiten beim Empfang ankommen, bestehen. Das von dem Empfänger tatsächlich empfangene Signal stellt daher die Summe aller Signale, die an den Empfänger über verschiedene Pfade übertragen wurden, dar. Die Pfadlängen können variieren und daher kann das Signal, das tatsächlich von dem Empfänger empfangen wird, variieren, beruhend auf den Positionsveränderungen des Empfängers. Ein Entzerrerschaltkreis wird häufig durch einen Prozessor mit einem geeigneten Softwareablauf gebildet. Um einen optimalen Betrieb des Entzerrerschaltkreises zu gestatten, sollte der Empfänger linear ausgelegt sein (d. h. die demodulierten Signale sollten genau die originalen I und Q Anteile, wie sie auf dem Träger moduliert wurden, repräsentieren).

Die Anzahl, die Phase und die Intensität von Signalen, wie sie von einem Empfänger in einer Mehrphasen-Umgebung tatsächlich empfangen werden, können sich über die Zeit auf Grund einer Positionsänderung des Empfängers oder auf Grund einer Positionsänderung der Objekte, an denen das Übertragungssignal reflektiert wird, verändern. Das führt dazu, daß sich die Phase und der Signalpegel des empfangenen Signals mit der Zeit ändert. Diese Varianz wird als "fading" des Signals bezeichnet. Die resultierende Signalstärke und die Änderungsrate der Signalstärke am Empfänger wird vorherrschend durch die Geschwindigkeit, mit der sich der Empfänger durch seine Umgebung bewegt, und durch die Frequenz des benutzten Kanals bestimmt. Beispielsweise wird sich in einem Zellularfrequenzband, bei dem sich das Zellularfunktelefon in einem mit 60 Meilen pro Stunde bewegten Fahrzeug befindet, die Signalstärke des empfangenen Signals während eines Zeitraumes von 5 ms um etwa 20 dB verändern.

Wenn sich zwei empfangene Signale mit der gleichen Phase um 180° in der Phase unterscheiden, können sie sich auslöschen. Die Intensität des empfangenen Signals erreicht Stärke 0 und die Änderungsrate der empfangenen Signalintensität über die Zeit ist hoch. Da die empfangene Signalintensität gering ist, kann die modulierte Information durch das im Kanal auftretende Rauschen gestört werden. Ein durch Rauschen gestörtes Signal kann den Zustand der demodulierten Information verändern und führt damit zu einer falschen empfangenen Information.

Wenn ein Phasen-moduliertes Signal empfangen wird, sollte ein Verstärkungssteuerschaltkreis ausgelegt sein, um Variationen in dem empfangenen Signal auf Grund von Fading schnell und kontinuierlich nachzuführen. Zusätzlich mißt ein Funktelefon, das TDMA-phasenmodulierte Signale für die Übertragung eines Informationssignals in einem zellularen Kommunikationssystem benützt und die Erfordernisse des Standards in den USA für digitale Zellularsysteme erfüllt, zwischenzeitlich die Signalstärken der Sender, die sich in einer oder mehreren Zellen befinden. Dieses Verfahren des Testens der Signalstärken wird als MAHO (mobil-assisted hand-off) bezeichnet. Der MAHO-Test erfordert außerdem einen Verstärkungssteuerschaltkreis, der das schnelle und kontinuierliche Nachfahren eines Signals gestattet.

Optimale Empfängereigenschaft für zusammengesetzte Modulation kann erreicht werden, wenn der Empfänger eine Einrichtung zum Erzeugen einer Schätzung der Trägerphase des empfangenen Signals aufweist. Empfänger, die eine derartige Schätzung erzeugen, sind als Kohärenzempfänger bekannt. Das Verfahren zum Erzeugen der geschätzten Phase ist als Trägerrückgewinnung (carrier recovery) bekannt. Es sind mehrere Verfahren der Trägerrückgewinnung bekannt.

Ein derartiges Verfahren, das sich zur Trägerrückgewinnung zum Empfang eines Signals unter Fading-Bedingungen in einem TDMA-System mit π/4 DQPSK-Modulation eignet, ist das DFPLL (decision feedback phase lock loop)-Verfahren. Das DFPLL-Verfahren stellt den Phasenfehler des empfangenen Signals in bezug auf ein ideal empfangenes Signal fest. Das Phasenfehlersignal ist über ein Schleifen-Filter gekoppelt, um Rauschen zu entfernen. Der Phasenfehler wird mit einem reduzierten Geräuschpegel an einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, voltage controlled oscillator) gekoppelt. Die Phase des VCO wird aufgrund des Phasenfehlereingangs eingestellt. Die korrigierte Phase, wie sie von dem VCO ausgegeben wird, wird mit den Quadraturkomponenten des empfangenen Signals multipliziert, um die Phase des empfangenen Signals zu korrigieren.

Ein anderes Verfahren, wie es zur Trägerrückgewinnung in dem oben bezeichneten System eingesetzt werden kann, stellt das Anheben der empfangenen Signalkomponenten in die 4. Potenz, wobei ein deutlicher Teil der Modulation entfernt wird, das Tiefpaßfiltern des resultierenden Signals und das Zuführen des tiefpaßgefilterten Ausgangssignals an einen Phasenkorrektureingang der Differenzphasenquelle dar. Dies kann verallgemeinert werden, so daß eine mit M-ter Potenz arbeitende Trägerrückgewinnungsvorrichtung für M-äre Signalisierung erhalten wird.

Ein anderes Verfahren zur Trägerrückgewinnung wird als "generalized-Costas loop" bezeichnet. Dieses Verfahren erfordert das Multiplizieren des empfangenen Signals mit M-Phasen-verschobenen Referenzsignalen. Dabei ist M = 8 für π/4 DQPSK-Signalisierung. Das Referenzphasensignal wird in 8 Komponenten, die um 0, π/8, π/4, 3π/8, π/2, 5π/8, 3π/4 und 7π/8 verschoben sind, getrennt. Diese Komponenten multiplizieren das empfangene Signal; die erzeugten Produkte werden tiefpaßgefiltert, und die Filterausgänge dann multipliziert, um ein phasenkorrigiertes Signal zu erzeugen, das einem Phasenkorrektureingang der Referenzphasenquelle zugeführt wird.

Diese herkömmlicherweise eingesetzten Verfahren sind in Digital Communications von John G. Proakis, 1. Auflage ISBN 0-07-050927-1, Seiten 193 bis 199 diskutiert.

In einem Artikel der Zeitschrift Radio, Fernsehen, Elektronik, 1971, Heft 13, Seiten 434 bis 435 wird der Einsatz einer PLL als rauschgünstiger Demodulator beschrieben. Das Acquisitions verhalten der PLL, d. h. der Übergang vom ungelockten in den gelockten Zustand, kann durch eine Reihe von Maßnahmen verbes sert werden. So kann zum Beispiel ein Hilfs-Demodulator ver wendet werden, der eine Information darüber abgibt, ob die Schleife gelockt ist oder nicht. Die Filterbandbreite des Schleifenfilters der PLL kann durch diesen Hilfs-Demodulator in der Weise umgeschaltet werden, daß für die Acquisition eine größere Filterbandbreite eingeschaltet ist als im gelock ten Zustand. Weiterhin wird in diesem Artikel vorgeschlagen, zur Verbesserung des Acquisitionsverhaltens nichtlineare Fil ter zweiter oder höherer Ordnung zu verwenden. Die Filterband breite kann zum Beispiel durch Varicaps oder elektronisch ver änderbare Widerstände verändert werden.

Aus der EP 0 062 872 B1 ist ein HF-Empfänger bekannt, der einen geregelten Vorverstärker aufweist. Zur Trägerrückgewin nung wird eine Costas-Loop Struktur benutzt. Die beschriebenen Empfänger lassen sich in einen HF-Teil und in einen davon ge trennten NF-Teil zerlegen. Der HF-Teil enthält in Analogtech nik realisierte Bauteile, wie zum Beispiel den Vorverstärker, den Mischer, den spannungsgesteuerten Oszillator und den Pha senschieber. Der digital realisierte NF-Teil enthält u. a. das Schleifenfilter, den Ausgangstiefpaß und die Verstärkungsrege lung. Die Eigenschaften des digitalen NF-Teils (Filterung, Steuerung) sind programmierbar.

Bei allen diesen Systemen ist die Antwortzeit des Trägerrückgewinnungsverfahrens durch das Filtern (oder Ausmitteln), wie es bei der Erzeugung des Phasenkorrektursignals angewandt wird, bestimmt. Bisher waren derartige Verfahren für Systeme geeignet, und üblicherweise bei diesen eingesetzt, bei denen praktisch keine Mehrpfadeffekte auftreten, wie etwa bei Satellitenkommunikationsverbindungen oder festen terrestischen Punkt-zu-Punkt-Verbindungen. Wegen der oben genannten Fading-Effekte ist es unerwünscht, die Trägerrückgewinnung mittels Verfahren, die sich nicht an aufgrund von Fading-Effekten bedingte Änderungen des empfangenen Signals anpassen, durchzuführen. Wenn Fading auftritt, wird das Signal zu einem gewissen Grade durch Rauschenergie verändert. Dadurch tritt eine Veränderung der geschätzten Phase des empfangenen Signals auf.

Wegen der neuen Anwendung des TDMA-Verfahrens für die Übertragung von Informationen in Bursts, ist es unerwünscht, wenn das Timing dieser Bursts nicht für das Festlegen der Einstellung von zumindest der für die Trägerrückgewinnung vorhandenen Elemente des Empfängers verwendet wird.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Demodulationsschaltkreis und ein entsprechendes Verfahren anzugeben, mit denen die Güte des Empfangssignals verbessert wird.

Ein Demodulationsschaltkreis demoduliert ein Eingangssignal, das eine sich ändernde Amplitude und Phase hat. Der Demodula tionsschaltkreis enthält eine Phasen-Nachführeinrichtung, die eine vorbestimmte Antwortzeit hat zum Nachführen der Phase des Eingangssignals. Der Demodulationsschaltkreis ermittelt eine Änderungsrate der Amplitude des Eingangssignals und ändert die vorbestimmte Antwortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung in Ab hängigkeit von der ermittelten Änderungsrate der Amplitude des Eingangssignals.

Wenn das Eingangssignal eine aufeinanderfolgende Reihe von Daten-Bursts enthält, ermittelt der Demodulationsschaltkreis die zeitliche Lage der Daten-Bursts und ändert die vorbe stimmte Antwortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung in Abhän gigkeit von der ermittelten zeitlichen Lage der Daten-Bursts.

Anhand von in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen wird die vorliegende Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Senders und eines Empfängers, wie sie bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden können,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Signalsprozessors, wie er bei der vorliegenden Erfindung Verwendung finden kann,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Energieschätzers, wie er bei der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann,

Fig. 4 ein Kanalzustandsdiagramm für eine TDMA-Ereignissequenz, wie sie bei der vorliegenden Erfindung vorliegen kann.

Detaillierte Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform

Das erfindungsgemäße System ist in dem Blockschaltbild der Fig. 1 gezeigt. Die Figur zeigt einen Sender 101 und einen Empfänger 103. Der Empfänger 103 umfaßt eine Trägerrückgewinnungsvorrichtung für π/4-shift DQPSK-Modulation. Der-Empfänger 103 umfaßt einen Signalprozessor 141, einen Informationsdecoder 143 und ein Vorfilter mit einstellbarer Verstärkung 105. Alle weiteren Elemente in dem Empfänger weisen gemeinsam einen Entscheidungsrückkopplungs-PLL (phase lock loop) auf. Der Entscheidungsrückkopplungs-PLL (DFPLL) erzeugt am Ausgang des Summationsblocks 121 einen Phasenfehlerausdruck, der die Phase der lokalen Schätzung der empfangenen Phase, wie sie durch den spannungsgesteuerten Oszillator 109 erzeugt wird, korrigiert. Der Signalprozessor 141 verwendet die Quadraturkomponentensignale I′(t) und Q′(t) und das Synchronisationssignal 144, um ein Steuersignal 142 für das Vorfilter mit einstellbarer Verstärkung 105 und ein synchrones TDMA-Timing-Referenzsignal 140 für die Frequenzantwort des Loop-Filters 123 zu erzeugen. Das Steuersignal 142 für das Vorfilter mit einstellbarer Verstärkung 105 wird entsprechend dem Energiepegel des empfangenen Signals 102 eingestellt. Das Steuersignal 140 für die Frequenzantwort des Loop-Filters 123 basiert auf Parametern des empfangenen Signals. Diese Parameter umfassen: den Energiepegel, die Änderungsrate des Energiepegels und die getaktete TDMA-Ereignissequenz des empfangenen Signals 102. Das Steuersignal 140 des Loop-Filters 123 stellt die Antwortzeit für den DFPLL ein. Eine einstellbare Antwortzeit kann die Qualität des empfangenen Informationssignals 102 verbessern.

Die Antwortzeit bei einem herkömmlichen DFPLL ist während Fading-Bedingungen nicht einstellbar. Eine einstellbare Antwortzeit ist während Fading-Bedingungen erwünscht. Wenn das empfangene Signal einem Fading unterliegt, wird der Energiepegel des Signals schwächer und kommt damit in den Bereich des Rauschens. Unter dieser Bedingung ist es erwünscht, die Loop-Antwortzeit (Schleifenantwortzeit) durch Engermachen des Schleifenbandpaßfilters zu verlangsamen. Das engere Schleifenbandpaßfilter erhöht das Signal-/Rauschverhältnis des empfangenen Signals. Die langsamere Loop-Antwortzeit ermöglicht es die Phasenfehlerschätzung des letzten gut empfangenen Signals solange wie möglich beizubehalten, bevor das nächste Signal empfangen wird. Entsprechend wird, wenn das empfangene Signal keinem Fading mehr unterliegt, der Energiepegel des Signals stärker gemacht, so daß es über das Rauschen angehoben wird. Unter dieser Bedingung ist es wünschenswert, die Schleifenantwortzeit schneller zu machen, indem das Schleifenbandpaßfilter aufgeweitet wird. Die schnellere Schleifenantwortzeit ermöglicht es, den geschätzten Phasenfehler (Phasenfehlerschätzung) des nächsten gut empfangenen Signals so schnell wie möglich anzunehmen.

Die Antwortzeit des DFPLL-Phasenfehlerkorrektursystems ist von dem Timing der getakteten TDMA-Ereignissequenz abhängig. Während der TDMA-Ereignissequenz gibt es Zeiten, zu denen es wünschenswert ist, eine schnelle Schleifenantwortzeit zu haben, wie etwa im Falle, wenn ein empfangenes Signal das erste Mal aufgegriffen wird. Es gibt andere Zeiten während der TDMA-Ereignissequenz, in denen es wünschenswert ist, eine langsame Schleifenantwortzeit zu haben, wie etwa wenn ein empfangenes Signal einem Fading unterworfen ist.

Ein TDMA-Sender 101 überträgt ein digitales Informationssignal, das auf die oben beschriebenen I(t)- und Q(t)- Quadraturkomponentensignale moduliert ist. Dieses Informationssignal wird an den Empfänger 103, welcher das Informationssignal empfängt und demoduliert, gesendet. Wie oben erwähnt, kann das Informationssignal zufälligen Phasenverzögerungen und Mehrpfad-Fading unterliegen, wodurch die Qualität des Informationssignals verschlechtert wird.

Der Phasenfehler in dem empfangenen Informationssignal 102 wird mit I_e(t) und Q_e(t) bezeichnet. Im Empfänger 103 wird das Informationssignal 102 an das Vorfilter mit einstellbarer Verstärkung 105 gekoppelt, welches Variationen des eingehenden Signalenergiepegels reduziert, wie dies im US-Patent 5,083,304 diskutiert wird. Das Ausgangssignal des Vorfilters mit einstellbarer Verstärkung 105 wird anschließend in die Quadratursignalkomponenten I(t) und Q(t) aufgeteilt. Die Quadratursignalkomponente Q(t) wird erzeugt, indem das verstärkte Signal einem herkömmlichen Mischer 107 zugeführt wird, wo ein Lokal- Oszillatorsignal, das von einem VCO 109 erzeugt wurde, von einem festen 90° Phasenschieber 111 verschoben wird, um das Q(t)-Signal zu erzeugen. Das I(t)-Signal wird vom Mischer 113 erzeugt und das ausgegebene Lokal- Oszillatorsignal vom VCO 109. Die Quadratursignalkomponenten I(t) und Q(t) sind nun mit dem übertragenen Signal phasenkohärent.

Die Quadratursignalkomponente Q(t) wird von dem Anpassungsfilter 131 gefiltert und anschließend an den Analogdigitalwandler 132 gekoppelt. Das digitalisierte Signal Q(t) wird in 2 Pfade gesplittet. Ein Pfad wird in dem Mischer 117 mit einem geschätzten Phasensignal, wie es von dem Sinusdeterminator 119 verarbeitet wird, gemischt. Der andere Pfad wird durch einen herkömmlichen Abtaster 133 abgetastet, bevor er einem ersten Eingang des Phasenschätzers 135, einem ersten Eingang des Signalprozessors 141 und einem ersten Eingang eines Informationsdecoders 143 zugeführt wird.

In gleicher Weise wird die In-Phase-Signalkomponente I(t) vom Anpaßfilter 137 gefiltert und anschließend an den Analog/Digitalwandler 138 gekoppelt. Das digitalisierte Signal I(t) wird in zwei Pfade gesplittet. Ein Pfad wird in dem Mischer 127 mit einem geschätzten Phasensignal, wie es von dem Kosinusdeterminator 129 verarbeitet wird, gemischt. Der andere Pfad wird durch einen herkömmlichen Abtaster 139 abgetastet, bevor er einem zweiten Eingang des Phasenschätzers 135, einem zweiten Eingang des Signalprozessors 141 und einem zweiten Eingang eines Informationsdecoders 143 zugeführt wird.

Die resultierenden gemischten Signale von den Mischern 117 und 127 werden an einen herkömmlichen Summierer 121 gekoppelt. Das Ausgangsphasenfehlersignal des Summierers 121 wird an einen Digital/Analogwandler 124 über das Schleifenfilter 123 gekoppelt. Das analoge Phasenfehlersignal wird dem VCO zugeführt. Der VCO erzeugt ein Lokal-Oszillatorsignal, welches dem Mischer 113 zugeführt wird und seriell zuerst dem 90°-Phasenschieber 111 und dann dem Mischer 107 zugeführt wird.

Die Ausdrücke werden für die Quadratursignal Q(t)-Seite des DFPLL beschrieben. Das geschätzte Phasenfehlersignal des Summierers 121 wird von einem Komparator, der die empfangene Trägersignalphase (erster Eingang des Mischers 107) mit einer Referenzsignalphase (zweiter Eingang des Mischers 107), die von einer Referenzsignalquelle erzeugt wurde, vergleicht, erzeugt. Der Komparator umfaßt: einen Mischer 107, ein Anpaßfilter 131, einen A/D Wandler 132, einen Abtaster 133, einen Mischer 117, einen Summierer 121, Sinus- und Kosinusdeterminatoren 119 und 129, einen Mischer 127 und einen Phasenschätzer 135. Die Referenzsignalquelle umfaßt: einen spannungsgesteuerten Oszillator 109, einen D/A Wandler 124 und einen 90° Phasenschieber 111. Analoge Ausdrücke können ebenfalls für die In-Phase-Signal-I(t)-Seite des DFPLL angegeben werden.

Der Signalprozessor 141 empfängt die Eingänge I′(t), Q′(t) und den Informationsdecoderausgang 144. Der Signalprozessor 141 erzeugt zwei Ausgänge. Der erste Ausgang ist ein Steuersignal 142 für das Vorfilter mit einstellbarer Verstärkung 105. Der zweite Ausgang ist ein Steuersignal für die Frequenzantwort des Schleifenfilters 123.

Der Informationsdecoder 143 empfängt Eingänge I′(t) und Q′(t) und erzeugt Ausgänge für den Signalprozessor 141 und den Lautsprecher 145. Der Informationsdecoder repräsentiert Elemente des Empfängers, die in Fig. 1 nicht gezeigt sind. Der erste Ausgang 144 zum Signalprozessor 141 stellt Information über die Position des empfangenen Signals 102 in der TDMA Ereignissequenz zur Verfügung. Der zweite Ausgang ist ein Analogausgang, der mit einem herkömmlichen Lautsprecher 145 gekoppelt sein kann.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des Signalprozessors 141. Die digitalisierten abgetasteten Signale I′(t) und Q′(t) werden an den Energieschätzer 205 gekoppelt. Eine zellulare Funktelefon-Sende/Empfangseinrichtung in Übereinstimmung mit IS-54 muß eine Schätzung des Energiepegels des empfangenen Signals vornehmen und diese gemäß Sektion 2.4.5.4.1.2.1. verarbeiten. Weitere Details bezüglich der Funktion des Energieschätzers 205 werden in Zusammenhang mit Fig. 3 diskutiert.

Der Ausgang des Energieschätzers 205 ist mittels des Steuersignals 142, mit dem Energiepegeldetektor 207 und dem Detektor für die Energiepegeländerungsrate 209 verbunden. Der Ausgang 142 vom Energieschätzer 205 zum Vorfilter mit einstellbarer Verstärkung 105 ist ein Rückkopplungspfad, der die Variationen des empfangenen Eingangssignals reduziert.

Eine Software-Verarbeitung im Signalprozessor bestimmt den Energiepegel des empfangenen Informationssignals. Der Energiepegeldeterminator 207 kann mit folgender Gleichung beschrieben werden:

E(x) = 1/(10^Vctl)

wobei Vctl das Rückkopplungssignal 142, das ebenfalls zum Einstellen der Eingangsverstärkung zur Reduzierung der Eingangssignalschwankungen verwendet wird, ist.

Der Ausgang des Energiepegeldeterminators ist mit einem Begrenzer 211 gekoppelt. Der Begrenzer 211 erzeugt einen Schwellwert für hohe Pegel des empfangenen Informationssignals. Der Begrenzer 211 läßt gemessene Energiepegel nur bis zu einem maximalen vorbestimmten Wert zu. Der Ausgang des Begrenzers 211 ist mit einem Produktkombinierer 213 (product combiner) gekoppelt.

Der Ausgang des Energieschätzers 205 ist ebenfalls mit dem Determinator für die Änderungsrate des Energiepegels 209 gekoppelt. Der Determinator für die Änderungsrate des Energiepegels beschreibt, wie sich der Energiepegel des empfangenen Informationssignals mit der Zeit ändert. In einer bevorzugten Ausführungsform kann die Änderungsrate des Energiepegels wie folgt angegeben werden:

dE(x)/dt = d(1/10^Vctl)/dt + K

Der Ausgang des Determinators für die Änderungsrate des Energiepegels 209 ist mit dem Begrenzer 215 gekoppelt. Der Begrenzer 215 erzeugt einen tiefen Schwellwert für die Messung der Änderungsrate des Energiepegels. Der tiefe Schwellwert wird auf einen vorgegebenen Wert eingestellt, um die Berechnung einer Änderungsrate eines Energiepegels im Nullbereich zu verhindern. Der Ausgang des Begrenzers 215 ist mit dem Produktkombinierer 213 gekoppelt.

Der Eingang 144 des Informationsdecoders 143, der mit dem TDMA-Zeittakt 219 gekoppelt ist, stellt Information über das empfangene Signal in der TDMA-Sequenz zur Verfügung. Der Ausgang des TDMA-Zeittakts 219 ist mit einem "look-up table" 221 verbunden. Der "look-up table" 221 beinhaltet eine Anzahl von vorgegebenen Werten, basierend auf dem Design des Empfängers und dem Ort innerhalb der TDMA-Ereignissequenz. Der Ausgang des "look-up tables" 221 ist mit dem Produktkombinierer 213 gekoppelt.

Der Produktkombinierer 213 weist an seinen Eingängen den von einem hohen Schwellwert-Begrenzer 211 verarbeiteten Ausgang des Energiepegels des Determinators 207, die Änderungsrate des Energiepegels des Determinators 209, die von einem tiefen Schwellwertbegrenzer 215 verarbeitet wurde, und einen vorgegebenen Wert von dem "look-up table" 221, der auf der getakteten TDMA-Ereignissequenz basiert, auf. Der Produktkombinierer 213 weist eine Softwareverarbeitung auf, die die drei Eingänge multipliziert, um einen Ausgang zu erhalten. Der Ausgang des Produktkombinierers kann durch folgende Gleichung beschrieben werden:

(1/10^Vctl × (d(1/10^Vctl)/dt + K) × (Wert von dem look-up table)

Der Ausgang des Produktkombinierers 213 ist mit dem Schleifenfilter 123 verbunden.

In einer bevorzugten Ausführungsform wird die Antwortzeit der Trägerrückgewinnungsvorrichtung mit einem variablen Bandpaßfilter eingestellt. Das Einstellen der Antwortzeit kann auch durch Veränderung der Verstärkung des Phasenfehlersignals, das mit einem festen Bandpaßfilter gekoppelt ist, oder durch Ausmitteln des Phasenfehlersignals über eine einstellbare Zeitperiode erreicht werden.

In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Signalprozessor 141 als digitaler Signalprozessor (DSP) implementiert, wobei ein DSP 56001, wie er von Motorola Inc. erhältlich ist, verwendet wird, der eine Serie von vorprogrammierten Schritten ausführt, um den Energiepegel des empfangenen Informationssignals, die Änderungsrate des Energiepegels des empfangenen Informationssignals und die Position innerhalb der TDMA-Ereignissequenz zu bestimmen. Der DSP kombiniert diese Parameter, um einen Ausgang zu erreichen, der die Entscheidungsrückkopplungs-PLL-Frequenzantwortzeit des Schleifenfilters 225 steuert. Der DSP erzeugt auch einen Ausgang, um das Vorfilter mit einstellbarer Verstärkung 105 zu steuern.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild des Energieschätzers 205. Die empfangenen Quadraturkomponentensignale I′(t) und Q′(t) sind mit einem Ausmittler 301 gekoppelt, der ein gemitteltes Energiesignal anhand der Addition von abgetasteten Paaren der quadrierten Amplituden von I′(t) und Q′(t) berechnet. Der ausgemittelte Ausgang wird mit dem Rückkopplungsgewinn-Einstellschaltkreis 303 gekoppelt, der den Wert, mit dem I′²(t) und Q′²(t) normalisiert werden, einstellt. Der Logarithmus (mit Basis 10) wird üblicherweise verwendet (in 305), um das Signal mit einer logarithmischen Charakteristik zu erzeugen, um die exponentielle Steuerfunktionscharakteristik des Vorverstärkers mit einstellbarer Verstärkung 105 anzupassen. Der Ausgang des log₁₀ (x)-Rechners 305 ist mit einem Spannungssteuersensitivitätsschätzer 307 und einem Mischer 309 gekoppelt. Der Ausgang des Mischers 309, der ein Steuersignal darstellt, das für die Änderungsrate des Gewinns gegenüber der Steuerspannung des Vorfilters mit einstellbarer Verstärkung 105 korrigiert ist, ist mit einer Verzögerungs- und Vergleichsfunktion 311 gekoppelt. Der Ausgang der Verzögerungs- und Vergleichsfunktion 311 ist mit dem Steuerspannungssensitivitätsschätzer 307 gekoppelt, um Fehler in der Schätzung der Änderungsrate des Energiepegels des Vorverstärkers mit einstellbarer Verstärkung 105 zu korrigieren, und es wird außerdem an die anderen Funktionen des Empfängers ausgegeben.

Der Ausgang des Energieschätzers 205 wird dem Vorverstärker mit einstellbarer Verstärkung 105 als automatisches Verstärkungssteuerungs- (automatic gain control AGC) Signal zur Verfügung gestellt. Der Spannungssteuersensitivitätsschätzer 307 und der Energieschätzer 205 sind im weiteren im US-Patent 5,083,304, das am selben Tag für Cahill angemeldet wurde, beschrieben.

In Fig. 4 ist eine zeitliche Sequenz von Ereignissen für mobile Sende- und Empfangskanäle in einem TDMA-System gezeigt. Der Mobilkanalzustand 401 für eine TDMA-Ereignissequenz wird allgemein in drei Zeitschlitze geteilt. Die drei Zeitschlitze umfassen Sendezeitschlitz 403 (T), Empfangszeitschlitz 405 (R) und Idle-Zeitschlitz 407 (I). Jeder Zeitschlitz dauert etwa 6,66 ms und erzeugt dabei eine getaktete Sequenz von Ereignissen von 20 ms für alle drei Zeitschlitze. Der Sendezeitschlitz 403, der Empfangszeitschlitz 405, der Idle-Zeitschlitz 407 werden in einer TDMA-Ereignissequenz sequentiell wiederholt. Wie oben beschrieben wurde, besteht der Vorteil einer TDMA in dem Multiplexen einer Anzahl von Benutzern, die dieselbe Kanalfrequenz verwenden.

Der Idle-Zeitschlitz 407 definiert eine Zeit in der TDMA-Ereignissequenz, in der eine besondere Mobileinheit weder überträgt noch empfängt. Während diesem Idle-Zeitschlitz 407 mißt die Mobileinheit zwischenzeitlich die Energiepegel der Sender, die sich an einer oder mehreren Stellen befinden. Dieser Prozeß des Testens der Signalenergiepegel wird als MAHO (mobile-assisted hand-off) bezeichnet.

Der mobile Empfang 409 beschreibt die Empfangszeitschlitze für drei unterschiedliche Mobilempfänger, die als R_x411, R_y413 und R_z 415 bezeichnet werden. Jeder Mobilempfänger kann Informationen lediglich während des ihm zugewiesenen Zeitschlitzes empfangen.

Der Mobilsendekanal 417 ist in entsprechender Weise in drei Zeitschlitze geteilt. Die drei Zeitschlitze umfassen T_x419, T_y421 und T_z423. Jede Mobileinheit kann lediglich während ihres eigenen Zeitschlitzes senden. Das Sendekanalmuster 417 und das Empfangskanalmuster 409 der drei benachbarten Zeitschlitze wird sequentiell während der Zeit wiederholt.

Zu beachten ist, daß das Ende eines Sendezeitschlitzes eines besonderen Mobilkanals, sich nicht in Übereinstimmung mit dem Beginn des korrespondierenden Empfangsmobilzeitschlitzes befindet. Insbesondere weist der Mobilsendezeitschlitz T_x419 einen Offset gegenüber dem mobilen Empfangszeitschlitz R_x411 auf. Dieser Offset wird in erster Linie benötigt, um die Gegebenheiten eines reellen Systems, wie Laufzeitverzögerung und physikalischer Abstand zwischen den Sende- und Empfangseinheiten, zu berücksichtigen.

Die Werte in der "look-up" Tabelle 221 und die Position innerhalb der TDMA-Ereignissequenz erlauben es, die Antwortzeit zu bestimmen. Eine Position in einer TDMA-Ereignissequenz definiert einen spezifischen Ort in einem Zeitschlitz eines Mobilkanals. Wenn der TDMA-Zeittakt 219 eine vorgegebene Position in dem empfangenen Signal 102 erreicht, wird ein Wert von der "look-up" Tabelle 221 in den Produktkombinierer 213 gegeben. Spezifische Positionen in bezug auf die Zeit, treten während des TDMA-Zeitframe (Zeitrahmens) auf, wenn eine schnelle Schleifenantwortzeit benötigt wird und zu einer anderen Zeit wird eine langsame oder mittlere Schleifenantwortzeit benötigt. Eine schnelle Schleifenantwortzeit ist unmittelbar vor dem Empfangszeitschlitz 405 erwünscht, um schnell den Phasenfehler zu erhalten, und schnell an das empfangene Signal anzukoppeln. Während des Empfangszeitschlitzes 405 wird mittels des Energiepegels des empfangenen Signals die Schleifenantwortzeit festgestellt und außerdem die Änderungsrate des Energiepegels des empfangenen Signals. Während des Idle-Zeitschlitzes 407 wird das Steuersignal für das Einstellen der Schleifenantwortzeit minimiert oder eliminiert.

Damit kann die Qualität des empfangenen Informationssignals in einem TDMA-System bei Auftreten von Fading verbessert werden, indem die Schleifenantwortzeit des Entscheidungsrückkopplungs-PLL eingestellt wird. Die Schleifenantwortzeit wird basierend auf den Energiepegel des Empfangssignals, der Änderungsrate des Energiepegels des Empfangssignals und der zeitlich definierten Sequenz von Ereignissen in einem TDMA-System eingestellt.

Claims

1. Demodulationsschaltkreis zum Demodulieren eines Eingangs signals, das eine sich ändernde Amplitude und Phase hat, wobei der Demodulationsschaltkreis umfaßt:
eine Phasen-Nachführeinrichtung (113, 123, 109) mit einer vor bestimmten Antwortzeit zum Nachführen der Phase des Eingangs signals;
eine Einrichtung (213, 141) zum Ändern der vorbestimmten Ant wortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulationsschaltkreis weiterhin
eine Einrichtung (209) zum Ermitteln einer Änderungsrate der Amplitude des Eingangssignals umfaßt und daß
die Einrichtung (213, 141) zum Ändern der vorbestimmten Ant wortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung (113, 123, 109) in Ab hängigkeit von der ermittelten Änderungsrate der Amplitude des Eingangssignals betreibbar ist.

2. Demodulationsschaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Ein richtung zum Ändern (213, 141) die vorbestimmte Antwortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung verkürzt, beim Ermitteln einer positiven Änderungsrate der Amplitude des Eingangssignals.

3. Demodulationsschaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Ein richtung zum Ändern (213, 141) die vorbestimmte Antwortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung verlängert, beim Ermitteln einer negativen Änderungsrate der Amplitude des Eingangssig nals.

4. Demodulationsschaltkreis zum Demodulieren eines Eingangs signal, das eine sich ändernde Phase hat, wobei der Demodu lationsschaltkreis umfaßt:
eine Phasen-Nachführeinrichtung (113, 123, 109) mit einer vor bestimmten Antwortzeit zum Nachführen der Phase des Eingangs signals;
eine Einrichtung (213, 141) zum Ändern der vorbestimmten Ant wortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung, dadurch gekennzeich net, daß der Demodulationsschaltkreis weiterhin
eine Einrichtung zum Ermitteln (221) der zeitlichen Lage von im Eingangssignal vorhandenen, aufeinanderfolgenden Daten- Burts umfaßt und daß
die Einrichtung (213, 141) zum Ändern der vorbestimmten Ant wortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung in Abhängigkeit von der ermittelten zeitlichen Lage der Daten-Bursts betreibbar ist.

5. Demodulationsschaltkreis nach Anspruch 4, wobei die Ein richtung zum Ändern (213, 141) die vorbestimmte Antwortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung vor den zur Demodulation aus gewählten Daten-Bursts verkürzt.

6. Demodulationsschaltkreis nach Anspruch 4, wobei die Ein richtung zum Ändern (213, 141) die vorbestimmte Antwortzeit der Phasen-Nachführeinrichtung während der zur Demodulation ausgewählten Daten-Bursts verlängert.

7. Verfahren zum Demodulieren eines an einem Demodulator angelegten Eingangssignals, das eine sich ändernde Amplitude und Phase hat, wobei der Demodulator eine Phasen-Nachführ einrichtung (113, 123, 109) mit einer vorbestimmten Antwort zeit hat zum Nachführen der Phase des Eingangssignals, wobei das Verfahren folgende Schritte umfaßt:
Ändern (213, 141) der vorbestimmten Antwortzeit der Phasen- Nachführeinrichtung, und das Verfahren weiterhin gekennzeich net ist durch die Schritte:
Ermitteln (209) einer Änderungsrate der Amplitude des Eingangssignals, und
Ändern (213, 141) der vorbestimmten Antwortzeit der Phasen- Nachführeinrichtung in Abhängigkeit von der ermittelten Änderungsrate der Amplitude des Eingangssignals.

8. Verfahren zum Demodulieren eines an einem Demodulator ange legten Eingangssignals, das eine sich ändernde Phase hat, wobei der Demodulator eine Phasen-Nachführeinrichtung (113, 123, 109) mit einer vorbestimmten Antwortzeit aufweist zum Nachführen der Phase des Eingangssignals, wobei das Verfahren folgende Schritte umfaßt:
Ändern (213, 141) der vorbestimmten Antwortzeit der Phasen- Nachführeinrichtung, und das Verfahren weiterhin gekennzeich net ist durch die Schritte:
Ermitteln einer zeitlichem Lage von im Eingangssignal vorhan denen aufeinanderfolgenden Daten-Bursts, und
Ändern (213, 141) der vorbestimmten Antwortzeit der Phasen- Nachführeinrichtung in Abhängigkeit von der ermittel ten zeitlichen Lage der Daten-Bursts.